Энциклопедия. Машиностроение. Т.IV-2. Расчет и конструирование машин, Т. IV-2 : Электропривод. Гидро- и виброприводы, Кн. 1 : Электропривод 9785942755850

Table of contents :
Титульный лист
Выходные данные
Оглавление
Введение
Глава 1. Основные понятия и элементы электропривода
1.1. Основные понятия и определения
1.2. Электродвигатели
1.3. Преобразователи электрической энергии
1.4. Микропроцессорные средства управления в электроприводе
1.5. Влияние электроприводов с полупроводниковыми преобразователями на электрическую сеть
1.6. Механическая часть электропривода
Список литературы
Глава 2. Управление координатами электропривода
2.1. Понятия основные функции и характеристики систем управления электроприводов
2.2. Релейно-контакторные системы управления электродвигателями
2.3. Дискретные логические системы управления движением электроприводов
2.4. Логические системы управления на основе фаззилогики
2.5. Математические модели электропривода
2.6. Системы модального управления электроприводов
2.7. Наблюдающие устройства в системах управления
2.8. Системы управления с подчиненным регулированием координат
2.9. Системы адаптивного управления электропривода
2.10. Цифровые системы управления электропривода (СУЭП)
Список литературы
Глава 3. Электроприводы с двигателями постоянного тока
3.1. Основные свойства электроприводов с двигателями постоянного тока
3.2. Системы электропривода с двигателем постоянного тока
3.3. Непрерывные системы регулирования координат
3.4. Модальное управление электропривода постоянного тока
3.5. Адаптивное управление электропривода постоянного тока
3.6. Цифровые системы управления электропривода постоянного тока
Список литературы
Глава 4. Электроприводы с асинхронными двигателями
4.1. Основные свойства и возможности электроприводов с асинхронными двигателями
4.2. Частотное управление асинхронного электропривода
4.3. Асинхронные электроприводы с тиристорными преобразователями напряжения
4.4. Квазичастотное управление асинхронного двигателя (АД)
4.5. Электроприводы по системам вентильного каскада и двигателя двойного питания
4.6. Асинхронный электропривод с импульсным регулированием
4.7. Асинхронный электропривод с фазовым регулированием в роторной цепи
4.8. Многодвигательный электропривод по системе электрического вала
Список литературы
Глава 5. Электроприводы с синхронными двигателями
5.1. Особенности электроприводов с синхронными двигателями
5.2. Электроприводы по схеме «вентильного двигателя»
5.3. Электроприводы по схеме непосредственный преобразователь частоты – синхронный двигатель
Список литературы
Глава 6. Шаговый и вентильный режимы синхронного электропривода
6.1. Принципы действия
6.2. Машины с синусоидальным питанием
6.3. Характеристики ШД и ВД с синусоидальным питанием
6.4. Управление током ШД и ВД при синусоидальном питании
6.5. ВД с несинусоидальным питанием
6.6. Управление ВД с несинусоидальным питанием
6.7. Упрощенные модели ШД и ВД с токовым питанием
6.8. Управление электроприводами с ВД малой и средней мощности
6.9. Управление электроприводами с ШД
6.10. Применение электроприводов с ВД и ШД
Список литературы
Глава 7. Электроприводы с нетрадиционными типами электродвигателей
7.1. Электромагнитные приводы
7.2. Магнитострикционный электропривод
7.3. Пьезоэлектрические приводы
7.4. Электроприводы с емкостными двигателями
Список литературы
Глава 8. Примеры электроприводов рабочих машин
8.1. Электропривод прокатных станов
8.2. Электропривод рабочих машин для транспортирования жидкостей и газов
8.3. Электроприводы механизмов текстильной и швейной промышленности
8.4. Электропривод в агропромышленном комплексе
8.5. Электроприводы одноковшовых экскаваторов
8.6. Электроприводы буровых установок
8.7. Электроприводы гелиоустановок
8.8. Электроприводы подъемных кранов
Список литературы

Citation preview

ÌÀØÈÍÎÑÒÐÎÅÍÈÅ ÝÍÖÈÊËÎÏÅÄÈß MECHANICAL ENGINEERING Encyclopedia

Ãëàâíûé ðåäàêòîð àêàäåìèê ÐÀÍ Ê.Â. Ôðîëîâ

ÌÀØÈÍÎÑÒÐÎÅÍÈÅ ÝÍÖÈÊËÎÏÅÄÈß Â ÑÎÐÎÊÀ ÒÎÌÀÕ

ÐÅÄÀÊÖÈÎÍÍÛÉ ÑÎÂÅÒ ÔÐÎËΠÊ.Â. Ïðåäñåäàòåëü ðåäàêöèîííîãî ñîâåòà ×ëåíû ñîâåòà: Áåëÿíèí Ï.Í. (çàì. Ïðåäñåäàòåëÿ ðåäñîâåòà è ãëàâíîãî ðåäàêòîðà), Êîëåñíèêîâ Ê.Ñ. (çàì. Ïðåäñåäàòåëÿ ðåäñîâåòà è ãëàâíîãî ðåäàêòîðà), Àäàìîâ Å.Î., Àíôèìîâ Í.À., Àñòàøåâ Â.Ê., Áåññîíîâ À.Ï., Áþøãåíñ Ã.Ñ., Âàñèëüåâ Â.Â., Âàñèëüåâ Þ.Ñ., Âîðîíèí Ã.Ï., Äîëáåíêî Å.Ò., Æåñòêîâà È.Í., Êèðïè÷íèêîâ Ì.Ï., Êëþåâ Â.Â., Êîïòåâ Þ.Í., Êñåíåâè÷ È.Ï., Ìàðòûíîâ È.À., Ìèòåíêîâ Ô.Ì., Íîâîæèëîâ Ã.Â., Îáðàçöîâ È.Ô., Ïàíèí Â.Å., Ïàíè÷åâ Í.À., Ïàòîí Á.Å., Ïàøèí Â.Ì., Ïëàòîíîâ Â.Ô., Ïóãèí Í.À., Ðóìÿíöåâà Î.Í., Ñèëàåâ È.Ñ., Ôåäîñîâ Å.À., Ôîðòîâ Â.Å., ×åðíûé Ã.Ã., Øåìÿêèí Å.È.

ÌÎÑÊÂÀ “ÌÀØÈÍÎÑÒÐÎÅÍÈÅ” 2012

Ðàçäåë IV ÐÀÑ×ÅÒ È ÊÎÍÑÒÐÓÈÐÎÂÀÍÈÅ ÌÀØÈÍ

Òîì IV-2

ÝËÅÊÒÐÎÏÐÈÂÎÄ. ÃÈÄÐÎ- È ÂÈÁÐÎÏÐÈÂÎÄÛ Ðåäàêòîðû-ñîñòàâèòåëè Ë.Á. Ìàñàíäèëîâ, Ä.Í. Ïîïîâ, Â.Ê. Àñòàøåâ Îòâåòñòâåííûé ðåäàêòîð àêàäåìèê ÐÀÍ

Â.Ê. Àñòàøåâ

Êíèãà 1 ÝËÅÊÒÐÎÏÐÈÂÎÄ Ïîä îáù. ðåä. ä-ðà òåõí. íàóê ïðîô. Ë.Á. Ìàñàíäèëîâà

ÌÎÑÊÂÀ “ÌÀØÈÍÎÑÒÐÎÅÍÈÅ” 2012

УДК 621.01/03 ББК 34.44 М38

А в т о р ы: Л.Б. Масандилов, Ю.Н. Сергиевский, С.К. Козырев, В.Н. Остриров, М.Г. Бычков, В.Ф. Козаченко, Ю.В. Шевырев, Н.И. Присмотров, Ю.М. Сафонов, В.М. Терехов, О.И. Осипов, А.С. Лебедев, А.С. Анучин, И.Я. Браславский, Г.Б. Онищенко, С.В. Хватов, П.Е. Данилов, В.А. Барышников, Л.Х. Дацковский, В.И. Роговой, А.П. Балковой, В.К. Цаценкин, И.Г. Ефимов, О.П. Михайлов, А.А. Никольский, В.Л. Дятлов, И.А. Селиванов, В.Ф. Глазунов, С.В. Прокушев, В.В. Иванов, А.Я. Микитченко, Б.М. Парфенов, Е.М. Овсянников

Машиностроение. Энциклопедия / ред. совет: К.В. Фролов (пред.) и др. М38 М.: Машиностроение. Электроприводы. Т. IVB2 / Л.Б. МасандиB лов, Ю.Н. Сергиевский, С.К. Козырев и др.; под общ. ред. Л.Б. МасандилоB ва, 2012. 520 с.: ил. ISBN 978B5B94275B585B0 (Т. IVB2, кн. 1) ISBN 5B217B01949B2 Изложены основные понятия и элементы электропривода. Рассмотрены вопросы автоB матического управления их координатами. Описано влияние систем с полупроводниковыми преобразователями на электрическую сеть. Приведены особенности и основные свойства наиболее распространенных классов электроприводов с электродвигателями различных тиB пов: постоянного тока, асинхронных, синхронных, шаговых, вентильных и др. Для каждого типа двигателей проанализированы различные системы управления, построенные на базе современных отечественных и зарубежных разработок в силовой и информационной элекB тронике. Большое внимание обращено на полупроводниковые преобразователи с микроB процессорными системами управления. Рассмотрены примеры типовых электроприводов разнообразных рабочих машин. УДК 621.01/03 ББК 34.44

ISBN 9785942755850 (Т. IV2, кн. 1) ISBN 5217019492

© Издательство «Машиностроение», 2012

Перепечатка, все виды копирования и воспроизведения материалов, опубликованных в данной книге, допускаются только с разрешения издательства и со ссылкой на источник информации

ОГЛАВЛЕНИЕ ВВЕДЕНИЕ (Ю.Н. Сергиевский) . . . . . . . . . . . . 7 Глава 1.

ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕ МЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА. . . . 19 1.1. Основные понятия и определения (С. К. Козырев) . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19 1.2. Электродвигатели (Л.Б. Масан дилов) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31 1.3. Преобразователи электрической энергии (В.Н. Остриров) . . . . . . . . . 49 1.4. Микропроцессорные средства управления в электроприводе (М.Г. Бычков, В.Ф. Козаченко) . . . . . 82 1.5. Влияние электроприводов с полуB проводниковыми преобразователями на электрическую сеть (Ю.В. Шевырев) . . . . . . . . . . . . . . . . 108 1.6. Механическая часть электроприB вода (Н.И. Присмотров, Ю.М. Сафо нов, В.М. Терехов) . . . . . . . . . . . . . . 124

Список литературы . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 134 Глава 2.

УПРАВЛЕНИЕ КООРДИНАТАМИ ЭЛЕКТРОПРИВОДА . . . . . . . . . . 137 2.1. Понятия, основные функции и характеристики систем управления электроприводов (В.М. Терехов, О.И. Осипов) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 137 2.2. РелейноBконтакторные системы управления электродвигателями (О.И. Осипов) . . . . . . . . . . . . . . . . . 139 2.3. Дискретные логические систеB мы управления движением электроB приводов (В.М. Терехов, О.И. Оси пов) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 147 2.4. Логические системы управлеB ния на основе фаззиBлогики (В.М. Терехов) . . . . . . . . . . . . . . . . 152 2.5. Математические модели электроB привода (О.И. Осипов) . . . . . . . . . . 166 2.6. Системы модального управления электроприводов (В.М. Терехов, О.И. Осипов) . . . . . . . . . . . . . . . . . . 172 2.7. Наблюдающие устройства в систеB мах управления (В.М. Терехов, О.И. Осипов) . . . . . . . . . . . . . . . . . . 176 2.8. Системы управления с подчиненB ным регулированием координат (О.И. Осипов) . . . . . . . . . . . . . . . . . 178 2.9. Системы адаптивного управления электропривода (В.М. Терехов). . . . 180 2.10. Цифровые системы управления электропривода (СУЭП) (В.М. Терехов, О.И. Осипов) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 183

Список литературы . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 190

Глава 3.

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕ ЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА . . 191 3.1. Основные свойства электроприB водов с двигателями постоянного тока (О.И. Осипов, А.С. Лебедев) . . 191 3.2. Системы электропривода с двигаB телем постоянного тока (О.И. Осипов, А.С. Лебедев) . . . . . . . . . . . . . . . . . . 199 3.3. Непрерывные системы регулиB рования координат (О.И. Осипов.) . . 205 3.4. Модальное управление электроB привода постоянного тока (В.М. Тере хов, О.И. Осипов). . . . . . . . . . . . . . . . 220 3.5. Адаптивное управление электроB привода постоянного тока (В.М. Тере хов, О.И. Осипов) . . . . . . . . . . . . . . . 224 3.6. Цифровые системы управления электропривода постоянного тока (В.М. Терехов, О.И. Осипов) . . . . . . . 227 Список литературы . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 239 Глава 4.

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИН ХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ . . 241 4.1. Основные свойства и возможноB сти электроприводов с асинхронныB ми двигателями (Л.Б. Масандилов). . . 241 4.2. Частотное управление асинхронноB го электропривода (А.С. Анучин ) . . . . 256 4.3. Асинхронные электроприводы с тиристорными преобразователями напряжения (И.Я. Браславский) . . . 279 4.4. Квазичастотное управление асинхронного двигателя (АД) (Л.Б. Масандилов) . . . . . . . . . . . . . . 290 4.5. Электроприводы по системам вентильного каскада и двигателя двойного питания (Г.Б. Онищенко, С.В. Хватов) . . . . . . . . . . . . . . . . . . 294 4.6. Асинхронный электропривод с импульсным регулированием (П.Е. Данилов, В.А. Барышников) . . 300 4.7. Асинхронный электропривод с фазовым регулированием в роторB ной цепи (В.А. Барышников) . . . . . . 306 4.8. Многодвигательный электроприB вод по системе электрического вала (П.Е. Данилов, В.А. Барышников) . . . 310 Список литературы . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 316 Глава 5.

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОН НЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ . . . . . . . 319 5.1. Особенности электроприводов с синхронными двигателями (Л.Х. Дацковский, В.И. Роговой) . . . . 319 5.2. Электроприводы по схеме «венB тильного двигателя» (Л.Х. Дацковский, В.И. Роговой) . . . . . . . . . . . . . . . . . . 336

6

ОГЛАВЛЕНИЕ

5.3. Электроприводы по схеме непосредственный преобразователь частоты – синхронный двигатель (Л.Х. Дацковский) . . . . . . . . . . . . . . 358 Список литературы . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 367 Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ СИНХРОННОГО ЭЛЕКТРОПРИВОДА . . . . . . . . . . 369 6.1. Принципы действия (А.П. Балко вой) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 369 6.2. Машины с синусоидальным питаниB ем (А.П. Балковой, В.К. Цаценкин) . . . 376 6.3. Характеристики ШД и ВД с синусоидальным питанием (А.П. Балковой, В.К. Цаценкин). . . . 379 6.4. Управление током ШД и ВД при синусоидальном питании (А.П. Балковой) . . . . . . . . . . . . . . . . 384 6.5. ВД с несинусоидальным питанием (А.П. Балковой, М.Г. Бычков) . . . . . . . 387 6.6. Управление ВД с несинусоB идальным питанием (А.П. Балковой, В.К. Цаценкин) . . . . . . . . . . . . . . . . . 395 6.7. Упрощенные модели ШД и ВД с токовым питанием (А.П. Балковой, В.К. Цаценкин) . . . . . . . . . . . . . . . . . 400 6.8. Управление электроприводами с ВД малой и средней мощности (А.П. Балковой, В.К. Цаценкин) . . . . 402 6.9. Управление электроприводами с ШД (А.П. Балковой, В.К. Цаценкин) . . 409 6.10. Применение электроприводов с ВД и ШД (А.П. Балковой, В.К. Ца ценкин) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 414 Список литературы . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 417

Глава 7.

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИ ЦИОННЫМИ ТИПАМИ ЭЛЕКТРО ДВИГАТЕЛЕЙ . . . . . . . . . . . . . . . 419 7.1. Электромагнитные приводы (И.Г. Ефимов) . . . . . . . . . . . . . . . . . 419 7.2. Магнитострикционный электроB привод (О.П. Михайлов) . . . . . . . . . 429 7.3. Пьезоэлектрические приводы (А.А. Никольский) . . . . . . . . . . . . . . 437 7.4. Электроприводы с емкостными двигателями (В.Л. Дятлов) . . . . . . . 448

Список литературы . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 455 Глава 8.

ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН . . . . . . . . . . 457 8.1. Электропривод прокатных станов (И.А. Селиванов) . . . . . . . . . . . . . . . . 457 8.2. Электропривод рабочих машин для транспортирования жидкостей и газов (С.К. Козырев) . . . . . . . . . . . 465 8.3. Электроприводы механизмов текстильной и швейной промышленноB сти (В.Ф. Глазунов, С.В. Прокушев) . . . 474 8.4. Электропривод в агропромышB ленном комплексе (В.В. Иванов) . . . 481 8.5. Электроприводы одноковшовых экскаваторов (А.Я. Микитченко). . . . 484 8.6. Электроприводы буровых устаноB вок (Б.М. Парфенов) . . . . . . . . . . . . 490 8.7. Электроприводы гелиоустановок (Е.М. Овсянников). . . . . . . . . . . . . . . 501 8.8. Электроприводы подъемных кранов (Л.Б. Масандилов) . . . . . . . . 508

Список литературы . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 518

ВВЕДЕНИЕ Привод (drive) в общем случае подразуB мевает систему, предназначенную для перемеB щения рабочего органа машины, механизма и т.д. по требуемому закону путем управляемой передачи и/или преобразования энергии исB точника в механическую энергию движения рабочего органа (РО). Для иллюстрации данB ного определения на рис. В1 внутри штрихоB вой рамки представлены звенья привода, котоB рые могут присутствовать в том или ином его техническом воплощении, а также энергетичеB ские (двойные стрелки) и информационные (тонкие стрелки) связи между этими элементаB ми и окружающей средой. Вне штриховой рамки представлены элементы окружающей привод среды, обменивающиеся с ним энергиB ей и информацией. Разделение каналов на энергетический и информационный условно, поскольку инфорB мация может передаваться, в частности, и по энергетическому каналу (но не наоборот), а кажB дая порция информации несет определенную энергию. Оправданием такого разделения в контексте данного раздела является различие в известных в настоящее время методах исследоB вания и средствах проектирования элементов энергетического и информационного каналов. Впрочем, интеграция элементной базы сегодня и возможные методологические достижения в будущем могут изменить данный подход.

Энергетический канал привода представB лен элементами, соединенными двойными стрелками. PO (tool) получает от механичеB ской передачи (transmission) МП механичеB скую энергию, которая должна иметь необхоB димые для правильной организации его двиB жения параметры (например, силу, скорость, перемещение и т.п.). Работа РО по преодолеB нию внешних сил, равно как и увеличение кинетической энергии при разгоне РО и свяB занных с ним частей механизма, требуют пеB редачи энергии от источника энергии ИЭ к РО (двойные стрелки слева направо). НапроB тив, движение РО под действием внешних сил, например при спуске груза, или принуB дительное торможение РО определяет движеB ние потока энергии от РО (штриховые стрелB ки справа налево). В случае самотормозящихся передач эта энергия переходит в энергию деформации свяB занных с РО частей МП, в противном случае она либо превращается в теплоту в механичеB ском тормозе, который может входить в состав МП, либо отправляется через МП и предыдуB щим звеньям привода, частично теряясь на потери в самой МП. Тепловые потери энергии на рис. В1 обозначены волнистыми стрелками, направленными в окружающую среду. МП непосредственно связана с РО и выB полняет функции конструктивной связи РО

Рис. В1

8

ВВЕДЕНИЕ

с двигателем Д, а также элемента, согласующеB го характер движения Д и РО (линейное, враB щательное и т.п.) и их параметры (скорость, момент). МП является неизменным компоненB том в подавляющем большинстве приводов, что иногда обусловливает использование в лиB тературе (в основном, в изданиях прежних лет) термина «привод» для обозначения именB но МП. В ряде случаев МП — единственное звено привода, например в мускульных привоB дах велосипедов или тренажеров, где человек объединяет функции источника энергии ИЭ, промежуточного преобразователя энергии ПП, двигателя, системы управления и оператора, а также в приводах гидроB и ветроэнергетических установок, где в качестве РО выступает ротор электрогенератора. Однако такие применения в дальнейшем рассматриваться не будут. ПрисуB щие МП особенности: загрязнение окружаюB щей среды энергией потерь в виде теплоты, шума и вибрации, практическое отсутствие способов точного и экономичного управления потоком механической энергии, например в муфтах сцепления, и ее параметрами, например в коробке переключения передач или вариатоB ре, — вынуждают разработчиков приводов исB кать способы упрощения МП путем оптимальB ного выбора типа и параметров двигателя и пеB реноса функций управления на другие звенья привода. Двигатель (engine, motor) Д является ценB тральным звеном привода, в котором постуB пающая к нему энергия преобразуется в мехаB ническую. В качестве Д применяются машины определенного вида: электрические, гидравлиB ческие, пневматические, тепловые и др. Как правило, название машины определяется виB дом потребляемой ею энергии или носителя этой энергии и является основным классифиB кационным признаком привода. Некоторые виды машин, например тепB ловые и вибрационные, способны передавать энергию только в одну сторону — к механичеB ской передаче, другие, так называемые обраB тимые, — в обе стороны, что может быть весьB ма привлекательно для приводов средней и большой мощности при частых режимах двиB жения привода под действием внешних сил и торможениях больших масс. При любом направлении преобразования энергии машина выделяет энергию во внешB нюю среду в виде тепллты, вибрации, шума, электромагнитных возмущений, что в значиB тельной мере зависит от вида машины.

Выбор того или иного типа Д для приB вода определяет остальные элементы энергеB тического канала, а потому не может быть обоснованно осуществлен без учета вносиB мого всеми звеньями привода вклада в итоB говые технические и экономические показаB тели привода. Промежуточный преобразователь (interB mediate converter) ПП призван преобразовыB вать и дозировать по величине и параметрам энергию, поступающую от ИЭ к Д. В данном контексте под ПП понимается совокупность устройств, передающих энергию от ИЭ к Д, а под ИЭ — носитель энергии, передаваемой независимым по отношению к данному приB воду поставщиком (электрическая или пневB матическая сеть предприятия или транспортB ного средства, жидкое топливо, элементы пиB тания или аккумуляторы и т.п.). Например, генератор с приводным двигателем, питающий двигатель постоянного тока в системе генераB тор–двигатель (системе Леонарда), является не ИЭ, а ПП, входящим в состав данного электропривода. Напротив, компрессор с системой очистB ки воздуха и пневмосетью предприятия, пиB тающей энергией сжатого воздуха различные пневмоприводы, должен рассматриваться как ИЭ для этих приводов, включающий в себя, в свою очередь, приводы компрессора, кондиB ционера, заслонок, вентилей и т.п. Дозирующая функция ПП необходима для согласования нормированных, а в ряде случаев и несанкционированно выходящих за допустимые пределы параметров энергии ИЭ (напряжения и частоты сети, теплотворB ной способности и октанового числа топлиB ва, давления в пневмосети предприятия и т.п.) с параметрами энергии, которая требуB ется в данный момент Д для безопасного, точного и экономичного выполнения своих функций. ПП, как и Д, может быть обратимым и необратимым. В последнем случае при исB пользовании обратимого Д в тормозных реB жимах его работы приходится применять спеB циальные устройства для рассеяния энергии торможения (например, дополнительные соB противления в электроприводе), снижающие экономическую эффективность привода и неB благоприятно воздействующие на окружаюB щую среду. Как и другие элементы энергетического канала, ПП в процессе преобразования энерB

ВВЕДЕНИЕ гии часть ее, называемую потерями, выделяет в окружающую среду в виде тепловой и вибB рошумовой энергии, а также энергии элекB тромагнитного излучения. В ряде случаев ПП (электрический преобразователь) во время работы проводит периодический (с высокой частотой и близким к нулю средним значениB ем) обмен энергии с ИЭ, что не отражается на энергетических показателях самого привоB да, однако вызывает дополнительные потери в ИЭ и отрицательно влияет на другие потреB бители энергии. Эта проблема, характерная для электропривода и называемая электро магнитной совместимостью по сети, в настояB щее время становится весьма актуальной. Она не столь злободневна для гидроB и пневB моприводов. Влияние привода на окружающую среду и соседние системы может осуществляться и по эфиру, если электромагнитные процессы в энергетическом канале привода происходят на высоких частотах. Данные обстоятельства треB буют обязательного учета при оценке качества привода и выборе технического решения элекB тромагнитной эмиссии привода. Информационный канал привода обознаB чен на рис. В1 тонкими линиями. Он не учаB ствует непосредственно в передаче энергии от ИЭ к РО, однако отвечает за функциониB рование всех элементов энергетического каB нала (ПП, Д, МП) адекватно поставленным перед приводом целям. Центральным звеном системы управлеB ния является устройство управления (control unit) УУ, которое воспринимает управляющую информацию от оператора, а также информаB цию о состоянии элементов привода и протеB кании технологического процесса, обрабатыB вает ее и выдает на информационные входы элементов энергетического канала сигналы, обеспечивающие его правильное функциониB рование. Устройства сопряжения (inputBoutput deviB ce) УС согласуют выходной сигнал датчиков и сигнал от оператора с адекватно воспринимаеB мым входом УУ. Периферийные по отношению к УУ устB ройства выполняют следующие функции: – вводят в УУ сигналы от оператора (или от УУ технологическим процессом более выB сокого уровня), задающие параметры технолоB гического процесса или условия работы элеB ментов привода, а также и информируют УУ о состоянии элементов привода;

9

– информируют УУ о состоянии техноB логического процесса, обеспечиваемого приB водом; – информируют УУ о состоянии окруB жающей среды, если это необходимо для праB вильного функционирования привода или корректировки его влияния на окружающую среду; – выдают управляющую информацию элеB ментам силового канала, а также обеспечивают мониторинг состояния технологического проB цесса и элементов привода для оператора. В связи с указанными функциями периB ферийные по отношению к УУ устройства включают в себя следующие элементы: – датчики ПП (intermediate converter senB sors) ДПП, передающие в УУ информацию о состоянии переменных преобразователя, необB ходимую для правильного выполнения им функций, а также идентификации и исключеB ния аварийных режимов (датчики давления и/или потока в гидроприводе, тока и напряжеB ния в преобразователях напряжения и частоты в электроприводе, температуры в любых приB водах и т.п.); – датчики переменных двигателя (engine sensors) ДПД, передающие информацию о соB стоянии двигателя, например температуре обB моток и/или подшипников, напряжении, токе, скорости в электродвигателе и других параметB рах, необходимую для исключения аварийных режимов и/или регулирования; – датчики механической передачи (transB mission sensors) ДМП, информирующие УУ, есB ли необходимо, о критическом состоянии (преB вышении температуры или вибрации) трансB миссии; – датчики технологического процесса (manufacturing method sensors) ДТП, номенкB латура которых зависит от параметров техноB логического процесса, требующих регулироваB ния (скорости, силы, давления, расхода, переB мещения и т.п.), а также оповещения об аваB рийных режимах или их исключения; – терминал управления (интерфейс УС оператора или плату сопряжения с устройстB вом управления более высокого уровня), соB держащий в случае управления оператором монитор для передачи оператору визуальной информации и клавиатуру для приема от него управляющей информации; – процессор (processor) УУ, обрабатываюB щий по заданному в процессе наладки привода алгоритму входящую в УУ информацию и выB

10

ВВЕДЕНИЕ

дающий через УС управляющую информацию преобразователю и/или двигателю, реже — МП, а также нужную оператору информацию о состоянии технологического процесса и элеB ментов привода. Конструктивно УУ либо выполняется в виде отдельного блока, соединенного с датчиB ками и управляющими входами элементов энергетического канала (как правило, элекB трическими связями), либо объединяется с ПП (часто — в электроприводе). В обоих слуB чаях терминал управления может быть встроен в УУ или вынесен из него для обеспечения моB бильности оператора. В последнем случае его связь с УУ организуется по электрическому, инфракрасному или радиочастотному каналу в зависимости от необходимого расстояния опеB ратора от привода. Для удаленного и распределенного управB ления и мониторинга привода используются локальные (по протоколам Ethernet, Lan, Modbus, Profibus, Fipio и др.) или глобальные (Internet) сети. В данном случае связь осущеB ствляется по кабелю (коаксиальному, витой паре, оптоволоконному, в проекте — по силоB вому), а также по эфиру. Устройства управления в зависимости от их схемотехнического исполнения и конструкB тивного решения подвержены электромагнитB ному влиянию элементов энергетического каB нала и окружающей среды, которое может возB действовать на УУ по электрическим цепям и эфиру. Степень защищенности привода от этого влияния, называемая электромагнитной устойчивостью привода, как и электромагнитB ная эмиссия энергетического канала в совоB купности являются в настоящее время одними из важнейших показателей привода и включеB ны в список условий, необходимых для допусB ка привода на рынок. Следует отметить, что представленное на рис. В1 разделение привода на элементы (МП, Д, ПП) проведено по функциональноB му, но не конструктивному принципу. Во многих современных приводах данные элеB менты конструктивно объединены в различB ных сочетаниях. Например, в так называеB мых электромехатронных модулях Д может быть интегрирован с полупроводниковым преобразователем ПП и редуктором МП или только с редуктором (моторBредуктор), а в пневмоприводах пневмоцилиндр Д часто конструктивно объединен с МП и ПП и даже включает в себя элементы системы управлеB

ния. В частности, в современных электроB приводах ПП (силовой полупроводниковый преобразователь), как правило, конструктивB но объединен с УУ. Интеграция различных компонентов приB вода не должна превращаться в самоцель, инаB че это приведет к внешне модным, но эконоB мически не эффективным решениям. Классификация приводов может быть осуществлена по различным признакам. Как было сказано выше, основным классификаB ционным признаком привода является тип Д или вид потребляемой им энергии (ее носиB теля). В зависимости от типа Д приводы подразделяются на электрические (electric drive), гидравлические (hydraulic drive), пневB матические (pneumatic drive), тепловые (heat engine), вибрационные (vibrodrive) и др. Классификация по данному признаку может углубляться в сторону уточнения типа Д. Например, электроприводы могут быть асинхронными (induction motor drive), синB хронными (synchronous motor drive), шаговыB ми (step motor drive), постоянного тока (DC drive), причем в последнем случае обычно имеется в виду тип Д, а не свойство источниB ка энергии. Гидроприводы могут быть объемB ными и гидродинамическими, теплопривоB ды — бензиновыми, дизельными, газотурбинB ными и т.п. Сходными классификационными приB знаками могут являться типы механической передачи и промежуточного преобразователя. По типу механической передачи приводы разделяются на кулачковые (cam drive), ременB ные (belt drive), кривошипноBшатунные (crank drive), фрикционные (friction drive), карданные (universalBshaft drive), кулисные (linkBmotion drive), волновые (harmonic drive), реечные (rackBandBpinion drive), на основе фрикционB ного (friction variableBspeed drive) или клинореB менного (VBbelt variableBspeed drive) вариатора и, наконец, наиболее предпочтительные — безредукторные (gearless drive). Примерами приводов, классифицируеB мых по типу преобразователя или его элеменB тов, являются электроприводы с преобразоваB телями частоты или напряжения, тиристорB ные, транзисторные электроприводы, гидроB приводы с дроссельным, машинным и машинB ноBдроссельным управлением и т.п. Другим классификационным признаком приводов является топология механической связи Д и РО.

ВВЕДЕНИЕ

11

Рис. В2 Индивидуальный привод (singleBmotor, oneBtool, single path drive) характеризуется тем, что РО приводится в движение одним Д, как показано на рис. В2, а. Такой привод имеют устройства, в которых реализуется движение по одной координате (вращение или линейное перемещение относительно неподвижной в пространстве оси). Многодвигательный привод (multimotor drive), например применяемый в манипулятоB рах, сварочных роботах и т.п., обеспечивает двиB жение РО, как правило, одновременной соглаB сованной работой стольких двигателей Д1…Дn, по скольким координатам проводится движеB ние. В таких приводах, называемых иногда мно гокоординатными (рис. В2, б), обычно каждый Д питается от своего индивидуального ПП, но все они информационно связаны с одним УУ. Групповой привод (group drive) — третий вариант по данному признаку — изображен на рис. В2, в. Такое исполнение привода хаB рактерно для ранних этапов его развития, коB гда Д, будь то электрическая, паровая или теB пловая машина, был весьма дефицитным и дорогостоящим устройством, а на многочисB ленных РО1…РОn, соединенных с Д раздаточB ными валами и ременными передачами, не требовалось точное и экономичное регулироB вание. В то же время большинство гидроприB водов, например станков, роботов, исполниB тельных устройств летательных аппаратов, имеющих единую насосную установку, поB строено по этому варианту. По признаку возможности управления ка койлибо количественной характеристикой дви

жения РО приводы разделяют на регулируеB мые и нерегулируемые. Регулируемый привод (controlled drive) обеспечивает возможность управления со стороны УУ какимBлибо одним, например скоростью, или несколькими параметрами движения РО независимо от произвольно меB няющихся других параметров, например сиB лы на РО. Нерегулируемый привод (uncontrolled drive) подразумевает неизменные параметры питания двигателя, а также неизменные параметB ры трансмиссии. Параметры питания двигатеB ля, как правило, определяются параметрами ИЭ и/или ПП (также нерегулируемого). В неB регулируемом приводе параметры движения РО обычно зависят от величины нагрузки привода. Один из возможных классификационных признаков — кратность преобразования энергии из одной формы в другую, например электричеB ской в механическую в энергетическом канале привода. Примерами приводов с однократным преобразованием энергии могут служить слеB дующие. 1. Электроприводы постоянного и переB менного тока как нерегулируемые, так и регуB лируемые с полупроводниковыми преобразоB вателями, питающиеся от электросети или авB тономного ИЭ и преобразующие электричеB скую энергию в механическую в электричеB ской машине. В ряде случаев электроприводы, включающие в свой состав выпрямители и инB верторы, классифицируют как приводы с мноB гократным преобразованием энергии. При этом имеется в виду преобразование не вида

12

ВВЕДЕНИЕ

энергии, а ее параметров (электрическая энерB гия сети с номинальным уровнем напряжения и частоты — электроэнергия постоянного тока с некоторым уровнем напряжения — электриB ческая энергия переменного тока с требуемым уровнем напряжения и частоты). 2. ГидроB и пневмоприводы, питающиеся от гидроB и пневмосетей, преобразующие неB посредственно энергию сжатой жидкости или воздуха в механическую в гидроB или пневмоB цилиндре. Иногда такие приводы, если они имеют два или несколько контуров с разным уровнем давления, называют приводами с мно гократным преобразованием энергии . 3. Тепловые приводы с двигателем внутB реннего сгорания, дизелем или газовой турбиB ной, преобразующие внутреннюю энергию тоB плива при его сгорании в механическую. Обобщенная структура приводов с одноB кратным преобразованием энергии полностью соответствует рис. В1. Приводы с многократным преобразоваB нием энергии имеют значительно более сложB

ную компоновку. Примерами могут служить следующие системы: – теплоэлектромеханическая, например на основе бензинового (gasolineBelectric drive), диB зельного (dieselBelectric drive), парового (steam drive) двигателя, представленная на рис. В3, а, включает в себя тепловую машину, генератор и двигатель и имеет три ступени преобразоваB ния энергии: тепловой в механическую, мехаB нической в электрическую и электрической в механическую, причем в последней ступени может присутствовать МП, а УУ воздействует на обмотку возбуждения генератора, а в ряде случаев и двигателя; – электрогидравлическая, представленB ная на рис. В3, б , содержащая электродвигаB тель, приводящий в движение насос, который передает энергию в напорную гидролинию (гидросеть), содержащую элементы регулироB вания (дроссели, гидроусилители, распредеB лители) и питающую гидродвигатель (гидроB цилиндр), передающий механическую энерB гию РО.

Рис. В3

ВВЕДЕНИЕ В терминах обобщенной структуры приB вода на рис. В1 функции первых ступеней преобразования энергии выполняет ПП; УУ распределяет информационные потоки между различными элементами ступеней преобразоB вания энергии в зависимости от их техниB коBэкономических показателей управляемоB сти и задач управления технологическим проB цессом. Применение более сложных, габаритных, массивных и дорогостоящих приводов с мноB гократным преобразованием энергии нуждаетB ся в обстоятельном обосновании, в основе коB торого могут лежать тип доступного первичноB го источника энергии, требования надежности энергообеспечения, структура энергоснабжеB ния объекта, наличная и доступная элементB ная база привода и, в конечном счете, интеB гральные техникоBэкономические оценки альB тернативных решений. Массогабаритные характеристики привоB дов различного типа определяются главным образом удельными показателями элементов энергетического канала, в которых происходят процессы преобразования энергии. В электроB приводе это электрические машины, полупроB водниковые преобразователи, в гидроB и пневB моприводах — насосы, двигатели (например, гидроB или пневмоцилиндры), усилители и распределители, в тепловом приводе — теплоB вые двигатели, топливные насосы, карбюратоB ры, компрессоры и т.п. Во всех типах приводов могут присутстB вовать МП (редукторы), а УУ выполняются на однотипных элементах микроэлектроники и сенсорной техники. Поэтому решающими при сопоставлении массогабаритных показателей являются параметры двигателей, тем более что данные показатели ПП (полупроводниковых или электромашинных — в электроприводе, усилителей и распределителей — в гидроприB воде, компрессоров и редукторов — в теплоB вом) соизмеримы или пропорциональны соотB ветствующим показателям двигателей. Удельные показатели процесса преобразоB вания энергии в двигателях определяются главB ным образом удельными потерями и механичеB ской и/или термической устойчивостью примеB няемых в данном типе двигателей узлов и матеB риалов, из которых они изготовлены. НаприB мер, в электрических машинах это обмотки и подшипники, в гидроB, пневмоB и тепловых маB шинах — поршни и цилиндры, элементы трансмиссии, интегрированной с двигателем.

13

Процесс преобразования энергии в элекB трических машинах происходит вследствие взаимодействия полей в зазоре между неподB вижной и приводимой в движение частями машины. В машинах массовых серий малых и средних мощностей при индукции в зазоре 0,8…1,0 Тл, зависящей от свойств стандартной электротехнической стали, и перегреве обмоB ток до 80…100 °С, определяемом классом наB гревостойкости изоляции, средняя удельная нагрузка (сила на единицу площади воздушноB го зазора) для электрических машин разного исполнения составляет 0,3…3 Н/см2. В гидроцилиндрах энергия сжатой рабоB чей жидкости преобразуется в механическую путем создания давления на поршень цилиндB ра. При этом допустимая удельная нагрузка (сила на единицу площади поршня) определяB ется прочностью материала стенок цилиндра и стакана поршня и для широко применяемых цилиндров из различных материалов (от чугуB на до легированной стали) составляет 1000… 4000 Н/см2, т.е. 100…400 атм. В реальных масB совых гидроприводах давление равно 500… 1500 Н/см2, т.е. 50…150 ат (bar), что на два поB рядка превышает соответствующий показатель стандартной электрической машины. В пневмоцилиндрах энергия сжатого гаB за, как и в предыдущем случае, преобразуется в механическую путем создания давления на поршень цилиндра, а допустимая удельная наB грузка также определяется прочностью матеB риала стенок цилиндра и стакана поршня, одB нако давление в реальных пневмоприводах ниB же, чем в гидроприводах, и составляет 30… 70 Н/см2, что на одинBдва порядка превышает соответствующий показатель стандартной электрической машины. В тепловых машинах поршневого типа давление на поршень создается рабочим теB лом (топливоBвоздушной смесью) при его быстром сгорании, поэтому процесс данноB го преобразования отличается от предыдуB щего случая несоизмеримо большими темB пературами, неравномерностью давления на стенки цилиндров и поршней и неравноB мерностью хода. Эти обстоятельства опреB деляют особые требования к материалу узB лов и системе охлаждения теплового двигаB теля. Удельные показатели узла преобразоB вания энергии поршневых тепловых двигаB телей составляют 10…30 Н/см 2, что на поряB док превышает данный показатель электриB ческой машины.

14

ВВЕДЕНИЕ

На практике часто используются такие удельные показатели, как масса и габаритные размеры отнесенные к единице передаваемой мощности. Поскольку номинальная мощB ность двигателя определяется как произведеB ние номинальной силы на скорость или ноB минального момента на валу на угловую скоB рость, данные показатели тем выше при одB ной и той же силе или моменте, чем выше номинальная скорость. Это обстоятельство снижает дистанцию между удельными показаB телями приводов различного типа, поскольку номинальные угловые скорости электродвигаB телей массовых серий (150…300 рад/с) и тепB ловых машин (300…600 рад/с) несколько выB ше аналогичных параметров гидроB и пневмоB двигателей (100…240 рад/с). Удельные показатели узла преобразоваB ния энергии в приводах различного типа неодB нозначно характеризуют массогабаритные поB казатели данного привода в целом. Так, современные промежуточные (поB лупроводниковые) преобразователи в элекB троприводе в пересчете на единицу передаB ваемой мощности в несколько раз более компактны и легки, чем электродвигатели; последние, в свою очередь, обладают тем лучшими массогабаритными показателями, чем выше их номинальная скорость вращеB ния; пневмоB и гидроприводы требуют налиB чия насосных и, соответственно, компресB сорных установок, включающих в себя элекB трический или тепловой привод, хотя у перB вых он может иметь относительно меньшую мощность ввиду замкнутости и аккумулиB рующей способности гидросети; пневмоприB воды по сравнению с гидроприводами более просты по конструкции двигателя и управB ляющей аппаратуры и отличаются более коB роткой возвратной линией трубопроводов; тепловые машины требуют дополнительной массы и объема для системы охлаждения, а кроме того, им необходима, как правило, массивная и габаритная механическая переB дача. Поэтому наиболее объективными и приB годными для сопоставления показателями могли бы служить масса и объем привода в цеB лом применительно к его конкретному примеB нению с учетом всех элементов энергетическоB го и информационного каналов и их рациоB нального расположения. Это в каждом конB кретном случае требует разработки эскизных проектов альтернативных решений.

Под энергетическими показателями приво дов обычно понимается коэффициент полезB ного действия (КПД), а для потребителей электроэнергии переменного тока еще и коэфB фициент мощности (КМ). КПД представляет собой отношение полезной мощности (на РО) к полной активной мощности, потребляемой от сети при определенной нагрузке (силе и скорости или моменте и угловой скорости). КМ — отношение потребляемой от исB точника энергии активной мощности к полB ной. Если КПД характеризует потери энергии в приводе, то КМ — потери в источнике энерB гии; оба вида потерь чреваты бесполезными затратами (первые — со стороны потребителя энергии, вторые — со стороны поставщика и/или потребителя), а также тепловой эмиссиB ей в окружающую среду. Естественно, данная проблема тем актуальнее, чем выше мощность привода. Обычно производитель или поставщик привода в технической документации указыB вает номинальные значения КПД и КМ, т.е. те значения, которые соответствуют номиB нальной нагрузке (номинальному моменту и скорости на валу). Большинство приводов проектируется таким образом, чтобы КПД и КМ были максимальны именно в номинальB ном режиме работы, между тем, для реальB ного привода любого типа характерно сниB жение обоих показателей при уменьшении нагрузки. Так, в режиме холостого хода, когда приB вод подключен к источнику энергии, а скоB рость или сила на рабочем органе равны нулю (РО неподвижен либо движется лишь под дейB ствием внешних сил), мощность, передаваемая приводом РО, равна нулю, а потери, хоть часто и небольшие, присутствуют. Поэтому в каждом конкретном применении привода объективныB ми оценками его энергетической эффективноB сти должны являться не номинальные (пасB портные) значения КПД и КМ, а интегральB ные их эквиваленты, рассчитанные за цикл или наиболее характерный временной период работы механизма. Например, таким эквиваB лентом КПД может быть отношение полной энергии, переданной РО за выбранный период работы, к полученной за этот же период от ИЭ активной энергии. В приводах механизмов, работающих длительно с номинальной нагрузкой, если привод выбран точно на данную нагрузку, экB вивалентные значения КПД и КМ совпадают с

ВВЕДЕНИЕ номинальными, однако такая ситуация весьма редка. Чем больше режим работы механизма отличается от номинального для выбранного привода, тем актуальнее становится оценка эквивалентного циклового КПД и КМ. Для такой оценки необходимо знать заB висимости КПД и КМ привода от нагрузки. В частности, для нерегулируемого асинхронного электропривода и теплопривода на основе двигателя внутреннего сгорания зависимость КПД от момента нагрузки имеет форму криB вой, близкую к параболе, проходящей через начало координат, с максимумом, близким к номинальному значению КПД в области ноB минальной нагрузки. Регулируемые электроB и теплоприводы проектируются таким образом, чтобы принудиB тельным снижением подаваемой на двигатель энергии или топлива повысить КПД (и КМ электропривода) в области малых нагрузок. ГидроB и пневмоприводы, если источниB ком энергии для них считать гидроB и пневмоB сеть и пренебречь небольшими потерями энергии изBза нагрева и утечки энергоноситеB ля, имеют близкий к единице КПД, однако при интегральной оценке энергетической эфB фективности данных приводов следует учитыB вать потери в системе регулирования мощноB сти и КПД приводных двигателей насоса или компрессора, а также КМ, если это электроB двигатели переменного тока. Сравнив номинальные значения КПД приводов различного типа, можно утверB ждать, что наибольший КПД присущ гидроB и пневмоприводам, поскольку они, как было сказано выше, обладают наименьшей матеB риалоB, а следовательно, и теплоемкостью и работают с относительно небольшим переB гревом. Наименьший КПД характерен для тепловых машин, имеющих высокую темпеB ратуру массива двигателя и сопряженных с ним узлов. Взаимодействие приводов с окружающей средой описывается двумя группами параметB ров. Первая группа, называемая эмиссией, хаB рактеризует влияние привода на окружаюB щую среду и включает в себя такие параметB ры, как теплоB и массовыделение (рабочих жидкостей, продуктов сгорания, паров горюB чего), шум, вибрация, электромагнитные изB лучения в эфир и помехи в питающую сеть. Вторая группа характеризует устойчивость привода при его работе к влиянию окружаюB щей среды: температуры, давления, влажноB

15

сти, запыленности, вибрации, отклонений в параметрах источника энергии, электромагB нитных полей. Эмиссия главным образом вызывается элементами энергетического канала привода. Это упоминавшиеся выше источники тепловоB го излучения, вклад которых в количественB ном выражении пропорционален величине «единица минус КПД». Массовыделение в первую очередь характерно для тепловых приB водов, в меньшей степени — для гидропривоB дов (при низком качестве изготовления и неB исправностях). Шум и вибрацию в наибольB шей степени генерируют вибромашины всех типов, тепловые машины, в меньшей — элекB трические, еще в меньшей — пневматические и практически бесшумны гидравлические. ОдB нако гидроB и пневмопривод предусматривают наличие насосных или компрессорных устаноB вок, которые дезавуируют благоприятные шуB мовые характеристики гидроB и пневмоаппаB ратуры и могут требовать удаления этих устаB новок (главным образом компрессоров) из производственных помещений. Наибольший «вклад» в загрязнение эфиB ра и сети высокочастотными помехами вносят устройства силовой электроники, входящие в состав регулируемого электропривода. ИзлучеB ние в эфир также производят высоковольтные разряды двигателей внутреннего сгорания, а также якорная коммутация электрических маB шин постоянного тока и коллекторных. ЗнаB чительно меньшую электромагнитную эмисB сию дает электроника устройств управления как весьма маломощная по сравнению с устB ройствами энергетического канала. Естественно, для снижения влияния приводов на окружающую среду и приведеB ния количественных характеристик этого влияния в соответствие с отечественными и международными нормами имеются соответB ствующие средства шумоB и вибропоглощеB ния, катализации продуктов сгорания, фильтB рации и экранирования электромагнитных помех и т.п., однако применение их требует значительных финансовых затрат и вызывает существенное увеличение массы и габаритB ных размеров привода. Устойчивость элементов энергетического канала привода к влиянию факторов окружаюB щей среды (за исключением электромагнитB ных) в существенной степени зависит от его типа. Так, гидроB и пневмоприводы в силу своей герметичности весьма устойчивы к

16

ВВЕДЕНИЕ

влажности и запыленности, в то же время для гидропривода критична температура окружаюB щей среды, влияющая на вязкость рабочей жидкости, а также качество носителя энерB гии — рабочей жидкости, определяющее износ высокотехнологичных узлов гидропривода: зоB лотниковых и плунжерных пар, распределиB тельных устройств и т.п. Тепловые приводы работают с большим перегревом, поэтому малокритичны к темпеB ратуре окружающей среды (если решены проB блемы холодного пуска), однако требуют выB сокого качества топлива, масел и очистки возB духа во избежание усиленного износа трущихB ся поверхностей. Пневмоприводы требуют специальных систем очистки воздуха для обеспечения наB дежной и долговечной работы трущихся пар в двигателях, компрессорах и регулирующей апB паратуре. Электроприводы по устойчивости к возB действию различных факторов окружающей среды разделяются на классы от вовсе не заB щищенных до взрывозащищенных, а также предназначенных для работы в холодном, умеренном или тропическом климате. На все типы приводов (за исключением вибропривоB дов) отрицательно влияет внешняя вибрация, вызывающая ускоренный износ конструкций, а в гидроприводе — еще и изменение свойств рабочей жидкости. Устойчивость устройств управления к воздействию внешних факторов для всех тиB пов приводов определяется в основном ноB менклатурой и свойствами электронных комB понентов системы управления, а поскольку они в большинстве своем однотипны, станоB вится очевидной тенденция к их унификации и интеграции. Данный вид показателей при сопоставлении приводов не является приориB тетным. Технические показатели приводов — наиB более обширная система показателей, связанB ная с требованиями самых разнообразных техB нологических процессов. Диапазон регулироB вания скорости или силы, стабилизация регуB лируемой скорости или силы во времени, а также при изменении нагрузки или параметB ров источника энергии, быстродействие, т.е. скорость реакции рабочего органа на изменеB ние управляющего воздействия или нагрузки и т.п., — это основные, но не единственные объективные показатели эффективности приB вода. В современных приводах (конец XX и

начало XXI в.) указанные проблемы принциB пиально и технически решаемы в полном объB еме средствами устройств управления. При соB поставлении речь может идти об экономичеB ских показателях регулирования. Остановимся лишь на тех показателях, которые обусловлены природой двигателя и не могут быть существенно изменены средствами управления. В первую очередь это быстродейB ствие (максимальное ускорение) привода, опB ределяемое в соответствии со вторым законом Ньютона отношением максимальной силы (момента) к массе (моменту инерции). Для большинства редукторных приводов суммарB ный момент инерции механической части опB ределяется в основном моментом инерции двигателя, поэтому наиболее быстродействуюB щими являются пневмоприводы, затем следуB ют гидроприводы, тепловые приводы и наимеB нее динамичны электроприводы. Демпфирующие свойства приводов, хаB рактеризующие их способность ослаблять коB лебания и удары, достигаются в гидроB и пневB моприводах усложнением конструкции двигаB телей или введением самостоятельных демпB фирующих устройств, а в электроприводах — более простыми методами схемотехнического или программного построения устройств управления. Такие показатели приводов, как форма механической характеристики, диапаB зон и плавность регулирования координат (момента, скорости, положения), стабильB ность их поддержания при изменяющихся паB раметрах нагрузки, источника энергии и окруB жающей среды в регулируемых приводах, опB ределяются в основном свойствами устройства управления, и в настоящее время, а тем более в будущем требуемый уровень данных показаB телей достижим в любом типе привода в рамB ках его целесообразного применения. Сферы использования приводов различноB го типа зависят в первую очередь от их техниB ческих показателей, которые должны удовлеB творять требованиям технологии, и характера доступного источника энергии. Часто приводы различного типа способны выполнить возлоB женные на них функции, в этом случае реB шающими могут стать экономические фактоB ры. В последнее время приоритетными при выборе привода все чаще являются его энергеB тические и экологические показатели. Большое разнообразие рабочих машин обусловливает широкий спектр требований, удовлетворить которые может тот привод, хаB

ВВЕДЕНИЕ рактеристики которого в большей степени отB вечают этим требованиям. К основным фактоB рам, определяющим область применения разB личных типов приводов, можно отнести: конB структивную совместимость привода с рабочей машиной, диапазон регулирования частоты вращения и момента при вращательном двиB жении или скорости и силы при линейном движении, точность, плавность, быстродейстB вие, массогабаритные показатели, совместиB мость с условиями и требованиями окружаюB щей среды и экономичность. В машинах большой и средней мощности с вращательным движением рабочего органа находит применение электрический привод поB стоянного и переменного тока. К таким машиB нам относятся главные приводы валков прокатB ных станов в металлургической промышленноB сти, шахтные подъемные машины, шагающие и карьерные экскаваторы горноBдобывающей промышленности, шахтные мельницы, мощB ные строительные, монтажные и другие подъB емные краны, электрический транспорт, канатB ные дороги, конвейеры, вентиляторы аэрогидB родинамических труб, главные приводы тяжеB лых металлообрабатывающих станков и т.д. Электроприводы малой и средней мощB ности широко применяются в станкостроении. Электроприводы с шаговыми и пьезоэлектриB ческими двигателями используются в многоB численных специальных машинах и промышB ленных роботах, выполняющих высокоточные операции. К таким операциям относятся, наB пример, обработка заданного профиля поршB ней для двигателей внутреннего сгорания, монтаж микросхем на печатных платах, огранB ка алмазов и др. Гидропривод с объемными машинами весьма распространен в мощных рабочих маB шинах с возвратноBпоступательным и возвратB ноBповоротным, а иногда и вращательным двиB жением исполнительных органов, таких как прессы с силой в сотни тысяч тонн, проходчеB ские щиты, шахтные крепи, механизмы переB движения мощных электрических шагающих экскаваторов и др. Машины средней и малой мощности, требующие высокого быстродейстB вия, например нажимные устройства прокатB ных станов с линейным перемещением рабочеB го органа, металлообрабатывающие станки, кузнечноBпрессовые машины и т.д. также обоB рудуются электрогидравлическим приводом. В машинах средней и малой мощности мобильных установок с автономными источB

17

никами энергии, таких как дорожноBстроиB тельные и транспортные машины, в системах управления летательными и космическими апB паратами, судами и тяжелыми автомобилями и др., преимущественно используются теплоB гидравлический, газотурбогидравлический, теB плоэлектрический приводы. При автоматизации производственных процессов наряду с электрическим и гидравB лическим применяется пневматический приB вод. Наибольшее распространение пневмоприB вод получил в механизмах с возвратноBпостуB пательным движением. Им оборудуются лиB тейные, кузнечноBпрессовые машины, сварочB ные агрегаты. Особеннс широко певмопривод используется в устройствах и аппаратах управB ления транспортными машинами, в их торB мозных системах. В промышленных роботах и в металлообрабатывающих станках пневмоB привод выполняет операции автоматического захвата, загрузки и закрепления заготовок, включения и выключения рабочих движений режущего инструмента и др. Особой разновидностью привода являетB ся вибрационный привод — устройство для преB образования вибрации ведущего элемента устB ройства в направленное перемещение его веB домого элемента. Работа вибрационного привода основана на использовании эффекта вибрационного пеB ремещения, под которым понимается возникB новение направленного в среднем движения ведомого элемента благодаря ненаправленным в среднем колебательных воздействий со стоB роны ведущего элемента. Различают два вида вибрационных приB водов. К приводам первого вида относятся вибрационные транспортирующие устройства, в которых ведущими элементами являются неB посредственно рабочие (грузонесущие) органы вибрационных машин (конвейеров, насосов, питателей, дозаторов, бункеров), вибрация коB торых и создает направленное перемещение сыпучих и кусковых материалов, паст, жидкоB стей и иных продуктов. К приводам второго вида относятся виб рационные двигатели, где вибрация ведущего элемента преобразуется во вращательное двиB жение ротора либо поступательное движение ползуна, которое затем используется для приB вода того или иного механизма. Вибрационный привод, несмотря на свою специфику, полностью укладывается в общую схему приводов, показанную на рис. В1. В чаB

18

ВВЕДЕНИЕ

стности, любой вибрационный привод в своем составе обязательно имеет промежуточный преобразователь энергии источника (электриB ческого, гидравлического, пневматического) в механические колебания выходного звена преобразователя, которое, в свою очередь, явB ляется ведущим элементом вибрационного привода. Такой преобразователь называют виб ровозбудителем. Кроме того, вибрационный привод имеет устройство управления той или иной сложноB сти. Часто для обеспечения оптимальных режиB мов работы привода в условиях изменяющейся нагрузки используют замкнутые системы управB ления с различными обратными связями. Вибрационные транспортирующие устB ройства работают, как правило, в диапазоне низких частот (~10…102 Гц). Колебания таких систем создаются центробежными, электро

магнитными и электродинамическими виброB возбудителями. Иногда для этой цели испольB зуют кинематические вибровозбудители, созB дающие колебания несущего органа с помоB щью кулачковых, кривошипноBшатунных и тому подобных механизмов. Колебательные системы вибрационных двигателей работают в диапазоне низких ультB развуковых частот [(20…60) 103 Гц]. Такие сисB темы возбуждаются посредством магнитост рикционных или пьезоэлектрических электроB акустических преобразователей. Данное перечисление отнюдь не является исчерпывающим и строго разграничивающим области применения приводов различного тиB па. Интенсивное развитие технологий, с одной стороны, и техники привода, с другой, служит постоянным источником для творческих поисB ков наиболее эффективных решений.

Глава 1 ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА 1.1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ОПРЕДЕЛЕНИЯ Определение понятия «электропривод». Функциональная схема электропривода. ЭлекB трический привод — техническая система, состоящая в общем случае из подключенного к источнику энергии (ИЭ) преобразователя электрической энергии (ПЭЭ), электрическоB го двигателя (ЭД), передаточного устройства (ПУ), управляющего устройства (УУ) и датB чиков координат электропривода, предназнаB ченная для приведения в движение исполниB тельного органа (ИО) рабочей машины (РМ) и управления этим движением в целях осущеB ствления требуемого технологического проB цесса РМ. Функциональная схема электропривода приведена на рис. 1.1. Исполнительный орган РМ — движуB щийся элемент, выполняющий технологичеB скую операцию РМ. Последняя может осущеB ствлять различные технологические операции (изменение формы, свойств, состояния и поB ложения предметов труда); соответственно, и ИО разнообразны: рабочие валки в прокатных станах, барабан в наматывающих и разматыB вающих устройствах, кабина в лифтовых устаB новках, ковш в экскаваторах и т.д. ИО не входит в состав электропривода, но его параметры (момент инерции, момент нагрузки, упругости, зазоры и т.д.) должны учитываться при составлении математическоB

Рис. 1.1. Функциональная схема электропривода

го описания и исследовании динамических свойств электропривода. Электропривод соB вместно с ИО РМ образует электромеханичеB скую систему (ЭМС), состоящую из электриB ческой и механической частей. В ряде случаB ев ЭД, ИО РМ конструктивно объединяются и входят в мехатронный модуль движения. Мехатронный модуль движения — интегB рированное управляемое электромеханическое устройство, базирующееся на функциональB ном и конструктивном объединении ИО РМ, ЭД, ПЭЭ и УУ. Такие модули представляют собой специальные комплектные электроприB воды, встраиваемые в узлы РМ: электрошпинB дели, моторBколеса, приводы линейного переB мещения, поворотные столы и т.п. Они приB меняются в авиакосмической промышленноB сти, приборостроении, робототехнике, автоB мобилестроении и других отраслях народного хозяйства. Электропривод состоит из двух каналов: силового и информационного. Силовой канал электропривода — совокупность устройств, осуществляющих передачу энергии от источB ника энергии к ИО РМ, обслуживаемой элекB троприводом, и в некоторых случаях — в обB ратном направлении. В качестве ИЭ в больB шинстве случаев используется промышленная электрическая сеть. Иногда, например в транспортных средствах (летательных аппараB тах, морских и речных судах, электромобилях, тепловозах и т.д.), применяются автономные источники (аккумуляторы, дизельBгенераторы, турбогенераторы и др.). Обязательным элементом силового канала является ЭД, преобразующий электрическую энергию в механическую. В состав силового каB нала входят также ПЭЭ и ПУ. В силовом канаB ле электропривода все компоненты должны быть согласованы между собой по уровню наB грузок и функциональным характеристикам. Потери, сопровождающие передачу и преобраB зование энергии, должны быть минимальны. Информационный канал — совокупность устройств, обеспечивающих управление переB дачей и преобразованием энергии в силовом

20

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

канале электропривода с целью осуществления требуемого протекания технологического проB цесса РМ путем формирования управляемого движения ИО. В состав информационного канала вхоB дят УУ и датчики координат электропривода. С помощью информационного канала в обB щем случае обеспечиваются сбор, обработка и передача данных (информации) о координатах электропривода и технологического процесса, регулирование координат электропривода или технологических координат средствами элекB тропривода, автоматическая настройка регуляB торов, решение задач защиты и диагностики, визуализация необходимой информации и связь с системой верхнего уровня. Компоненты электропривода. Основными компонентами электропривода являются ЭД, ПЭЭ, ПУ, УУ и датчики координат электроB привода. Электрический двигатель — электромехаB нический преобразователь, предназначенный для преобразования электрической энергии в механическую. В качестве ЭД могут использоB ваться двигатели постоянного тока (независиB мого или последовательного возбуждения), пеB ременного тока (асинхронные, синхронные), вентильноBиндукторные, шаговые, магнитостB рикционные, пьезоэлектрические, емкостные, электромагнитные и другие двигатели. ЭД моB жет подключаться с помощью коммутационB ной аппаратуры к ИЭ непосредственно или через ПЭЭ. Преобразователь электрической энергии в электроприводе — устройство, преобразующее электрическую энергию в электрическую же энергию с другими характеристиками. ПЭЭ по своим функциям классифицируются следуюB щим образом: – преобразователи переменного тока в постоянный. Такие преобразователи называB ются выпрямителями и могут быть неуправляеB мыми и управляемыми; – преобразователи переменного тока одB ной частоты в переменный ток другой частоB ты. К этой группе относятся преобразователи частоты с непосредственной связью (НПЧ); – преобразователи постоянного тока в переменный (инверторы). Различают автономB ные инверторы напряжения (АИН) и автономB ные инверторы тока (АИТ); – преобразователи постоянного тока в постоянный. Эту группу составляют широтB ноBимпульсные преобразователи (ШИП);

– преобразователи переменного напряжеB ния в регулируемое или нерегулируемое переB менное напряжение той же частоты. Сюда отB носятся, например, тиристорные преобразоваB тели напряжения (ТПН) с фазовым способом управления и естественной коммутацией, преB образователи с широтноBимпульсными спосоB бами регулирования переменного напряжения, трансформаторы. Все перечисленные ПЭЭ характеризуютB ся однократным преобразованием энергии. В электроприводе используются и составные ПЭЭ с многократным (двухB, трехB и четырехB кратным) преобразованием вида электроэнерB гии на ее пути от ИЭ до ЭД, в том числе и с промежуточным преобразованием электричеB ской энергии в механическую и обратно. К таB ким ПЭЭ относится, например, электромаB шинный преобразователь частоты с четырехB кратным преобразованием энергии, система генератор — двигатель с двукратным преобраB зованием энергии и др. ПЭЭ подразделяются также по элементB ной базе: электромашинные и электронные (тиристорные, транзисторные, ртутные и др.) ЭД может быть соединен непосредственB но с ИО или через ПУ. Передаточное устройство — устройство, служащее для передачи, как правило, вращаB тельного движения ЭД в движение ИО РМ с соответствующим преобразованием скорости и вращающего момента. С помощью ПУ реB шаются следующие задачи: преобразования вращательного движения в поступательное, понижения или повышения скорости, измеB нения направления движения, приведения в движение одним двигателем нескольких ИО РМ и др. Основные характеристики ПУ — передаB ваемый вращающий момент, частота вращеB ния на входе/выходе, передаточное отношеB ние, КПД. ПУ разделяются на механические (механическая передача), гидравлические, пневматические и электрические. НаибольB шее распространение в электроприводе полуB чили механические ПУ: редукторы (цилиндB рические, червячные, конические, волновые, планетарные и т.п.), винтBгайка, ходовое коB лесоBопора, барабанBканат, звездочкаBцепь, шестерняBрейка, кривошипноBшатунные, реB менные (плоскоB, клиноB, круглоременные), фрикционные и др. Управляющее устройство — устройство (или совокупность устройств) в составе элекB

ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ОПРЕДЕЛЕНИЯ тропривода, которое посредством управляюB щих воздействий (команд), вырабатываемых в соответствии с заданной целью управления или установленным законом регулирования координат электропривода, действует на комB поненты силового канала, обеспечивая треB буемый закон функционирования электроB привода. Оно обеспечивает связь с автоматиB зированной системой управления более высоB кого уровня, с другими электроприводами технологического комплекса, а также с датB чиками координат электропривода и технолоB гических координат. УУ может быть и внешB ним по отношению к электроприводу, в этом случае электропривод является управляемым объектом. УУ может быть выполнено на базе релейB ноBконтакторной аппаратуры, аналоговых реB гуляторов, элементов жесткой логики и т.д. В настоящее время очень часто в электроприB водах в качестве УУ используются микропроB цессорные средства. Датчики координат в электроприводе (то же, что измерительные преобразователи в электроприводе) — средства измерений, преB образующие измеряемые физические величиB ны в электрический сигнал для дальнейшей обработки, передачи, хранения, регистрации и управления. Различают датчики, связанные с измерением координат электропривода, и датB чики физических величин, измеряющие техB нологические координаты. К первым относятB ся датчики напряжения (ЭДС), тока, магнитB ного потока, момента (силы), скорости, переB мещения и др. Датчиками технологических коB ординат являются датчики температуры, натяB жения, геометрических размеров, давления, расхода жидкости и т.п. По принципу действия датчики делятся на аналоговые, где измеряемая величина преобразуется и обрабатывается в аналогоB вой форме, и дискретные, в которых она преобразуется в цифровую информацию. Датчики различаются также по первичным измерителям физической величины. НаприB мер, датчики тока могут иметь в качестве первичного измерителя шунт, трансформаB тор тока или прибор, использующий эффект Холла. Датчики скорости могут быть выполB нены на базе тахогенератора, импульсного устройства, основанного на модуляции свеB тового потока, направленного от источника излучения через диск с прорезями на фотоB приемник, и др.

21

Измерение физических величин может быть прямое и косвенное. Например, толщиB ну движущегося металла можно измерить контактным способом, рентгеновским или радиоизотопным датчиком толщины или косB венным методом измерения. Если непосредB ственное измерение физической величины невозможно или технически затруднено, исB пользуется наблюдатель координат в электроB приводе, который представляет собой модель (математическую, физическую и т.д.) в состаB ве системы автоматического управления для косвенной оценки значений координат элекB тропривода. Классификация электроприводов — разB деление электроприводов на классы (группы) по различным признакам. Требования к элекB троприводу, а следовательно, и выбор типа электропривода определяются технологичеB ским процессом, в котором участвует РМ, ее назначением, областью применения и т.д. Поскольку РМ весьма разнообразны, сущестB вует большое число типов электроприводов. Наиболее часто электроприводы классифициB руются по: – типу ЭД; – типу ПЭЭ; – отношению числа двигателей к числу ИО РМ; – числу учитываемых инерционных масс электропривода и механизма; – направлению вращения; – характеру движения; – связи ЭД с исполнительным органом РМ; – регулируемым координатам; – источнику питания. В ряде случаев могут быть использованы и другие признаки, например электроприводы низкоB и высоковольтные и т.д. По типу ЭД различают электроприводы с двигателями: – постоянного тока (с независимым, поB следовательным или смешанным возбуждеB нием); – переменного тока (асинхронные с коB роткозамкнутым или фазным ротором, синB хронные с электромагнитным возбуждением или возбуждением от постоянных магнитов); – вентильноBиндукторными (с самовозB буждением или независимым возбуждением); – шаговыми; – магнитострикционными; – пьезоэлектрическими; – электромагнитными.

22

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

По типу ПЭЭ электроприводы постоянB ного тока разделяют на электроприводы, выB полненные по системе: – генератор–двигатель; – тиристорный преобразователь–двигаB тель; – транзисторный преобразователь–двиB гатель; – параметрический источник тока–двиB гатель. Электроприводы переменного тока класB сифицируют на электроприводы с питанием двигателя от: – НПЧ; – преобразователя частоты (ПЧ) с АИН; – ПЧ с АИТ; – ТПН. В зависимости от числа двигателей и ИО РМ различают: – групповой электропривод, в котором один ЭД обеспечивает движение ИО нескольB ких РМ или нескольких ИО одной РМ; – индивидуальный электропривод, выB полняющих движение одного ИО РМ посредB ством отдельного ЭД; – многодвигательный электропривод, предB ставляющий собой совокупность индивидуальB ных электроприводов, или работающих на один вал, или связанных механически через ИО РМ, или связанных между собой через обB рабатываемый материал. По направлению вращения электроприB воды разделяют на нереверсивные и реверB сивные. По характеру движения есть электроприB воды, обеспечивающие движение: – вращательное; – поступательное; – многокоординатное. По числу учитываемых инерционных масс механической части ЭМС, связанных между собой упругими связями, различают многоB, двухB и одномассовые электроприводы и элекB троприводы с распределенными параметрами механических элементов. По связи ЭД с ИО РМ электроприводы подразделяют на безредукторные и редукторные. По основной регулируемой координате разB личают моментные, скоростные и позиционB ные электроприводы. По источнику питания бывают электроB приводы, получающие электрическую энергию от промышленных сетей, и автономные, не связанные с промышленными сетями.

Уравнение движения электропривода — уравнение, устанавливающее связь между коB ординатами двигателя и нагрузки M - Mc = J

dw , dt

где М — электромагнитный момент двигателя, Н×м; М с — момент нагрузки, Н×м; J — момент инерции электропривода, кг×м2; w — угловая скорость, рад/с. Иногда в технической литературе привоB дятся значения махового момента GD2, кгс×м2, и частоты вращения n, мин-1. В этих случаях момент инерции и угловая скорость в системе СИ вычисляются соответственно как J = GD2/4 и w = pn/30. В представленном виде уравнение движеB ния справедливо при следующих допущениях: момент инерции электропривода в процессе работы остается неизменным и связи между отдельными элементами механической части являются жесткими. Данное уравнение движеB ния электропривода имеет наиболее простой вид и поэтому находит широкое применение при исследованиях и расчетах. Момент инерции электропривода — сумма моментов инерции всех движущихся инерциB онных масс электропривода и ИО РМ, привеB денных к одному элементу, как правило к роB тору ЭД. Момент нагрузки электропривода — сумB марный момент нагрузки, создаваемый ИО РМ с учетом потерь мощности в ПУ и механиB ческих потерь в ЭД после приведения его к одB ному элементу (чаще всего к ротору ЭД). Параметры и координаты электропривода. Параметры электропривода — величины, коB торые существенным образом характеризуют как отдельные компоненты электропривода, так и его в целом. К параметрам электроприB вода относятся электрические сопротивлеB ния, индуктивности, постоянные времени, моменты инерции, номинальные значения тока, момента, напряжения, КПД и т.д. ПаB раметры электропривода могут быть как неB изменными, так и изменяться в зависимости от времени, температуры или координат электропривода. Постоянная времени — величина, характеB ризующая динамические свойства звена систеB мы автоматического регулирования (как праB вило, инерционного) и равная промежутку времени, в течение которого свободная соB

ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ОПРЕДЕЛЕНИЯ ставляющая переходного процесса изменяется в е раз (е = 2,718) при скачкообразном изменеB нии управляющего воздействия. В электроприводе используются электроB механическая постоянная времени Т м , элекB тромагнитная постоянная времени Т э , постоB янная времени ПЭЭ Т п , постоянная времени нагрева ЭД Т н и др. Электромеханическая постоянная времени Т м — величина, характеризующая динамичеB ские свойства электропривода при линейной зависимости электромагнитного момента М двигателя от его угловой скорости w и при моB менте нагрузки электропривода M c , не зависяB щем от w. Уравнение движения электропривоB да при этом соответствует дифференциальноB му уравнению инерционного звена. ЭлектроB механическая постоянная времени может быть определена следующим образом: Тм = J

Dw , DM

где Dw = w1 - w2 — отклонение угловой скороB сти; DМ = М2 - М1 — изменение момента, соотB ветствующее отклонению скорости Dw. Например, при линеаризации рабочего участка характеристики асинхронного двигатеB ля электромеханическую постоянную опредеB ляют как Т м = Jw0 sк / 2 М к , где sк и М к — соответственно критические знаB чения скольжения и момента асинхронного двигателя. Для электропривода с двигателем постоB янного тока независимого возбуждения Т м выB ражается через момент короткого замыкания М к.з или сопротивление якорной цепи R и магнитный поток Ф следующим образом: Т м = Jw0 /M к.з = JR / (kF)2, где k — конструктивная постоянная двигателя. Электромагнитная постоянная времени Т э — величина, характеризующая динамические свойства звена системы автоматического регулиB рования, содержащего последовательно соедиB ненные индуктивность L и сопротивление R Т э = L/R. Последняя формула получена в предпоB ложении, что индуктивность L и сопротивлеB

23

ние R постоянны и не зависят от значения тоB ка. Формула для Т э распространяется и на цепь, в который значение индуктивности заB висит от тока. Примерами служат постоянные времени обмоток возбуждения двигателя Т в и генератора Т г . В общем случае величины Т в и Т г переменны и зависят от тока. В электроприводе с двигателем постоянB ного тока независимого возбуждения различаB ют электромагнитную постоянную двигателя Т я. д и электромагнитную постоянную якорной цепи двигателя Т я . В первом случае постоянB ная времени определяется индуктивностью и сопротивлением якоря двигателя, во втором — суммарными значениями индуктивностей и сопротивлений якорной цепи двигателя с учеB том добавочных сопротивлений и внутреннего сопротивления ПЭЭ. Постоянная времени ПЭЭ Т п — величина, характеризующая динамические свойства ПЭЭ. В электроприводе он как элемент системы авB томатического регулирования чаще всего предB ставляется инерционным звеном с передаточB ной функцией W ( p) =

U п ( p) k = п , U вх ( p) 1 + Т п

где U п и U вх — напряжения соответственно на выходе и входе преобразователя; kп — коэффиB циент усиления преобразователя. Постоянная времени нагрева ЭД Т н — веB личина, по которой судят об интенсивности изменения температуры ЭД в переходных реB жимах: С Тн = , А где С и А — соответственно теплоемкость и коB эффициент теплоотдачи ЭД. Последняя формула получена на базе упрощенной тепловой модели двигателя, в которой предполагается, что двигатель — одB нородное тело с постоянной теплоемкостью С, одинаковой температурой во всех точках и теплоотдачей во внешнюю среду А. Нагрев двигателя в этой модели описывается дифB ференциальным уравнением инерционного звена. Можно дать следующее определение поB стоянной времени нагрева двигателя: Т н — время, в течение которого при постоянной мощности потерь энергии в двигателе DР и при отсутствии отдачи теплоты в окружающую

24

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

среду его температура изменяется от темпераB туры окружающей среды до установившегося значения. Коэффициент теплоотдачи А зависит от скорости двигателя, поэтому значение Т н изB меняется в зависимости от режима работы двигателя. Координата электропривода — любая электрическая, механическая, магнитная, тепB ловая или другая переменная, характеризуюB щая состояние электропривода и управляемоB го им технологического процесса. Различают координаты, непосредственно связанные с соB стоянием электропривода, и координаты, свяB занные с регулированием технологических пеB ременных средствами электропривода. Среди первых наиболее часто используются напряжеB ние или ЭДС, ток, магнитный поток, момент, скорость, ускорение, перемещение и др. К техB нологическим координатам относятся темпеB ратура, натяжение, геометрические размеры обрабатываемого материала, давление, расход жидкости и т.д. Характеристики электропривода — взаиB мосвязи между координатами электропривода, определяющими его состояние при заданных параметрах. Характеристики могут выражаться в виде текста, таблиц, графиков, формул и т.п. По методике нахождения различают статичеB ские (отражают связь между координатами в установившемся режиме), динамические (отB ражают реакцию электропривода на какоеBлиB бо типовое воздействие) и статистические (хаB рактеризуют электропривод, параметры котоB рого или внешние воздействия на него меняB ются случайным образом). Примером статических характеристик электропривода служит механическая (элекB тромеханическая) характеристика, представB ляющая собой взаимосвязь между скоростью и электромагнитным моментом (током) двиB гателя. Различают естественные и искусственные механические характеристики. Естественная механическая (электромеханическая) характе ристика ЭД — это механическая (электромехаB ническая) характеристика при подключении двигателя к источнику питания с внутренним сопротивлением, равным нулю, в соответствии с паспортными данными, обеспечивающими его номинальный режим работы. Например, естественная механическая характеристика двигателя постоянного тока с независимым возбуждением получается при

отсутствии внешних резисторов в якорной цеB пи и номинальных значениях напряжения на якоре и магнитного потока двигателя. ЕстестB венная механическая характеристика асинB хронного двигателя получается при подключеB нии его статора к источнику питания с номиB нальными значениями напряжения и частоты и отсутствии дополнительных сопротивлений в обмотках статора и ротора. Все механичеB ские характеристики двигателя, получаемые при включении дополнительных сопротивлеB ний, изменении питающего напряжения, магB нитного потока или частоты, называют искус ственными. Искусственные механические характериB стики двигателя используются при регулироB вании координат электропривода и формироB вании желаемых переходных процессов. Режимы работы электропривода. ЭлектроB привод может работать в установившемся реB жиме или в переходных процессах. Установившийся режим работы электро привода — режим, при котором задающее и возмущающие воздействия не изменяются, а значения всех координат электропривода пракB тически неизменны или изменяются периодиB чески. Если скорость и электромагнитный моB мент двигателя при этом имеют номинальные значения, то режим называют номинальным ус тановившимся. Переходные процессы в электроприводе — процессы изменения во времени координат электропривода (тока, момента, скорости, угла поворота вала двигателя и т.д.) при переходе его из одного установившегося состояния в другое под действием управляющего (задаюB щего) или возмущающего (например, момента нагрузки) воздействия. Переходные процессы возникают при пуске, торможении, реверсировании электроB привода, переходе с одного значения скорости на другое, внезапном (ударном) приложении или сбросе нагрузки и т.д. Характер переходB ных процессов зависит от динамических свойств электропривода и вместе со свойстваB ми электропривода в установившихся режимах определяет качество процессов регулирования. Переходные процессы бывают колебательные и апериодические. Качество переходных проB цессов характеризуется рядом показателей, коB торые оцениваются прямыми или косвенными методами. Прямые методы оценки качества переB ходных процессов основаны на анализе переB

ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ОПРЕДЕЛЕНИЯ ходной функции h(t), которая отображает реB акцию линейной системы автоматического реB гулирования на единичное ступенчатое возB действие при нулевых начальных условиях; h(t) — одна из основных характеристик линейB ной системы, которая полностью определяет ее динамические свойства и в отличие от переB даточной функции является временнËй харакB теристикой. Зная h(t) системы, можно заранее определить, как она будет реагировать на люB бое воздействие. Переходные процессы характеризуются следующими показателями: – временем регулирования (временем пеB реходного процесса) — промежутком времени, за который регулируемая координата входит в зону допустимых отклонений и остается в преB делах этой зоны (обычно ±2 или ±5 % от заB данного значения регулируемой координаты); – временем нарастания до заданного знаB чения — временем, за которое регулируемая координата первый раз достигает заданного значения; – временем достижения первого максиB мума (при колебательном переходном процесB се) — временем, соответствующим первому максимальному превышению регулируемой координаты над заданным значением; – перерегулированием — выраженным в процентах превышения максимального значеB ния регулируемой координаты над заданным значением; – колебательностью — числом колебаB ний, равным числу переходов регулируемой координаты через данное значение за время регулирования. Иногда используют дополнительные поB казатели, например частоту колебаний и др. Качество переходных процессов можно оцеB нить и косвенными методами, к которым отB носятся корневые, частотные и интегральные. Прямой пуск двигателя — пуск ЭД при непосредственном включении его в сеть с ноB минальным напряжением. Прямой пуск доB пускают маломощные двигатели постоянного тока (до сотен ватт), асинхронные двигатели с короткозамкнутым ротором, синхронные двигателя до нескольких сотен киловатт (а иногда и более) при питании их от мощной питающей сети. Прямой пуск двигателя может осуществB ляться, если приводимый им в движение ИО РМ не требует ограничения момента в переB ходных режимах и допускает ускорения, обесB

25

печиваемые двигателем при его прямом подB ключении к сети. Прямой пуск двигателя поB зволяет существенно упростить схему управлеB ния. При невозможности выполнить прямой пуск двигателя применяют различные способы формирования переходных процессов в элекB троприводе. Торможение электропривода механическое 1. Неустановившееся движение (выбег) за счет кинетической энергии движущихся элеB ментов электропривода после отключения ЭД от источника питания (электромагнитный моB мент двигателя равен нулю). 2. То же, после отключения ЭД от источB ника питания и наложения механического тормоза. 3. Неустановившееся движение, при коB тором реактивный момент нагрузки электроB привода преодолевается благодаря кинетичеB ской энергии движущихся элементов элекB тропривода и электромагнитного момента двигателя. Такой режим в электроприводе имеет место при моменте нагрузки электроB привода, большем электромагнитного моменB та двигателя. Электрическое торможение электропри вода — режим работы электропривода, при коB тором поступающая на вал ЭД механическая энергия, обусловленная активным моментом нагрузки или освобождающейся кинетической энергией движущихся частей электропривода при уменьшении скорости механизма, преобB разуется в электрическую (ЭД в этом случае работает генератором) и (за вычетом потерь в самом электроприводе) выделяется в форме тепловой энергии в резисторах или передается источнику питания. Динамическое торможение электропривода 1. Неустановившееся движение за счет кинетической энергии движущихся элементов электропривода, одна часть которой расходуB ется на работу по преодолению момента наB грузки электропривода, а другая часть преобB разуется в электрическую и выделяется в форB ме тепловой энергии в резисторах, включаеB мых на время торможения в цепи обмоток двигателя, при этом создается тормозной электромагнитный момент ЭД. Используется это движение для останова или снижения скоB рости электропривода. 2. Режим работы электропривода, при коB тором механическая энергия через ИО РМ пеB

26

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

редается на вал ЭД, преобразуется в электриB ческую и выделяется в форме тепловой энерB гии в резисторах, включаемых на время рабоB ты в этом режиме в цепь обмоток двигателя. При этом создается тормозной электромагнитB ный момент. Характер движения (разгон, установивB шийся режим, снижение скорости) в этом реB жиме определяется соотношением момента нагрузки и электромагнитного момента двигаB теля в соответствии с уравнением движения электропривода. Используется это движение в электроприводах испытательных стендов, разB моточных механизмах, при спуске груза в подъемных механизмах и др. Торможение электропривода противовключением 1. Неустановившееся движение за счет кинетической энергии движущихся элементов электропривода и ИО, одна часть которой расB ходуется на работу по преодолению момента нагрузки электропривода, а другая преобразуB ется в электрическую и совместно с электриB ческой энергией, потребляемой от источника питания, определяет создание тормозного электромагнитного момента ЭД. Суммарная электрическая энергия выделяется в форме теB пловой энергии в резисторах, включаемых на время торможения в цепи обмоток двигателя. В момент останова двигатель должен быть отB ключен от источника питания во избежание вращения ротора в обратном направлении. Используется для останова двигателя или сниB жения его скорости. 2. Режим работы электропривода, при коB тором механическая энергия через ИО РМ пеB редается на вал двигателя, преобразуется в электрическую и совместно с электрической энергией, потребляемой двигателем от источB ника питания, определяет создание тормозноB го электромагнитного момента. Суммарная электрическая энергия выделяется в форме теB пловой энергии в резисторах, включаемых на время торможения в цепи обмоток якоря (роB тора). Характер движения (разгон, установивB шийся режим, снижение скорости) в этом реB жиме определяется соотношением момента нагрузки электропривода и электромагнитного момента двигателя в соответствии с уравнениB ем движения. Используется в испытательных стендах, разматывающих механизмах при спуске груза в подъемных механизмах и др.

Применяется также в электроприводах с двигателями постоянного тока и асинхронныB ми. В электроприводах постоянного тока торB можение противовключением получают или вследствие изменения полярности подаваемоB го на якорь напряжения питания на противоB положную, или путем принудительного враB щения двигателя в противоположную сторону. В обоих случаях в цепь якоря, как правило, включают дополнительный резистор. В электроприводах с асинхронными двиB гателями торможение противовключением поB лучают при вращении ротора в сторону, проB тивоположную вращению поля статора, или в результате изменения чередования фаз на стаB торе. В случае двигателя с фазным ротором в цепь обмоток ротора при торможении протиB вовключением обычно включают дополниB тельные резисторы. Рекуперативное торможение электропривода 1. Неустановившееся движение благодаB ря кинетической энергии движущихся элеB ментов электропривода и ИО, одна часть коB торой расходуется на работу по преодолению момента нагрузки электропривода, а другая преобразуется в электрическую, определяет создание тормозного электромагнитного моB мента и (за вычетом потерь в самом электроB приводе) передается источнику питания (при этом ЭД работает в генераторном режиме). Используется для останова двигателя или снижения скорости. 2. Режим работы электропривода, при коB тором механическая энергия через ИО РМ поB ступает на вал двигателя (при этом ЭД работаB ет в генераторном режиме), преобразуется в электрическую и (за вычетом потерь в самом электроприводе) передается источнику питаB ния. Характер движения (разгон, установивB шийся режим, снижение скорости) в этом реB жиме определяется соотношением момента нагрузки электропривода и электромагнитноB го момента двигателя в соответствии с уравB нением движения. Используется в испытаB тельных стендах, разматывающих устройстB вах, при спуске груза в подъемных механизB мах и др. Применяется в электроприводах с двигаB телями постоянного тока независимого возB буждения, асинхронными и синхронными двигателями. В электроприводах с двигателяB ми постоянного тока независимого возбуждеB

ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ОПРЕДЕЛЕНИЯ ния режим рекуперативного торможения поB лучают при напряжении источника питания, меньшем ЭДС двигателя. В электроприводах с асинхронными двигателями этот режим реB куперативного торможения достигается при скоростях ротора, больших скорости поля статора. Регулируемый электропривод — это электропривод, обеспечивающий управляеB мое изменение (регулирование) координат, цель которого заключается в обеспечении близости текущих значений одной или неB скольких координат к их соответствующим заданным значениям. Различают координаты входные (управляющие), которые задают значение регулируемой координаты, и коорB динаты выходные (управляемые), значения которых показывают степень достижения цели управления. Регулировать координаты электропривоB да можно различными способами. Например, скорость двигателя постоянного тока незавиB симого возбуждения регулируется изменением напряжения, подаваемого на якорь двигателя от ПЭЭ, а также изменением потока (тока возB буждения) двигателя или сопротивлений в якорной цепи. Распространенным способом регулирования скорости ЭД переменного тока (асинхронных и синхронных) является регулиB рование изменением частоты питающего наB пряжения. При высоких требованиях к точноB сти регулирования и быстродействию испольB зуется векторное управление. Основными показателями, характериB зующими способ регулирования скорости электроприводов, являются диапазон регулиB рования, плавность регулирования, направлеB ние регулирования по отношению к номиB нальной скорости, допустимая по нагреву наB грузка на регулировочные (искусственные) характеристики, экономичность регулироваB ния и др. Диапазон регулирования скорости электро привода (electric drive speed regulation range) — отношение максимальной скорости wmax при регулировании к минимальной ненулевой скоB рости wmin

27

Максимальное значение скорости обычB но ограничено механической прочностью якоря ротора. Для двигателей постоянного тока верхний предел скорости иногда ограниB чивается коммутационной способностью двиB гателя. Для различных производственных машин диапазон регулирования скорости находится в пределах от D = 1:1 до D = 10 000:1. Диапазон регулирования зависит от требований технолоB гического процесса и определяет выбор спосоB ба управления электропривода и технических средств контроля и управления. Допустимая по нагреву нагрузка двигате ля — значение момента, который двигатель может развивать, работая на регулировочных характеристиках электропривода при допустиB мом нагреве двигателя, соответствующем его номинальному режиму работы. В нерегулируемом электроприводе (скоB рость примерно постоянна), работающем в продолжительном или поворотноBкратковреB менном режиме с неизменной нагрузкой, доB пустимый момент нагрузки равен номинальB ному моменту двигателя: М доп = М ном . Для регулируемого электропривода доB пустимая по нагреву нагрузка обычно опредеB ляется условием I доп = I ном , где I ном — номинальный ток двигателя. Если в процессе регулирования скорости двигателя постоянного тока его магнитный поток равен номинальному (реостатное регуB лирование, регулирование изменением напряB жения), то М доп = М ном . Если же магнитный поток Ф меньше ноB минального Фном (ослабление поля), допустиB мый момент уменьшается в соответствии с выB ражением

D = wmax / wmin

М доп = М ном F / Fном .

в зоне регулирования, внутри которой для каждой заданной скорости ее отклонение при изменении момента нагрузки от дейстB вительной скорости находится в допустимых пределах.

При регулировании скорости асинхронB ного двигателя с короткозамкнутым ротором изменением напряжения удобно воспользоB ваться условием равенства допустимых потерь в роторной цепи номинальному значению роB

28

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

торных потерь, откуда допустимый момент можно выразить в виде М доп = М ном sном / s, где sном и s — соответственно номинальное и используемое при регулировании значение скольжения. Для самовентилируемых двигателей следует учитывать ухудшение отвода теплоты при снижении скорости; в частности, для продолжительного режима при низких скоB ростях можно приближенно использовать условие I доп = (0,5...0,6)I ном . Регулирование координат электропривоB да осуществляется системой управления элек тропривода (СУЭП), представляющей собой систему автоматического управления (регулиB рования) одной или несколькими координатаB ми электропривода с целью обеспечения треB буемого режима его функционирования. С поB мощью СУЭП обеспечиваются пуск, торможеB ние и реверс электропривода и требуемый цикл работы; формируются необходимые заB коны изменения координат электропривода в переходных режимах; поддерживается постоB янство заданных значений регулируемых коорB динат или их изменение по заданному закону (системы стабилизации, программного управB ления, следящий электропривод). При значиB тельных изменениях параметров электроприB вода и возмущающих воздействий применяютB ся самонастраивающиеся системы. По типу управления СУЭП подразделяB ются на разомкнутые, замкнутые и комбиниB рованные. По используемой элементной базе различают аналоговые, цифровые и аналоB гоBцифровые СУЭП. Разомкнутая система управления электро привода (РСУЭ) — система автоматического управления без обратной связи; управляющее воздействие вырабатывается управляющим устройством часто по заданной программе. В РСУЭ иногда используется принцип управB ления по возмущающему воздействию. УправB ляющее воздействие формируется в функции от измеренного возмущающего воздействия с целью компенсации его влияния. Замкнутая система управления электро привода — система автоматического управлеB ния, в которой отклонение управляемой (выB ходной) координаты от желаемого значения

компенсируется воздействием через обратную связь вне зависимости от причин, вызвавших это отклонение. Такое управление называется управлением по отклонению. Посредством обB ратной связи образуется замкнутый контур, включающий в себя устройство управления и управляемый объект. Комбинированная система управления — система автоматического управления, в котоB рой используется принцип управления и по отклонению и по возмущающему воздейстB вию. В замкнутых системах управления элекB троприводов требуемая точность поддержания регулируемой координаты в установившемся режиме может обеспечиваться отрицательной обратной связью по данной координате, а каB чество переходных процессов — путем вклюB чения корректирующих звеньев (последоваB тельных или параллельных). Для формироваB ния переходных процессов могут служить гибB кие обратные связи. Существует ряд способов регулирования, обеспечивающих необходимый характер переB ходных процессов: модальное управление, подB чиненное регулирование, управление на базе нечеткой логики и др. Краткий исторический очерк развития электропривода. Электропривод как техничеB ская система зарождался в рамках создания физических приборов и устройств, иллюстриB рующих возможность преобразования элекB трической энергии в механическую. В этом плане важным этапом послужило описание Х. Эрстедом в 1820 г. влияния электрическоB го тока на магнитную стрелку компаса. В 1821 г. М. Фарадей демонстрировал непреB рывное движение магнита вокруг проводника с током и проводника с током вокруг магнита в магнитоэлектрическом устройстве, с котоB рого, можно считать, начинается история ЭД. Вслед за М. Фарадеем создавали различные модели ЭД П. Барлоу (1824 г.), Сальваторе дель Негро (1830 г.), Д. Генри (1831 г.), УильB ям Риччи (1833 г.) и др. В 1834 г. Б.С. Якоби создал первый двиB гатель постоянного тока вращательного двиB жения, на основе усовершенствования котоB рого ему удалось в 1838 г. применить впервые в мире ЭД для практического использоваB ния — приведения в движение лодки с пассаB жирами по реке Неве. Этот момент можно считать началом формирования электроприB вода как технической системы. Испытания первого электропривода показали возможB

ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ОПРЕДЕЛЕНИЯ ность практического применения ЭД, но шиB рокое практическое применение ограничиваB лось изBза отсутствия дешевых источников питания. ЭД Б.С. Якоби действовал по принципу взаимного притяжения и отталкивания элекB тромагнитов. Новый этап в развитии двигатеB лей постоянного тока связан с разработкой конструкций, содержащих непрерывную обB мотку на якоре. Конструктивно якорь выполB нялся сначала в виде кольца или полого циB линдра с обмотками кольцевого типа, затем стали изготовлять цилиндрические сердечники с обмоткой барабанного типа. Первым конструкцию кольцевого якоря предложил в 1860 г. А. Пачинотти, а через 10 лет З. Грамм изготовил электромашинный генератор с кольцевым якорем. В 1873 г. Ф. ХефнерBАльтенек изобрел барабанный якорь, используемый в электрических машиB нах до настоящего времени. Создание электромашинных генераторов открыло путь для практического применения двигателей постоянного тока, которые широко демонстрировались на выставках в Вене (1873 г.), Париже (1881 г.), Мюнхене (1882 г.). Электроприводы начали применяться в артилB лерийских механизмах, трамваях, на электриB ческих железных дорогах, в ткацких станках, швейных машинах, вентиляторах, металлургиB ческих машинах. Более широкому применению электроB привода способствовал переход к распроB странению электрических машин переменB ного тока. Впервые в 1824 г. возможность осуществB ления асинхронного ЭД с вращающимся магB нитным полем иллюстрировалась в опыте Д.Ф. Араго, в котором при вращении подковоB образного магнита вокруг вертикальной оси приходил во вращение медный диск, находивB шийся над полюсами. В 1879 г. Уолтер Бейли сконструировал прибор, где пространственное перемещение магнитного поля осуществлялось путем поочеB редного намагничивания расположенных по периферии круга электромагнитов. Задачу поB лучения эффекта вращения магнитного поля при помощи переменного тока пробовали реB шить М. Депре, Э. Борель, Шаленберг и др. Н.Тесла в 1882 г. и Г.Феррарис в 1885 г. приB шли к идее бесколлекторного двигателя переB менного тока, но опубликовали результаты своих исследований только в 1888 г. Эту дату и

29

следует считать исходной в истории многофазB ных двигателей. Американский электрик Ч.Бредли и неB мецкий инженер Ф.Хазельвандер показали возможность получения трехфазных систем токов, а в 1889 г. М.О. ДоливоBДобровольский запатентовал трехфазный асинхронный двигаB тель с «беличьей клеткой». У двигателя обмотB ка статора была размещена в пазах по всей окB ружности статора. В декабре 1890 г. он же предложил асинхронный двигатель с фазным ротором. Началось широкое применение элекB троприводов переменного тока. С этого момента постоянно совершенB ствовались электроприводы как постоянноB го, так и переменного тока. Шла постоянная борьба за сферы влияния. Асинхронные трехфазные двигатели с короткозамкнутым ротором сразу же заняли главенствующее положение в нерегулируемых электропривоB дах малой и средней мощности, что продолB жается и до настоящего времени. В нерегуB лируемых электроприводах большой мощноB сти наряду с асинхронными применяются синхронные двигатели. Но наибольшее приB менение в регулируемых электроприводах до недавних пор находили двигатели постоянB ного тока. В 1892 г. Леонардом была предложена система регулирования скорости двигателя постоянного тока, названная позднее систеB мой генератор–двигатель (Г–Д). Впервые система Г–Д была применена в электроприB водах прокатных станов, а затем в горных маB шинах и машинах других отраслей промышB ленности. Находит применение она и в наB стоящее время. В конце 30Bх и до середины 60Bх гг. ХХ в. широко использовались в регулируемом элекB троприводе электромашинные усилители поB перечного поля (ЭМУ). Машина поперечного поля была разработана в 1905 г. Е. РозенберB гом, и первое использование ее было в качеB стве генератора для освещения поездов, а позднее для питания обмоток возбуждения генераторов, двигателей и непосредственно якорных цепей двигателей постоянного тока (ЭМУ–Д). Параллельно велись работы по применеB нию магнитных усилителей в электропривоB де. Патент на регулирование электрического тока с помощью дросселей насыщения был получен в США С. Бургерсом и В. ФранкельB фильдом в 1901 г., и они использовались для

30

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

регулирования тока нагрузки при испытании генераторов переменного тока. В России впервые для регулирования тока дроссели наB сыщения были применены акад. Н.Д. ПапаB лекси в 1914 г. К 1920 г. были созданы схемы магнитных усилителей с обратной связью, т.е. в таком виде, как они известны в настояB щее время. Магнитные усилители стали применяться для усиления управляющих сигналов, питания обмоток возбуждения электрических машин, а при небольших мощностях — и для питания якорных цепей двигателей постоянного тока (система МУ–Д). Дроссели насыщения служиB ли и для регулирования напряжения на статоB ре асинхронных двигателей. Существенное влияние на развитие элекB тропривода оказывает развитие электронной и полупроводниковой техники. В 1873 г. было обнаружено изменение проводимости селена под влиянием освещения, в 1874 г. К.Ф. Браун открыл одностороннюю проводимость контакB та металл–полупроводник, а в 1883 г. Т.А. ЭдиB сон изобрел электронную лампу. Эффект выB прямления переменного тока с использованиB ем электрической дуги впервые был обнаруB жен В.Ф. Миткевичем. Им же были разработаB ны двухполупериодная и трехфазная нулевая схемы выпрямления (1901 г.). В 1923 г. А.Н. Ларионов запатентовал трехфазную мосB товую схему выпрямления, которая получила самое широкое распространение в полупроводB никовых силовых преобразователях. В электроB приводах начинают применяться управляемые ртутные выпрямители. Изобретение точечного транзистора в 1948 г. (Дж. Бардин и У. Браттейн), создание плоскостного транзистора в 1949–1951 гг. (У. Шокли), появление в эти же годы полупроB водниковых диодов на базе германия и кремB ния, тиристора в 1955 г. (Дж. Молп, М. ТанB ненбаум, Дж. Галдей, Н. Голоньяк) привели к настоящей революции в области электроприB вода. Изменились подходы к построению как силовой части электропривода, так и УУ. СтаB ли широко распространяться тиристорные преобразователи в электроприводах постоянB ного тока, шли поисковые работы в области частотного регулирования скорости двигатеB лей переменного тока. Значительное влияние на развитие элекB тропривода оказало развитие компьютерной и микропроцессорной техники. В 1951 г. быB ла создана ЭВМ на электронных лампах, с

1960 г. — на транзисторах, с 1964 г. — на инB тегральных микросхемах малой и средней степени интеграции, с 1970 г. — на микросхеB мах БИС. В 1971 г. фирмой Intel (США) был создан микропроцессор — прибор, без которого сегоB дня нельзя представить современный электроB привод. С этого момента началось интенсивB ное совершенствование как микропроцессоB ров, так и силовых полупроводниковых приB боров. Это обеспечило создание частотноBрегуB лируемых электроприводов, которые в поB следнее время вытесняют электроприводы постоянного тока практически во всех обласB тях и дают возможность замены нерегулируеB мых электроприводов переменного тока на регулируемые. Параллельно шло развитие систем управления. Совершенствование электроприводов и повышение их эффективности обеспечиваютB ся развитием теории электропривода, средств электропривода и технологий их применеB ния. Тенденции развития электропривода обуB словлены повышением эффективности и функB циональных возможностей электроприводов путем совершенствования как средств электроB привода (ЭД, преобразователей, микроконB троллеров и т.д.), так и алгоритмов управления. Рассмотрим основные тенденци. 1. Расширение области применения реB гулируемых электроприводов с целью энерB гоB и ресурсосбережения, а также улучшения технологических характеристик механизмов и РМ. 2. Расширение применения электроприB водов в транспортных, бытовых, медицинских, автомобильных и других объектах. 3. Увеличение доли электроприводов пеB ременного тока и прежде всего частотноBреB гулируемого асинхронного электропривода, а также расширение применения вентильB ноBиндукторных, магнитострикционных, пьеB зоэлектрических, емкостных, электромагнитB ных, электростатических и других электроB приводов. 4. Развитие интегрированных электромеB ханических устройств, создание мехатронных модулей движения, а также модулей движения различных типов (линейных, поворотных, многокоординатных и т.д.). 5. Интеллектуализация электроприводов путем:

ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛИ – применения интеллектуальных силоB вых модулей и развитых микропроцессорных средств с программным обеспечением, позвоB ляющим идентифицировать параметры элекB тропривода, осуществлять самонастройку реB гуляторов, адаптацию к изменению параметB ров, развитую диагностику, что делает элекB тропривод более контролируемым; – новых способов управления на базе прогнозирования, фаззиBлогики, нейронных сетей и генетических алгоритмов, что делает электропривод обучаемым; – сетевых технологий, позволяющих обеспечить связь как между отдельными модуB лями электропривода, так и с системами управления более высокого уровня, что делает электропривод коммуникабельным. Анализируя перспективы развития и исB пользования современных электроприводов в России, можно прогнозировать значительное увеличение потребности в них, связанное с неB обходимостью модернизации и создания новоB го оборудования с улучшенными технологичеB скими показателями. Это неизбежно влечет за собой рост потребности в электроприводах и дальнейшее их совершенствование. 1.2. ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛИ Применение ЭД в электроприводах. ВажB нейшим и обязательным элементом электроB привода является электрическая машина (ЭМ), непосредственно с помощью которой преобразуется электрическая энергия (ЭЭ) в механическую и механической в электричеB скую. ЭМ, основным назначением которой является преобразование механической энерB гии (МЭ) в электрическую, называется гене ратором. ЭМ, предназначенная преимущестB венно для обратного преобразования, назыB вается двигателем. ЭМ обратимы и могут работать в разB личных энергетических режимах, в том числе как в генераторном, так и в двигательном. Однако основной энергетический режим знаB чительно влияет на конструктивные особенB ности ЭМ, поэтому в зависимости от основB ного энергетического режима, для которого ЭМ предназначена заводомBизготовителем, ее называют двигателем или генератором. Широкое распространение в народном хозяйстве получили синхронные машины — двигатели и генераторы, машины постоянного тока — двигатели и значительно реже генераB

31

торы, а также асинхронные машины — двигаB тели и очень редко генераторы. В качестве двигателей наибольшее применение нашли асинхронные двигатели, а в качестве генератоB ров — синхронные генераторы. Нагрузкой ЭД является полезная механиB ческая мощность или момент на валу, нагрузB кой генераторов — электрическая мощность на выводах или фазные токи. При производстве ЭЭ преимущественное распространение имеют ЭМBгенераторы, а в электроприводах — ЭМBдвигатели. В электроB приводах применяют различные двигатели, отB личающиеся по принципу действия, исполнеB нию, роду тока и т.п. Наиболее часто испольB зуются асинхронные двигатели (АД), коллекB торные двигатели постоянного тока (ДПТ) и синхронные двигатели (СД). Электродвигатели малой мощности (до 500 Вт) также выполняются на основе АД, СД и коллекторных двигателей, однако, в отличие от более мощных двигателей, они характеризуB ются большим конструктивным многообразиB ем [26]. На рис. 1.2 приведена классификация двигателей, которые в настоящее время нахоB дят наибольшее применение в электропривоB дах. В этой классификации недостаточно полB но показаны разновидности двигателей малой мощности. Классификация машин малой мощности приведена в работе [26]. Асинхронные двигатели имеют две группы обмоток, одна из которых расположена на неB подвижном статоре, другая — на вращающемB ся. Обмотка ротора может быть выполнена коB роткозамкнутой (в виде «беличьей клетки») или фазной, которая присоединяется к конB тактным кольцам. Наибольшее применение находят относительно дешевые и надежные в эксплуатации АД с короткозамкнутой обмотB кой на роторе. Коллекторные двигатели постоянного то ка состоят из двух частей: расположенной на статоре неподвижной части, предназначенной в основном для создания магнитного потока и называемой индуктором, и размещенной на роторе вращающейся части, именуемой яко рем. На статоре установлены катушки обмоток независимого, последовательного или смеB шанного возбуждения или постоянные магниB ты (при мощности ДПТ до 20 кВт), а на ротоB ре — обмотка якоря. Выводы секций обмотки якоря соединены с вращающимися вместе с ротором коллекторными пластинами, контакB

32

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 1.2. Классификация ЭД тирующими с неподвижными щетками, котоB рые устанавливаются на геометрической нейB трали (посредине между полюсами). При вращении ротора в проводниках обB мотки якоря наводится ЭДС переменного тоB ка. С помощью коллектора и щеток эта ЭДС выпрямляется, и на щетках появляется постоB янная ЭДС. ЩеточноBколлекторный узел в ДПТ выполняет роль механического коммутаB тора (инвертора в двигательном режиме и выB прямителя в генераторном). Электроприводы с коллекторными ДПТ характеризуются высокими качествами регуB лирования координат (токов, момента, ускоB рения, скорости, положения), поэтому в течеB ние многих лет они были основными типами регулируемых электроприводов и нашли шиB рокое применение на практике. Их основныB ми недостатками являются высокая стоимость ДПТ (которые в 2–3 раза дороже, чем АД с короткозамкнутым ротором) и наличие конB тактного щеточноBколлекторного узла, усложB няющего эксплуатацию оборудования и ограB ничивающего значение максимальной скороB сти ротора. Синхронные двигатели можно разделить на две большие группы: с одинаковой и разB ной полюсностями статора и ротора. Давно используемые на практике СД традиционB ных конструкций относятся к первой групB

пе и состоят из якоря, обычно расположенB ного на статоре, и индуктора, несущего обB мотку возбуждения или постоянные магниB ты и размещенного на роторе. Якорная обB мотка СД выполнена в виде трехфазной обB мотки переменного тока аналогично обмотB ке статора АД. В СД применяют два различных исполнеB ния ротора: неявнополюсное и явнополюсное. В полюсных наконечниках ротора СД размеB щается короткозамкнутая обмотка, называеB мая демпферной, с помощью которой провоB дится асинхронный пуск СД. СД чаще работаB ют в пусковых режимах и должны развивать в процессе пуска больший асинхронный моB мент, чем синхронные генераторы. Поэтому демпферную (пусковую) обмотку СД рассчиB тывают на большие токи и более длительный режим. Помимо СД с электромагнитным возB буждением используются и СД с постоянB ными магнитами (при мощности до 300… 400 кВт). Находят применение и явнопоB люсные СД, которые вообще не имеют обB мотки возбуждения. Такие СД, называемые реактивными, получили ограниченнее расB пространиние. С развитием и совершенствованием сиB ловой и информационной электронной техB ники создаются электродвигатели, у которых

ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛИ при работе периодически переключаются обB мотки. Электроприводы с такими двигателяB ми вообще не могут функционировать без преобразователей. Это прежде всего отноB сится к так называемым вентильным двигаB телям и СД с разными полюсностями статоB ра и ротора. Электропривод по схеме вентильного дви гателя (ВД) содержит СД, ротор которого снабжен обмоткой возбуждения или постоянB ными магнитами, а на статоре расположена многофазная обмотка якоря, подключенная к инвертору, управляемому датчиком положения ротора. Часто ВД называют весь электромехаB нический комплекс, состоящий из СД, венB тильного преобразователя и системы управлеB ния, куда входит и датчик положения. Как и в коллекторных ДПТ, скорость ВД можно регуB лировать и вниз от номинальной, изменяя наB пряжения якоря, и вверх от нее, изменяя поB ток возбуждения. Синхронные двигатели с разными полюс ностями (такие двигатели в отечественной литературе называют индукторными [9, 12]) имеют явнополюсный сердечник статора с сосредоточенными катушечными обмотками и зубчатый безобмоточный ротор. При подB ключении фазы статора к источнику постоB янного напряжения ротор двигателя повораB чивается, стремясь к устойчивому положеB нию, в котором оси зубцов ротора совпадают с осями зубцов возбужденных полюсов статоB ра. В этом положении к источнику напряжеB ния подключают другую фазу, ротор будет двигаться к новому устойчивому угловому соB стоянию, далее к источнику подключают треB тью фазу и т.д. Для обеспечения непрерывной работы двигателя необходимы коммутирующее устB ройство, обеспечивающее переключение фазB ных обмоток в определенном угловом положеB нии, и датчик положения ротора, по сигналу которого в нужном угловом положении осущеB ствляется коммутация обмоток статора. ПоB этому электропривод с СД, имеющим разные полюсности статора и ротора, обязательно должен содержать преобразователь частоты и датчик положения. В зависимости от исполнения статора его фазные обмотки подключаются к нереB версивным преобразователям, в которых ток не меняет направления, или к реверсивB ным преобразователям, обеспечивающим изменение направления тока в обмотках.

33

Нереверсивные преобразователи используB ются для управления индукторными двигаB телями с самовозбуждением (за счет постоB янной составляющих фазных токов), а реB версивные — для управления индукторныB ми двигателями с электромагнитным незаB висимым возбуждением (от дополнительной обмотки статора) или с возбуждением от постоянных магнитов. Электропривод с индукторным двигатеB лем при независимом электромагнитном возB буждении выгодно отличается возможностью использования в качестве преобразователей инверторов напряжения, широко применяеB мых для асинхронных частотноBрегулируемых электроприводов. Достоинствами индукторB ных электроприводов являются относительная простота и технологичность конструкции, отB носительно низкая стоимость и малые потери в роторе, широкий диапазон регулирования скорости двигателя. Недостатки электроприB вода — несинусоидальность токов и наличие пульсаций момента, вызывающих повышенB ный уровень шумов и вибраций. Данный тип электроприводов в настоящее время интенB сивно развивается и, по оценкам ряда специаB листов, может стать одним из наиболее конкуB рентоспособных. Для управления позиционными мехаB низмами широкое применение находят ша говые двигатели (ШД), которые представляB ют собой ЭМ, преобразующие импульсные электрические сигналы в пропорциональB ное числу этих сигналов дискретное мехаB ническое перемещение. При подаче управB ляющего импульса ротор ШД поворачиваетB ся на фиксированный угол, называемый шагом. ШД работают в основном по принципу СД, однако, в отличие от обычных СД, они для снижения момента инерции имеют миB нимальные диаметры роторов, выполняются многополюсными и многофазными без демпферной обмотки на роторе. ШД с ак тивным ротором в большинстве случаев возB буждаются постоянными магнитами (магниB тоэлектрические ШД), реже — обмоткой возбуждения постоянного тока (электромагB нитные ШД). ШД индукторного типа выполняются, как и индукторные двигатели, с самовозбуждеB нием, независимым электромагнитным возбуB ждением и с возбуждением от постоянных магнитов.

34

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА 1.1. Предельные значения номинальных данных электродвигателей Двигатели

Асинхронные

Номинальные мощность

частота вращения

Доли ватта–деB 3000…500 мин-1 и менее при частоте сети 50 Гц; сятки мегаватт до 100 000 мин-1 при повышенных частотах

напряжение

До 10 кВ

Постоянного тока От долей ватта до 15…20 МВт

3000…30 мин-1 и менее

До 1,0…1,2 кВ

Синхронные

3000…100 мин-1

До 10 кВ

От нескольких до 3000 мин-1

До 220 В

От 50 кВт до 200…300 МВт

Синхронные маB Доли ватта– лой мощности сотни ватт

Гибридные ШД сочетают в себе конструкB тивные особенности двигателей с активным и реактивным роторами. В гибридных конструкB циях на роторе располагается цилиндрический постоянный магнит, намагниченный вдоль оси ШД, на каждый из полюсов надет сердечB ник ротора с зубцами. В электромеханических часах широко применяются однофазные ШД, которые соB держат одну обмотку на статоре и активный ротор. ШД в большинстве случаев изготовляютB ся мощностью до 1 кВт с числом шагов на оборот до 200…400. Для снижения стоимости их системы управления обычно выполняются разомкнутыми. В табл. 1.1 приведены пределы изменения основных номинальных данных для АД, ДПТ и СД. Системы электроприводов с АД, ДПТ и СД будут рассмотрены в гл. 3–5, где описаны способы регулирования их координат. НекотоB рые способы регулирования, традиционно применяющиеся в течение длительного времеB ни, осуществляются без современных полуB проводниковых преобразователей и характериB зуются ограниченными возможностями. РазB работанные в течение последних 10–20 лет поB лупроводниковые преобразователи с микроB процессорным управлением позволяют на базе традиционных двигателей (АД, ДПТ и СД) создавать электроприводы с высоким качестB вом регулирования координат. Наибольшее распространение получили вращающиеся ЭМ, в которых подвижная часть (ротор) вращается относительно статора. Реже применяются линейные ЭМ, подвижная часть которых перемещается поступательно. ПракB тически каждому типу вращающейся ЭМ соB ответствует подобный тип линейной машины:

асинхронные, синхронные, постоянного тока, шаговые и др. [36]. Примерно 40…50 % приводов характеB ризуются поступательным движением рабоB чего органа [36]. Поэтому приводы с линейB ными двигателями (ЛД) имеют широкую обB ласть применения: в подъемноBтранспортB ных механизмах, узлах станков, толкателях электрических печей, механизмах открываB ния дверей, роботах, поворотных устройстB вах и т.д. По сравнению с вращающимися двигателями ЛД характеризуются следующиB ми особенностями: – разомкнутостью магнитной цепи, приB водящей к возникновению краевых эффектов и ухудшению энергетических показателей электропривода (КПД и коэффициента мощB ности); – значительной сложностью теории ЛД, наличием краевых эффектов, поэтому до сих пор она еще не разработана в должной мере, что является сдерживающим фактором при создании рациональных структур систем управления их электроприводов; – неиспользованием в электроприводах с ЛД механических ПУ, вследствие чего с применением ЛД можно создать безредукB торный электропривод поступательного двиB жения. Такие электроприводы выгодно отB личаются простотой конструкции и сущестB венным упрощением механической части электропривода. Нерегулируемый электропривод с ЛД имеет ограниченную область применения. РазB витие силовых полупроводниковых устройств и средств управления существенно расширяет распространение регулируемых электропривоB дов с ЛД. В настоящее время они интенсивно совершенствуются и развиваются.

ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛИ Энергетические режимы работы и механи ческие характеристики ЭМ. Помимо основного (двигательного) энергетического режима ЭД может работать и в других, не основных для него режимах. Энергетические режимы ЭМ можно рассмотреть на основе закона сохранеB ния энергии. ЭМ связана с внешней средой двумя виB дами связей: механической, соединяющей вал ЭМ с механической частью электропривода, и электрической, подключающей электрическую сеть через силовые элементы электропривода к электрическим зажимам ЭМ. Через вал пеB редается механическая мощность Рм , а через электрические зажимы — электрическая мощB ность Рэ . В зависимости от направления потоков ЭЭ и МЭ имеют место шесть энергетических режимов ЭМ. Если принять, что положительB ное направление момента М ЭМ совпадает с положительным направлением угловой скоB рости w и противоположно положительному направлению момента сопротивления М с , то при работе ЭМ Рм = Мw > 0, когда знаки моB мента и скорости одинаковы. В этом случае электрическая мощность поступает от сети в электропривод, преобразуется в ЭМ в меB ханическую мощность, которая передается через вал к исполнительному органу (ИО) РМ; при этом ЭМ работает в двигательном режиме. При анализе электроприводов положиB тельные направления электрической мощноB сти на зажимах сети Рс.э и на зажимах ЭМ Рэ , а также механической мощности Рм приниB маются совпадающими с соответствующими направлениями для двигательного режима ЭМ, т.е. в двигательном режиме Рс.э > 0, Рэ > 0 и Рм > 0. При противоположных знаках момента и скорости Рм = Мw< 0, механическая мощB ность поступает от ИО через вал к ЭМ, преB образуется в ней в электрическую и далее отB дается через силовые зажимы ЭМ во внешB нюю среду, т.е. ЭМ работает в генераторном режиме. В зависимости от того, куда поступаB ет ЭЭ от ЭМ, различают три вида генераторB ных режимов ЭМ: 1) ЭЭ поступает в электрическую сеть; такой режим называют генераторным режимом с отдачей (рекуперацией) энергии в сеть; 2) ЭЭ не отдается в электрическую сеть, а теряется в силовых элементах электропривоB да, например преобразуется в теплоту в резиB

35

сторах или обмотках ЭМ. Если при этом акB тивная мощность на зажимах электрической сети Рс.э = 0 (т.е. электрическая мощность не берется от сети и не поступает в сеть), то данB ный режим ЭМ можно назвать режимом авто номного генератора (к нему относятся, наприB мер, режимы динамического торможения ДПТ или АД); 3) ЭЭ ЭМ не поступает в электрическую сеть, а теряется в силовых элементах электроB привода. Одновременно с этим и из сети поB требляется ЭЭ, которая также теряется в силоB вых элементах электропривода. Такой режим ЭМ можно назвать генераторным режимом с одновременным потреблением ЭЭ от сети (к неB му относятся, например, режимы противовкB лючения ДПТ или АД). Помимо двигательного режима (когда Рм > 0) и указанных трех генераторных режиB мов (при Рм < 0), имеются еще два энергетиB ческих режима, соответствующих условию Рм = Mw = 0: – режим идеального холостого хода, коB гда М = 0, а w ¹ 0; – режим короткого замыкания, когда w = 0, а М ¹ 0. Энергетические режимы ЭД взаимосвязаB ны с их механическими характеристиками, коB торые изображаются на плоскости в прямоB угольной системе координат с осями М и w при вращательном движении подвижного элеB мента — ротора (рис. 1.3) или с осями F и v при поступательном движении подвижного элемента ЭМ. Механической характеристикой ЭД приB нято называть зависимость его угловой скоB рости от электромагнитного момента w(M ) или линейной скорости от электромагнитB ной силы n(F ). Различают статические меха нические характеристики, полученные без учета электромагнитных переходных процесB сов в ЭМ, и динамические механические ха рактеристики, при определении которых учB тено влияние электромагнитных переходных процессов. Механическая характеристика механизB ма — зависимость приведенных к подвижноB му элементу угловой скорости от момента наB грузки w(M c ) или линейной скорости от силы нагрузки. Положение любой точки механичеB ской характеристики на этой плоскости, заB даваемое двумя координатами, определяет знак и абсолютное значение механической мощности Рм = Mw, а следовательно, и энергеB

36

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА Рис. 1.3. Расположение областей энергетических режимов ЭД в плос кости механических характеристик

тический режим работы ЭМ следующим обB разом (см. рис. 1.3): – координаты всех точек оси ординат удовлетворяют равенствам М = 0 и Рм = Mw = 0, а значит, эти точки соответствуют режимам идеального холостого хода; – координаты всех точек оси абсцисс удовлетворяют равенствам w = 0 и Рм = Mw = 0, а следовательно, данные точки отвечают режиB мам короткого замыкания; – за исключением осей координат, все точки I и III квадрантов, где знаки скорости и момента одинаковы, соответствуют положиB тельной механической мощности, т.е. двигаB тельному режиму ЭМ; – кроме осей координат, все точки II и IV квадрантов, где знаки скорости и момента проB тивоположны, отвечают отрицательной механиB ческой мощности, т.е. одному из трех указанных генераторных режимов ЭМ. Для определения конкретного вида генераторного режима ЭМ в анализируемой схеме включения следует опреB делить абсолютное значение и знак Рс.э .

В двигательном режиме ЭМ развивает движущий момент, а в генераторном режиB ме — тормозной. Поэтому часто в публикациB ях по электроприводу вместо термина «генераB торные режимы» употребляют термин «торB мозные режимы», и наоборот. На механичеB ских характеристиках между участками двигаB тельного и генераторного режимов расположеB ны точки граничных режимов: идеального хоB лостого хода на оси ординат или короткого заB мыкания на оси абсцисс. Для получения режима идеального холоB стого хода следует в режиме реального холоB стого хода к валу ЭМ подвести небольшую мощность, компенсирующую механические потери. В режиме короткого замыкания скоB рость и, соответственно, механическая мощB ность равны нулю, а потребляемая от сети электрическая мощность Рс.э полностью расB ходуется на потери в силовых цепях электроB привода. На рис. 1.4, а и б соответственно изобраB жены механические характеристики наиболее

Рис. 1.4. Пояснение понятий статизма и жесткости для линейной (а) и нелинейной (б) механических характеристик

ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛИ распространенных электродвигателей – ДПТ независимого возбуждения и АД. С изменениB ем момента скорость двигателей также меняетB ся. Для количественной оценки наклона мехаB нических характеристик используются два поB нятия: статизм и жесткость характеристик. Под статизмом механической характери стики понимают отношение отклонения текуB щей скорости от скорости идеального холостоB го хода к скорости идеального холостого хода. Для номинальной скорости d=

w0 - wном . w0

Жесткость механической характеристики представляет собой отношение изменения моB мента к отклонению скорости от заданного значения Dwз = wз - w, т.е. b=

DМ . Dwз

Для линейной механической характериB стики (рис. 1.4, а) статизм d и жесткость b свяB заны между собой следующим образом: b=

DМ М ном - 0 М ном . = = Dwз w0 - wном dw0

При нелинейной механической характеB ристике (рис. 1.4, б) жесткость в окрестности точки А определяется выражением b=

М - МА М - МА , =wА - w w - wА

которое в случае, когда указанная окрестность мала, можно записать в виде b=-

дМ . дw

(1.1)

Особенности математического описания ЭМ относительно реальных (фазных) перемен ных. В процессе совершенствования электроB механических систем и, в частности, электроB приводов возникает необходимость адекватноB го математического описания различных фиB зических процессов в установившихся, переB ходных, аварийных, несимметричных и других режимах, что обусловлено следующими обB стоятельствами. ВоBпервых, в этих процессах появляются значительные броски токов в обмотках и моB

37

ментов ЭМ, которые могут значительно преB высить соответствующие номинальные значеB ния. Для того чтобы в электрических и мехаB нических элементах электропривода при этом не возникало недопустимых нагрузок, желаB тельно заранее выполнить необходимые расчеB ты с тем, чтобы предвидеть изменения переB менных в указанных режимах. ВоBвторых, при выборе регуляторов в замкнутых электромеханических системах наB до иметь математическое описание объектов регулирования. Это особенно важно для сисB тем автоматического регулирования электроB приводов, в которых важнейшим объектом управления является двигатель. Поэтому для задач управления электроприводов необходиB мы адекватные математические модели ЭМ. Математическое описание ЭМ обычно находят в виде системы дифференциальных уравнений. При выводе этих уравнений исB пользуют аналогичные подходы для ЭМ разB личных типов. Совокупность методик, связанB ных с выводом систем уравнений ЭМ и преобB разованием их к наиболее простому и удобноB му для расчетов и анализа виду, составляет соB держание так называемой «общей (или обобB щенной) теории ЭМ». Детальное математическое описание ЭМ затруднительно, поэтому принимают ряд допуB щений, которые упрощают математическое исB следование ЭМ. При выводе дифференциальB ных уравнений ЭМ часто используют следуюB щие общепринятые допущения: обмотки ЭМ рассматривают как электрические цепи с соB средоточенными параметрами; не учитывают насыщения магнитной цепи ЭМ, гистерезиса, потерь в стали, влияния пазов, а также высшие пространственные гармоники магнитного поля. Параметры всех обмоток приведены к одной из них, например к обмотке статора. Результаты многочисленных экспериментальных и теореB тических исследований показывают, что расB смотренные допущения во многих случаях приB емлемы для практических целей. Математическое описание ЭМ получают на основе уравнений для мгновенных значений переменных (напряжений, токов и потокосцепB лений) обмоток ЭМ. При учете указанных доB пущений эти уравнения включают в себя: – уравнения электрического равновесия; для kBй обмотки uk = Rkik +

dYk , k = 1, 2, …, m, dt

(1.2)

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

38

где uk , ik и Yk — соответственно напряжение, ток и потокосцепление kBй обмотки; m — число обмоток ЭМ; – выражения для потокосцеплений; для kBй обмотки m

Yk = S Ykj , k = 1, 2, …, m,

(1.3)

j =1

где Ykj = i j M kj . В последней формуле M kk = Lk — собстB веннная индуктивность kBй обмотки; M kj при k ¹ j — взаимная индуктивность между kBй и jBй обмотками; – выражение для электромагнитного мо мента ЭМ M = pt

дWЭМ дj

, k = 1, 2, …, m, (1.4) i k = const

где pt — число пар полюсов ЭМ; j— электричеB ский угол между статором и ротором ЭМ, котоB рый связан с действительным механическим угB лом jм как jм = j / pt ; WЭМ — электромаг нитная энергия ЭМ, определяемая следующей формулой: m 1æ WЭМ = ç S Ykik 2 çè k =1

m ö 1æ m ÷ = ç S ik S i j M kj ÷ 2 ç k =1 j =1 ø è

ö ÷. ÷ ø

Поскольку в общем случае собственные и взаимные индуктивности являются функцияB ми от угла j, с помощью последних формул получаем следующее выражение для электроB магнитного момента АД: M=

m m æ дM kj 1 é pt ê S ik S çç i j 2 êëk =1 j =1è дj

öù ÷÷ú. øúû

(1.5)

Выражения (1.2), (1.3) и (1.5) совместно с уравнением движения механического привеB денного звена электропривода M - Mс =

J dW , pt dt

(1.6)

в котором J, М с и W — соответственно моB мент инерции, момент сопротивления и электрическая угловая скорость (связанная с действительной механической скоростью w как w = W / pt ), образуют систему уравнений ЭМ. Эта система содержит (2m + 2) уравнеB ний при (2m + 2) неизвестных переменных:

m токов, m потокосцеплений, электромагB нитный момент и электрическую угловую скорость. Полученная система уравнений ЭМ выражена через ее реальные фазные переB менные. Она высокого порядка, нелинейна и содержит собственные и взаимные индукB тивности обмоток (Lk и M kj ), хотя бы некоB торые из которых зависят от угла поворота ротора. Поэтому дифференциальные уравB нения ЭМ включает в себя периодические коэффициенты в виде тригонометрических функций, что существенно затрудняет реB шение уравнений даже при использовании ЭВМ. ИзBза наличия таких коэффициентов расB четы полученной системы на ЭВМ при широB ких пределах изменения аргумента и применеB нии стандартных программ интегрирования дифференциальных уравнений имеют ограниB ченную точность. Если полученную систему можно упростить, исключив из нее периодичеB ские коэффициенты, то точность расчетов принципиально возрастает. Формулы замены переменных ЭМ (фор мулы преобразования). Для анализа динамиB ческих свойств и статических характеристик ЭМ переменного тока и электроприводов на их основе в большинстве случаев используB ются уравнения, записанные относительно некоторых идеализированных переменных, которые связаны с реальными фазными пеB ременными с помощью так называемых формул преобразования. Последние в матеB матическом плане представляют собой заB мену реальных фазных на такие новые переB менные, с помощью которых удается запиB сать уравнения ЭМ (1.2), (1.3) и (1.5) в боB лее простом виде. Удачный выбор формул преобразования позволяет находить оптимальные алгоритмы расчетов либо оптимальные структуры систем регулирования электроприводов с ЭМ переB менного тока. Для замены переменных исB пользуют формулы преобразования в векторB ной и скалярной (действительной) формах. Формулы преобразования в векторной (ком плексной) форме дают возможность заменить скалярные переменные (напряжения, токи, потокосцепления) обмоток статора и ротора ЭМ на векторы. Если обмотки трехфазные и их оси сдвиB нуты друг относительно друга на 120 эл. град, формулы преобразования имеют вид:

ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛИ – для токов обмоток A, B, C статора 2 i1 = e - jjк (i A + iB e j ×120 ° + iC e - j ×120 °); 3

(1.7)

– для токов обмоток a, b, c ротора 2 i2 = e - j ( jк - j) (ia + ib e j ×120 ° + ic e - j ×120 °), (1.8) 3 где j — электрический угол между осями одной из фаз статора и одной из фаз ротора (например, между фазами А и а); jк — электрический угол, отсчитываемый от одной из фаз статора. ЗначеB ние jк может быть выбрано произвольным обраB зом, однако в зависимости от решаемой задачи (вида ЭМ, наличия вентильных элементов или несимметрии в статорных и роторных цепях ЭМ и т.п.) при конкретных расчетах выбирают такую зависимость jк (t ), при которой дифференциальB ные уравнения ЭМ максимально упрощаются. Поскольку преобразованные векторы виB да i1 и i2 расположены в комплексной плоскоB сти, они определяются двумя независимыми переменными. Однако, согласно уравнениям (1.7) и (1.8), эти векторы в общем случае завиB сят от трех фазных переменных. Поэтому для полной замены трех переменных дополнительB но к векторам вида i1 и i2 вводят соответственB но следующие скалярные переменные: 1 i01 = (i A + iB + iC ); 3 1 i02 = (ia + ib + ic ), 3

(1.9) (1.10)

которые называются переменными нулевой по следовательности.

39

Для пояснения физического смысла форB мул преобразования (1.7), (1.8) на рис. 1.5, а изображены расположенные в одной плоскоB сти оси трехфазных обмоток A, B, C статора ЭМ и оси u, v ортогональной координатной системы, причем ось u повернута относительB но оси А на произвольный угол jк . АналогичB но на рис. 1.5, б показаны ось фазы А статора, оси а, б, с соответствующих фазных обмоток роB тора ЭМ и оси u, v той же, что и на рис. 1.5, а, ортогональной координатной системы. Если плоскость, связанную с неподвижB ными осями A, B, C, и плоскость, связанную в общем случае с подвижными осями u, v, расB сматривать как комплексные и принять, что А и u — соответствующие вещественные оси, то результирующий вектор токов статора, опредеB ляемый, согласно рис. 1.5, а, в системе коорB динат A, B, C как i1( A,B,C ) = i A + iB e j 120 ° + iC e - j ×120 °,

(1.11)

записывается в системе координат u, v следуюB щим образом: i1( u,v ) = i1( A,B,C ) e - jjк = e - jjк (i A + iB e j ×120 °+ iC e - j ×120 °). (1.12) Рассматривая далее плоскость, связанную с подвижными осями а, b, с ротора, как комB плексную с вещественной осью а, можно в соB ответствии с рис. 1.5, б результирующий вектор токов ротора представить в следующем виде: – в роторной системе координат а, b, с i2( a,b,c ) = ia + ib e j ×120 ° + ic e - j ×120 °;

(1.13)

Рис. 1.5. Определение мгновенных значений результирующих векторов токов статора (а) и токов ро тора (б) для двухосной системы координат

40

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА – в системе координат u, v i2( u, v ) = i2( a, b, c ) e - j ( jк - j) = = e - j ( jк - j) (ia + ib e j ×120 ° + ic e - j ×120 °), (1.14)

где j— электрический угол между осями фазы А статора и фазы а ротора. Формулы (1.12) и (1.14), определяющие векторы токов статора и ротора в новой систеB ме координат u, v через реальные фазные переB менные соответственно статора и ротора, совB падают с формулами преобразования (1.7) и (1.8) с точностью до постоянного коэффициB 2 ента . Исследования показывают, что введеB 3 ние этого постоянного коэффициента в форB мулы преобразования позволяет обеспечить равенство проекций преобразованных вектоB ров i1 и i2 на оси новых координат u и v и соотB ветствующих реальных фазных переменных ЭМ, что удобно при анализе и расчетах. В соответствии со сказанным физичеB ский смысл формул преобразования вида (1.7) и (1.8) состоит в том, что при их исB пользовании реальные фазные обмотки стаB тора и ротора ЭМ заменяются на идеализиB рованные обмотки, оси которых совпадают с осями новой выбранной системы координат, перемещающейся в общем случае по произB вольному закону относительно неподвижноB го статора ЭМ. В большинстве случаев выбирают двухB осную ортогональную систему координат (как показано на рис. 1.5), однако иногда цеB лесообразно выбрать трехосную систему коB ординат. Важно отметить, что указанные идеализированные обмотки статора и ротора неподвижны друг относительно друга, вследB ствие чего преобразованные с помощью форB мул вида (1.7) и (1.8) уравнения ЭМ не содерB жат коэффициентов в виде тригонометричеB ских функций. В случае двухфазных обмоток, оси котоB рых сдвинуты друг относительно друга на 90 эл. град, формулы преобразования для тоB

ков соответственно обмоток A, B статора или a, b ротора представляются как i1 = e - jjк (i A + jiB );

(1.15)

i2 = e - j ( jк - j) (ia + jib ).

(1.16)

Формулы преобразования в действительной (скалярной) форме получаются разложением выражений (1.7), (1.8) и (1.15), (1.16) по осям систем координат. Для трехфазных обмоток ЭМ используетB ся разложение комплексных величин [см. формулы (1.7) и (1.8)] по осям расположенных в одной плоскости двухB или трехосных систем координат и сдвинутых друг относительно друга на 90 или 120 эл. град соответственно. Для токов трехфазных обмоток A, B, C статора и a, b, c ротора соответственно формулы преB образования в действительной форме имеют следующий вид: – при двухосной системе (u, v) преобраB зованных координат 2 ü iu1 = [i A cos jк + iB cos(jк - 120°) + ï 3 ï + iC cos(jк + 120°)]; ï ïï 2 iv 1 = - [i A sin jк + iB sin(jк - 120°) + ý (1.17) 3 ï + iC sin(jк + 120°)];ï ï 1 ï i01 = (i A + iB + iC ). ïþ 3 2 ü iu 2 = [ia cos(jк - j) + ib cos(jк - j - 120°) + ï 3 ï + ic cos(jк - j + 120°)]; ï ïï 2 iv 2 = - [ia sin(jк - j) + ib sin(jк - j - 120°) +ý (1.18) 3 ï + ic sin(jк - j + 120°)]; ï ï 1 ï i02 = (ia + ib + ic ). ïþ 3 ~) преобB – при трехосной системе (u~, ~ v, w разованных координат

2 ü i1u~ = [i A cos jк + iB cos(jк - 120°) + iC cos(jк + 120°)];ï 3 ï 2 ï i1~v = [i A cos(jк + 120°) + iB cos jк + iC cos(jк - 120°)];ý 3 ï 2 ï i1w~ = [i A cos(jк - 120°) + iB cos(jк + 120°) + iC cos jк ]. ï 3 þ

(1.19)

ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛИ 2 ü i2u~ = [ia cos(jк - j) + ib cos(jк - j - 120°) + ic cos(jк - j + 120°)];ï 3 ï 2 ï i2~v = [ia cos(jк - j + 120°) + ib cos(jк - j) + ic cos(jк - j - 120°)];ý 3 ï 2 ï i2w~ = [ia cos(jк - j - 120°) + ib cos(jк - j + 120°) + ic cos(jк - j)].ï 3 þ Суммируя все три выражения (1.19) и (1.20), получаем i1u~ + i1~v + i1w~ = 0; i2u~ + i2~v + i2w~ = 0,

(1.21)

т.е. в трехосной системе суммы преобразоB ванных переменных как для статора, так и для ротора равны нулю. Следовательно, при расчетах достаточно использовать только две преобразованные переменные, при этом третья переменная определяется по формуB лам (1.21). Между векторной формой записи и дейB ствительными значениями переменных соотB ветственно для статорных и роторных обмоток ЭМ в трехосной системе координат имеются следующие связи:

41

(1.20)

iu 2 = ia cos(jк - j) + ib sin(jк - j); ü ý (1.25) iv 2 = -ia sin(jк - j) + ib cos(jк - j).þ Если известны преобразованные переB менные, то по ним можно определить и реальB ные фазные переменные, пользуясь формулаB ми обратных преобразований. Например, для двухосной системы (u, v) преобразованных коB ординат формулы обратных преобразований находятся из выражений (1.17) и (1.18) и выB глядят так: – для статорных переменных i A = iu1 cos jк - iv 1 sin jк + i01 ;

ü ï iB = iu1 cos(jк - 120°) - iv 1 sin(jк - 120°) + i01 ;ý (1.26) iC = iu1 cos(jк + 120°) - iv 1 sin(jк + 120°) + i01 ;ïþ – для роторных переменных

ü Re(i1 ) = i1u~ ; Im(i1 ) = (i1~v - i1w~ ); ï 3 ï 1 ï (i1w~ - i1u~);ý Re(i1e - j ×120 °) = i1~v ; Im(i1e - j ×120 °) = 3 ï ï 1 Re(i1e j ×120 °) = i1w~; Im(i1e j ×120 °) = (i1u~ - i1~v ). ï 3 þ 1

(1.22) ü ï 3 ï 1 ï Re(i2e - j ×120 °) = i2~v ; Im(i2e - j ×120 °) = (i2w~ - i2u~);ý 3 ï ï 1 Re(i2e j ×120 °) = i2w~; Im(i2e j ×120 ° ) = (i2u~ - i2~v ). ï 3 þ Re(i2) = i2u~ ; Im(i2) =

1

(i2~v - i2w~ );

iа = iu 2 cos(jк - j) - iv 2 sin(jк - j) + i02;ü ï ib = iu 2 cos(jк - j - 120°) ïï - iv 2 sin(jк - j - 120°) + i02;ý (1.27) ï ic = iu 2 cos(jк - j + 120°) ï - iv 2 sin(jк - j + 120°) + i02. ïþ Все формулы преобразования (как в векторной, так и в действительной форме) применимы не только к токам, но и к напряB жениям, а также к потокосцеплениям. НаB пример, заменяя токи в формулах (1.7) на напряжения, получаем формулу преобразоB вания для напряжения статора в векторной форме:

(1.23) При двухфазных обмотках ЭМ также исB пользуется разложение комплексных величин [см. формулы (1.15) и (1.16)] по осям (u, v) двухB осной ортогональной системы. Для токов ортоB гональных обмоток A, B статора и a, b ротора соответственно формулы преобразования в дейB ствительной форме имеют следующий вид: iu1 = i A cos jк + iB sin jк ; ü ý iv 1 = -i A sin jк + iB cos jк ;þ

(1.24)

2 u1 = e - jjк (u A + uB e j ×120 ° + uC e - j ×120 °). 3

(1.28)

Если фазные напряжения трехфазной обB мотки статора равны u A = U max cos(wct + x 0 ); ü ï uB = U max cos(wct + x 0 - 120°);ý uC = U max cos(wct + x 0 + 120°),ïþ

(1.29)

где U max , wc , x 0 — соответственно амплитуда, угловая частота, начальная фаза, то, согласно

42

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

выражениям (1.28) и (1.29), находим вектор наB пряжения в виде u1 = U max e j ( w c t - jк + x0 ) .

(1.30)

Важен рациональный выбор скорости поB ворота координатных систем. В электромехаB нике распространены четыре вида координатB ных систем, которые отличаются друг от друга скоростью вращения их осей относительно статора. Все они являются частным случаем системы, вращающейся с произвольной скоB ростью wк , которая связана с угловым положеB нием осей как t

jк = jк0 + ò wк dt,

(1.31)

0

где jк0 — начальное угловое положение, имеющее место при t = 0; обычно принимаB ют jк0 = 0. Первая система осей вращается относиB тельно статора с синхронной скоростью, т.е. неподвижна относительно вращающегося векB тора напряжения сети; в этом случае wк = wс . Такая система осей называется синхронной сис темой координат. При wк = wс в соответствии с выражениями (1.30) и (1.31) вектор u1 = U max e jx0 имеет постоянное значение, что во многих случаях удобно для анализа и расB четов ЭМ при постоянной частоте питающего напряжения. Второй является система осей, неподвижB ных относительно статора, при этом wк = 0. ТаB кую систему осей называют статорной системой координат. Обозначим преобразованные переB ~, ~ менные индексами a и b или a b и ~ g соответB ственно в двухосной или трехосной системах координат. Заменяя в формуле (1.17) индекс u на индекс a и учитывая равенство wк = 0, при условии i A + iB + iC = 0 (которое часто выполняетB ся) получаем ia1 = i A ,

(1.32)

т.е. в двухосной системе статорных координат преобразованные переменные статора по оси a совпадают с реальными переменными одB ной из фаз ЭМ. Поэтому математическое описание, например асинхронного электроB привода с несимметрией в статорных цепях, целесообразно составлять в статорной систеB ме координат.

Заменяя далее в формулах (1.19) индексы ~, ~ ~ соответственно на индексы a b, ~ g и u~, ~ v, w учитывая равенство wк = 0, при условии i A + iB + iC = 0 находим i1~a = i A ; i1~b = iB ; i1~g = iC .

(1.33)

Согласно выражениям (1.33), важной особенностью трехосных преобразованных пеB ременных в статорной системе координат явB ляется совпадение реальных и преобразованB ных переменных для всех трех фаз статора. Поэтому такие преобразованные переменные представляют значительный интерес в тех слуB чаях, когда в статорные цепи АД включены несимметричные элементы (например, резиB сторы, индуктивности) или различные венB тильные структуры с изменяющейся в процесB се работы проводимостью отдельных вентилей (например, тиристорные преобразователи наB пряжения). В третьей системе осей оси координат неподвижны относительно ротора и вращаютB ся относительно статора со скоростью ротора, т.е. в данном случае jк = j и wк = w. Такую сисB тему осей называют роторной системой коорди нат. Обозначим преобразованные переменные ~ ~ индексами d и q или d , q~ и h соответственно в двухB или трехосной роторных системах коорB динат. Заменяя в выражениях (1.18) индекс u на индекс d и учитывая равенство jк = j, при условии ia + ib + ic = 0 (которое часто выполняB ется) получаем iu 2 = ia .

(1.34)

Заменяя далее в формулах (1.20) индексы ~ соответственно на индексы d~, q~, ~ u~, ~ v, w h, учиB тывая равенство jк = j и условие ia + ib + ic = 0, находим i2d~ = ia ; i2q~ = ib ; i2h~ = ic .

(1.35)

Согласно соотношениям (1.34) и (1.35), в двухосной системе роторных координат преобB разованные переменные ротора по оси d совпаB дают с реальными переменными одной из фаз ротора ЭМ, а в трехосной системе роторные преобразованные переменные совпадают с реB альными для всех трех фаз ротора. Поэтому таB кие преобразованные переменные представляB ют значительный интерес в тех случаях, когда в роторные цепи АД включены несимметричные элементы (например, резисторы, индуктивноB

ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛИ сти) или различные вентильные структуры с изменяющейся в процессе работы проводимоB стью отдельных вентилей (например, тиристорB ные преобразователи напряжения). Для анализа и расчетов электроприводов с СД применяется двухосная роторная система координат, а для электроприводов с АД при несимметрии в роторных цепях может испольB зоваться как двухB, так и трехосная система роторных координат. В четвертой системе осей координатные оси вращаются относительно статора с произB вольной скоростью, которую выбирают исходя из обеспечения рационального пути решения технической задачи, например при разработке структурной схемы управления электропривоB да. При этом закон изменения углового полоB жения осей координатной системы может быть заранее неизвестным, как, например, в частотноBуправляемых асинхронных электроB приводах с векторным управлением, в которых формируют нулевое значение приведенного тока статора по одной из осей. В этом случае математическое описание АД как объекта управления, составленное относительно преB образованных переменных, получается более простым, чем для реальных фазных переменB ных, что упрощает структуру системы управлеB ния электропривода. Практически наибольшее распространеB ние имеют формулы преобразования в дейстB вительной форме и в двухосной ортогональной системе координат вида (1.17) и (1.18). Далее приведены примеры преобразования уравнений ЭМ переменного тока — АД и СД. Преобразование систем уравнений АД. В соответствии с представленной на рис. 1.6 схеB

43

Рис. 1.6. Обобщенная схема подключения обмо ток трехфазного АД мой расположения осей обмоток АД уравнения электрического равновесия АД имеют вид: – для обмоток статора uN =

dYN + R1iN , N = А, В, С; dt

(1.36)

– для обмоток ротора un =

dYn + R2¢in , n = a, b, c, dt

(1.37)

где R1 и R2¢ — соответственно активное сопроB тивление фазных обмоток статора и приведенB ное ротора. Выражения для потокосцеплений согласно рис. 1.6 можно записать как: – для обмоток статора

YA = (L1 - M1 )i A + M1 (i A + iB + iC ) + M12[iacosj + ib cos(j + 120°) + iccos(j - 120°)];ü ï YB = (L1 - M1 )iB + M1 (i A + iB + iC ) + M12[iacos(j - 120°) + ib cosj + iccos(j + 120°)]; ý YC = (L1 - M1 )iC + M1 (i A + iB + iC ) + M12[iacos(j + 120°) + ib cos(j - 120°) + iccosj]; ïþ

(1.38)

– для обмоток ротора Ya = (L2 - M 2)ia + M 2(ia + ib + ic ) + M12[i Acosj + iBcos(j - 120°) + iCcos(j + 120°)];ü ï Yb = (L2 - M 2)ib + M 2(ia + ib + ic ) + M12[i Acos(j + 120°) + iBcosj + iCcos(j - 120°)]; ý Yc = (L2 - M 2)ic + M 2(ia + ib + ic ) + M12[i Acos(j - 120°) + iBcos(j + 120°) + iCcosj], ïþ где L1 (L2) — индуктивность фазы статора (ротоB ра); M1 (M 2) — взаимоиндуктивность между двумя любыми обмотками статора (ротора); M12 — максимальное значение взаимоиндукB тивности между любой обмоткой статора и люB бой обмоткой ротора.

(1.39)

Используя выражения (1.38) и (1.39), а также формулы преобразования вида (1.7) и (1.8) для токов и потокосцеплений, полуB чаем выражения для векторов потокосцепле ний соответственно статора и ротора в виде

44

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА Y1 = Ls i1 + M 0i2;ü ý Y2 = Lr i2 + M 0i1 ,þ

(1.40)

где Ls = L1 - M1 (Lr = L2 - M 2) — результирующая индуктивность обмотки статора (ротора), учитыB вающая магнитную связь с двумя другими фазB 3 ными обмотками статора (ротора); M 0 = M12 — 2 результирующая взаимоиндуктивность обмоток статора и ротора. Далее с использованием формул (1.5), (1.7), (1.8), (1.38), (1.39) можно получить выB ражение для электромагнитного момента АД в виде M=

* 3 pt M 0 Im(i1 i2), 2

(1.41)

где значок «*» над переменной обозначает комB плексноBсопряженную величину. С помощью выражений (1.40), формул преобразования вида (1.7) и (1.8), а такB же уравнений напряжений (1.36) и (1.37) находим систему уравнений АД в векторной форме: ü dY1 + jwк Y1 + R1i1 ; ï dt ï dY ï u2 = 2 + j (wк - W)Y2 + R2¢i2;ï dt ï di ï u01 = L01 01 + R1i01 ; ï dt ï di02 ï u02 = L02 + R2¢i02; ý dt ï Y1 = Ls i1 + M 0i2; ï ï Y2 = Lr i2 + M 0i1 ; ï ï 3 * M = pt M 0Im(i1i2 ); ï 2 ï J dW ï M - Mc = , ï pt dt þ u1 =

ческих функций и имеет компактный вид. Достоинством векторной записи является меньший порядок системы дифференциальB ных уравнений АД. Поэтому при условии поB стоянства скорости ротора удается получить аналитическое решение этих уравнений и реB шить ряд полезных задач. В частности, можно вывести аналитические формулы статических характеристик АД для различных симметричB ных и несимметричных схем статорных и роB торных цепей и т.д. Уравнения в векторной форме справедB ливы для системы координат, оси которой вращаются с произвольной скоростью. Принимая в уравнениях угловую скорость wк равной постоянной величине, нулю или угловой скорости ротора, можно получить уравнения соответственно в синхронной, статорной или роторной системах коордиB нат. Из системы (1.42) можно исключить люB бые две переменные из следующих четырех: i1 , i2, Y1 , Y1. При этом получается шесть систем уравнений, выраженных относительно различB ных пар переменных. С использованием формул (1.42) можB но выполнять расчеты электроприводов и с несимметричными схемами обмоток АД. Для примера найдем математическое описаB ние схемы рис. 1.7, в которой статор АД подключен к трехфазной сети переменного тока с фазными напряжениями, определяеB мыми формулами (1.29), а в цепи роторных обмоток a, b, c введены в общем случае неB

(1.42)

где L01 = L1 + 2 M1 и L02 = L2 + 2 M 2 — индуктивB ности для нулевых последовательностей соотB ветственно статора и ротора АД, которые опреB деляются полями рассеяния соответствующих обмоток; W — электрическая угловая скорость ротора, связанная с механической скоростью w как W = wpt . Записанная в векторной форме система (1.42) преобразованных уравнений АД не соB держит коэффициентов в виде тригонометриB

Рис. 1.7. Схема включения АД с различными добавочными сопротивлениями в фазах ротора

ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛИ симметричные по фазам активные сопроB тивления. ИзBза несимметричности роторных цеB пей следует использовать роторную систему координат. Исключая из системы (1.42) токи статора и потокосцепления ротора и приниB мая wк = W, получаем следующую систему векторных уравнений АД, которая записана относительно токов ротора и потокосцеплеB ний статора: ü dY1 + jWY1 + l s Y1 - R1ks i2;ï dt ï di dY1 ï u2 = sLr 2 + ks + R2¢i2; ïï dt dt ý 3 ï M = pt ks Im(Y1i2* ); ï 2 ï J dW ï M - Mc = , pt dt þï

(1.43)

M R1 M 02 ; ks = 0 ; s = 1 . Ls Ls Ls Lr

(1.44)

ные напряжения статора u1d~ , u1q~ и ротора u2d~ , u2q~ . Подставляя jк = j = ò wdt в формулу (1.30) для вектора u1, можно определить наB пряжения статора. Записывая далее уравнеB ния напряжений между точками О2 и О2¢ для всех фаз ротора и решая их совместно, с учеB том условия ua + ub + uc = 0 получаем фазные напряжения ротора 2 1 1 ua = - iaR¢доб a + ib R¢доб b + icR¢доб c ; 3 3 3 1 ¢ 2 ¢ 1 ¢ ub = iaR доб a - ib R доб b + icR доб c . 3 3 3

u1 =

где

ls =

Используя формулы вида (1.22) и (1.23), можно записать уравнения системы (1.43) в скалярной форме. Заменяя при этом общее ~, 1w ~ и ротора обозначение осей статора 1u~, 1v ~, 2 w ~ соответственно на 1d~, 1q~, 1~ 2u~, 2v h и ~ ~ 2d , 2q~, 2 h в трехосной роторной системе коB ~ ~ ординат d , q~, h, получаем следующую систеB му уравнений: dY1d~

ü (Y1d~ +2 Y1q~) +l s Y1d~ -R1ks i2d~ ;ï dt 3 ï dY1q~ W ï + (2 Y1d~ +Y1q~) + l s Y1q~ -R1ks i2q~;ï u1q~ = dt 3 ï di2d~ dY1d~ ï ¢ ~ ~ u2d = sLr + ks + R2i2d ; ï dt dt ý (1.45) ï di ~ dY1q~ u2q~ = sLr 2q + ks + R2¢i2q~ ; ï dt dt ï ï M = 3 × pt ks (Y1q~i2d~ - Y1d~i2q~ ); ï J dW ï M - Mc = . ï pt dt þ

u1d~ =

-

W

Для решения полученной системы уравB нений требуется определить преобразованB

45

Подставляя найденное решение в форB мулы (1.45) и учитывая, что в трехосной сисB ~ ~ теме координат d , q~, h согласно выражениB ям (1.35) преобразованные роторные переB менные равны соответствующим реальным фазным переменным, получаем математичеB ское описание схемы рис. 1.7 в следующем виде: t ü æ ö W ï = U max cosç wct - ò Wdt ÷ + (Y1d~ + ç ÷ dt ï 3 0 è ø ï + a s Y1q~ ) - a s Y1d~ + R1ks i2d~ ; ï ï t æ ö ï d Y1q~ ç ÷ = U max cos wct - ò Wdt - 120° ï ç ÷ dt ï 0 è ø ï W - (2 Y1d~ + Y1q~ ) - a s Y1q~ + R1ks i2q~ ;ïï 3 ý di2d~ ö ïï Rc - Rb -1 æ dY1d~ 2Ra + Rc ç ks + i2d~ + i2q~ ÷÷; = 3 3 dt dt sLr çè øï ï di2q~ ö 2R + Rc -1 æ dY1 q~ Rc - Ra çç ks = i2d~ + b i2q~ ÷÷;ï + ï dt sLr è dt 3 3 øï ï M = 3 × pt ks (Y1q~i2d~ - Y1d~i2q~ ); ï dW pt ï = (M - M c ) , ïþ J dt

d Y1d~

(1.46) где Ra = R2¢ + R¢доб a ; Rb = R2¢ + R¢доб b ; Rc = R2¢ + R¢доб c — полные активные сопротивления фаз a, b, c роB тора. Система уравнений (1.46) описывает схеB му рис. 1.7 как при переходных, так и в устаB новившихся режимах. Преобразование системы уравнений явно полюсного СД. В соответствии с представленB ной на рис. 1.8 схемой расположения осей обB

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

46

моток уравнения электрического равновесия СД имеют вид: – для обмоток статора dYА ü + R1i А ;ï dt ï dY ï uВ = В + R1iВ ; ý dt ï dY ï uС = С + R1iС ; ï dt þ uА =

(1.47)

– для роторных обмоток (соответственно обмоток возбуждения и эквивалентных демпB ферных контуров по осям d и q) uf = 0= 0=

dY f dt

dYк d dt dYк q dt

+ Rf i f ;

ü + Rк d iк d ;ï ï ý + Rк q iк q , ï ïþ

(1.48) Рис. 1.8. Схема расположения осей обмоток явнополюсного СД (1.49)

где R1 , R f и Rк d , Rк q — активные сопротивлеB ния соответственно обмоток статора, возбуждеB ния и демпферных контуров по осям d и q. Выражения для потокосцеплений согласB но рис. 1.8 можно записать следующми обB разам: – для обмоток фаз А, В, С статора YA = L Аi А + М АВiВ + М АСiС + M Аf i f +

ü ï + M А к d iк d + M А к q iк q ;ï ï YВ = M BAi А + LВiВ + М BСiС + M Bf i f + ï ý (1.50) + M B к d iк d + M B к q iк q ;ï ï YC = M CAi А + М CВiВ + LСiС + M Cf i f + ï + M C к d iк d + M C к q iк q ; ïþ – для обмоток возбуждения и демпферB ных контуров по осям d и q Y f = L f i f + M fк d iк d + M fАi А + Yк d Yк q

ü ï + M fВiВ + M fСiС ; ï = M к df i f + Lк d iк d + M к dАi А + ïï ý (1.51) + M к dВiВ + M к dСiС ;ï ï = Lк q iк q + M к qАi А + ï + M к qВiВ + M к qСiС ,ïþ

где L f , ... и M f к d , ... M к qС — индуктивности и взаимные индуктивности соответствующих обB моток.

Согласно работам [12, 37] и рис. 1.8 собB ственные и взаимные индуктивности обмоток статора соответственно зависят от двойного угла j между осью фазы А и осью d ротора слеB дующим образом: L A = l0 + lmax cos 2 j; ü ï LB = l0 + lmax cos(2 j + 120°);ý LC = l0 + lmax cos(2 j - 120°);ïþ

(1.52)

M AB = -m0 + lmax cos(2 j - 120°);ü ï M AC = -m0 + lmax cos(2 j + 120°);ý ï M BC = -m0 + lmax cos 2 j. þ

(1.53)

Взаимные индуктивности между фазныB ми обмотками статора и роторными обмотB ками по оси d (обмоткой возбуждения и демпферным контуром по оси d) зависят от угла j как M Af = m fd cos j;

ü ï ï ï M Cf = m fd cos(j + 120°); ï ý ï M A к d = mmax d cos j; ï M B к d = mmax d cos(j - 120°);ï M C к d = mmax d cos(j + 120°),ïþ M Bf = m fd cos(j - 120°);

(1.54)

а взаимные индуктивности между фазными обB мотками статора и демпферным контуром по оси q можно записать в виде

ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛИ M A к q = -mmax q sin j;

ü ï M B к q = -mmax q sin(j - 120°);ý M C к q = -mmax q sin(j + 120°).ïþ

(1.55)

В последних формулах l0 , lmax , m0 , m fd , mmax d , mmax q — постоянные величины [12, 37]. Выражения (1.47)–(1.55) совместно с выB ражением для момента и уравнением движеB ния образуют систему уравнений СД в фазных координатах. Эта система имеет весьма сложB ный вид, поэтому для ее упрощения следует применить формулы преобразования. ПоB скольку статор СД обычно снабжен тремя фазB ными обмотками, оси которых сдвинуты друг относительно друга на 120 эл. град, а оси обB моток ротора образуют ортогональную двухосB ную систему координат, для преобразования уравнений СД следует воспользоваться формуB лами преобразования вида (1.7) или (1.17) для статора и (1.16) или (1.25) для ротора. Для выбора рациональных формул преобB разования и скорости вращения координатной системы проанализируем возможность предB ставления потокосцепления демпферного конB тура в векторном виде. Формула преобразоваB ния для потокосцеплений демпферных контуB ров аналогично выражению (1.16) имеет вид Yк = e - j ( jк - j) (Yк d + jYк q ). Подставляя в эту формулу второе и третье выражения из систеB мы (1.51) и учитывая соотношения (1.54) и (1.55), получаем Yк = e - j ( jк - j) M к df i f + Lк d iк d + + mmax d [i A cos j + iB cos(j - 120°) + + iC cos(j + 120°)] + j {Lк q iк q - mmax q [i A sin j + iB sin(j - 120°) + + iC sin(j + 120°)} .

(1.56)

Вследствие явнополюсной конструкции ротора рассматриваемого СД Lк d ¹ Lк q и mmax d ¹ mmax q , поэтому выражение (1.56) не может быть представлено в векторной форме, однако его можно существенно упростить, есB ли принять jк = j, т.е. использовать роторную двухосную систему координат d, q, в которой согласно системе (1.17) формулы преобразоваB ния статорных величин имеют вид 2 ü id 1 = [i A cos j + iB cos(j - 120°) + iC cos(j + 120°)];ï ï 3 ý 2 iq1 = - [i A sin j + iB sin(j - 120°) + iC sin(j + 120°)]. ï ïþ 3 (1.57)

47

Переменные ротора следует оставить без изменений, поскольку в соответствии с форB мулами (1.25) преобразованные переменные при jк = j совпадают с фазными переменныB ми. При этом путем разложения выражения (1.56) на действительную и мнимую части можно получить потокосцепления демпферноB го контура по осям d и q: 3 ü Yк d = M к df i f + Lк d iк d + mmax d id 1 ;ï ï 2 ý 3 ï Yк q = Lк q iк q + mmax q iq1 . ïþ 2 Используя соотношения (1.47)–(1.49) и формулы замены переменных вида (1.57), можно выражения (1.50)–(1.51), записанB ные в фазных координатах, преобразовать с учетом (1.52)–(1.55) к новым переменB ным. Преобразованная система уравнений яв нополюсной синхронной машины включает в себя: – дифференциальные уравнения для наB пряжений обмоток dYd 1 ü - WYq1 + R1id 1 ;ï dt ï dY uq1 = q1 + WYd 1 + R1iq1 ; ï ï dt ï dY f ï + Rf i f ; uf = ý dt ï dYк d ï 0= + Rк d iк d ; ï dt ï dYк q ï 0= + Rк q iк q ; ïþ dt ud 1 =

(1.58)

– выражения для потокосцеплений Yd 1 = Ld id 1 + m fd i f + mmax d iк d ;

ü ï 3 ï Y f = m fd id 1 + L f i f + M f к d iк d ; ï 2 ïï 3 Yк d = mmax d id 1 + M f к d i f + Lк d iк d ;ý (1.59) 2 ï Yq1 = Lq iq1 + mmax q iк q ; ï ï 3 ï Yк q = mmax q iq1 + Lк q iк q ; ïþ 2 – выражение для электромагнитного моB мента M=

3 pt (Yd 1iq1 - Yq1id 1 ); 2

(1.60)

48

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА – уравнение движения M - Mс =

J dW . pt dt

(1.61)

В последних формулах 3 3 Ld = l0 + m0 + lmax и Lq = l0 + m0 - lmax – (1.62) 2 2 полные индуктивности якоря по продольной и поперечной осям. Для удобства расчетов, составления элекB трических схем замещения роторные обмотки часто приводят к статорным. При этом роторB ные обмотки пересчитывают на число фаз и число витков обмотки статора с использованиB ем таких коэффициентов приведения для тоB ков, напряжений и сопротивлений, при котоB рых энергетические соотношения в машине остаются без изменений [12, 37]. Выражения для потокосцеплений, запиB санные в виде выражений (1.59), формально не удовлетворяют принципу взаимности, в соотB ветствии с которым взаимные потокосцеплеB ния каждого из двух магнитноBсвязанных конB туров определяются одинаковым значением взаимной индуктивности. Например, в двух последних выражениях из системы (1.59) взаB имные потокосцепления статора и ротора по оси q соответственно равны mmax q iк q и 3 mmax q iq1, т.е. определяются разными взаимB 2 3 ными индуктивностями: mmax q и mmax q . 2 При этом в действительности не нарушаB ется принцип взаимности, поскольку контуры статора по осям d и q являются эквивалентныB ми, а не реальными контурами. Однако для обеспечения наглядности записи уравнений СД можно и формально соблюсти принцип взаимности, если токи всех цепей ротора уменьшить в 3/2 раза, а индуктивности этих цепей увеличить в 3/2 раза. Тогда потокосцепB ления поперечных контуров согласно выражеB ниям (1.59) можно записать в следующем виде выражений æ3 öæ 2 ö Yq1 = Lq iq1 + ç mmax q ÷ç iк q ÷; è2 øè 3 ø öæ 2 æ3 ö æ3 Yк q = ç mmax q ÷iq1 + ç Lк q ÷ç iк q øè 3 è2 ø è2

ö ÷, ø

в которых формально выполняется принцип взаимности.

Аналогично можно записать выражения для потокосцеплений продольных контуров СД. После приведения переменных и параметB ров роторных контуров к обмотке статора сисB тема уравнений СД выглядит следующим обB разом: dYd 1 - WYq1 + R1id 1 ; dt dY uq1 = q1 + WYd 1 + R1iq1 ; dt dY¢f u¢f = + R¢f i ¢f ; dt dY¢ 0 = к d + Rк¢ d iк¢ d ; dt dYк¢ q + Rк¢ q iк¢ q ; 0= dt Yd 1 = Ld id 1 + Lad i ¢f + Lad iк¢ d ;

ü ï ï ï ï ï ï ï ï ï ï ï ï ï ý ï Y¢f = Lad id 1 + L¢f i ¢f + Lad iк¢ d ; ï ï Yк¢ d = Lad id 1 + Lad i ¢f + Lк¢ d iк¢ d ;ï ï Yq1 = Lq iq1 + Laq iк¢ q ; ï ï ¢ ¢ ¢ Yк q = Laq iq1 + Lк q iк q ; ï ï 3 ï M = pt (Yd 1iq1 + Yq1id 1 ); 2 ï ï J dW , M - Mс = ï pt dt þ

ud 1 =

(1.63)

где i ¢f , iк¢ d , iк¢ q и Y¢f , Yк¢ d , Yк¢ q — соответстB венно приведенные к статору токи и потокоB сцепления роторных контуров; R1 и R¢f , Rк¢ d , Rк¢ q — соответственно активные сопротивлеB ния фазной обмотки статора и приведенных к статору роторных контуров; Ld = Lad + Ls — полная индуктивность якоря по продольной оси, равная сумме взаимной индуктивности якоря по продольной оси Lad и индуктивноB сти рассеяния фазы якоря Ls; Lq = Laq + Ls — полная индуктивность якоря по поперечной оси, равная сумме взаимной индуктивности якоря по поперечной оси Laq и индуктивноB сти рассеяния фазы якоря Ls; L¢f = Lad + L fs, Lк¢ d = Lad + Lк ds, Lк¢ q = Laq + Lк qs — полные индуктивности приведенных обмоток ротора, равные сумме соответствующих взаимной инB дуктивности и индуктивности рассеяния обB мотки. Расчетные формулы для определения акB тивных сопротивлений и индуктивностей приB ведены, например, в работах [12, 37].

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ Исключая в системе дифференциальных уравнений синхронной машины (1.63) уравнеB ние электрического равновесия и выражение для потокосцепления обмотки возбуждения, а также полагая i ¢f = 0, получаем уравнения син хронной реактивной машины с пусковой обмот кой на роторе dYd 1 ü - WYq1 + R1id 1 ;ï dt ï dY uq1 = q1 + WYd 1 + R1iq1 ; ï ï dt ï ¢ dY ï 0 = к d + Rк¢ d iк¢ d ; ï dt ï dYк¢ q ï + Rк¢ q iк¢ q ; 0= ï dt ï ý Yd 1 = Ld id 1 + Lad iк¢ d ; ï ¢ ¢ ¢ Yк d = Lad id 1 + Lк d iк d ; ï ï Yq1 = Lq iq1 + Laq iк¢ q ; ï Yк¢ q = Laq iq1 + Lк¢ q iк¢ q ; ï ï ï 3 M = pt (Yd 1iq1 - Yq1id 1 );ï 2 ï J dW ï . M - Mс = ï pt dt þ ud 1 =

ud 1 =

(1.66)

где член М d м I м 0 характеризует потокосцепB ление обмотки статора с полем возбуждеB ния; М d м — взаимная индуктивность. (1.64)

Если в системе (1.64) исключить уравнеB ния электрического равновесия и выражения для потокосцеплений пусковой обмотки на роторе, то можно получить уравнения синхрон ной реактивной машины, на роторе которой отсутствуют обмотки. dYd 1 ü - WYq1 + R1id 1 ;ï dt ï dY uq1 = q1 + WYd 1 + R1iq1 ; ï ï dt ï Yd 1 = Ld id 1 ; ï ý Yq1 = Lq iq1 ; ï ï 3 M = pt (Ld - Lq )id 1iq1 ; ï 2 ï J dW ï M - Mс = . ï pt dt þ

dYd 1 ü - WYq1 + R1id 1 ;ï dt ï dY uq1 = q1 + WYd 1 + R1iq1 ; ï ï dt ï Yd 1 = Ld id 1 + М d м I м 0 ; ï ý Yq1 = Lq iq1 ; ï ï 3 M = pt (Yd 1iq1 - Yq1id 1 );ï 2 ï J dW ï , M - Mс = ï pt dt þ

49

ud 1 =

(1.65)

В том случае, когда на роторе СД имеется только обмотка возбуждения (которая подклю чена к источнику тока I м 0 ) или постоянные магниты, а демпферные обмотки на роторе отB сутствуют, система дифференциальных уравB нений (1.63) приобретает вид

1.3. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ Назначение преобразователей. ОбязательB ным элементом регулируемого электропривода является ПЭЭ, с помощью которого обеспечиB вается изменение параметров ЭЭ (напряжеB ния, частоты, числа фаз). Преобразователь включается между обмотками ЭД и источниB ком питания. Электропривод может иметь как ценB трализованное, так и автономное электроB снабжение. Основная масса электропривоB дов получает централизованное питание от электрических сетей. Автономное электриB ческое питание характеризуется независиB мостью от электрических сетей и содержит свои генераторы, приводимые в движение двигателями внутреннего сгорания или турB бинами (дизельBгенераторы, турбогенератоB ры), или аккумуляторные батареи. Для наиB более ответственных электроприводов приB меняется комбинированная схема электроB питания — централизованное электроснабB жение с резервированием от автономного источника. Централизованное питание поступает в силовой канал электропривода на переменB ном токе со стандартными частотой и напряB жением, а автономное питание может быть самым разнообразным, как на переменном токе (в том числе c нестандартными частоB той и напряжением), так и на постоянном токе. Целенаправленное изменение скорости или момента на валу ЭД требует регулироваB ния мощности в силовом канале электроприB

50

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

вода по величине и направлению, что осущеB ствляется силовыми преобразователями ЭЭ. С помощью этих преобразователей обеспечиB ваются режимы потребления или генерирования энергии электроприводом. В режиме потребления электроприводом реализуются следующие типы преобразоваB ния ЭЭ: – преобразование нерегулируемого пеB ременного напряжения (от электрической сеB ти) в постоянное (нерегулируемое или регуB лируемое); – преобразование постоянного напряжеB ния в регулируемое по частоте и амплитуде пеB ременное или пульсирующее; – преобразование нерегулируемого переB менного напряжения (от электрической сети) в регулируемое по частоте и амплитуде переB менное или пульсирующее; – преобразование постоянного напряжеB ния в постоянное напряжение (регулируемое или нерегулируемое); В режиме генерирования электропривоB дом реализуются следующие типы преобразоB вания ЭЭ: – преобразование постоянного напряжеB ния в нерегулируемое переменное (электричеB ская сеть); – преобразование регулируемого по часB тоте и амплитуде переменного или пульсируюB щего напряжения в постоянное; – преобразование регулируемого по часB тоте и амплитуде переменного или пульсируюB щего напряжения в нерегулируемое переменB ное (электрическая сеть); – преобразование регулируемого постоB янного напряжения в постоянное. Для выполнения перечисленных режиB мов применяются электромашинные и стаB тические (полупроводниковые) преобразоваB тели. Электромашинные преобразователи. ЭлекB тромашинный преобразователь представляет собой агрегат, состоящий из двух ЭМ с жестко связанными между собой валами. В связи со способностью ЭМ работать как в двигательB ном, так и в генераторном режиме данный агB регат позволяет передавать энергию в обоих направлениях. Агрегат, включающий в себя машину переменного тока и машину постоянного тока, может выполнять функции преобразоB вания переменного напряжения в постоянB ное, или наоборот. Если использовать два

таких агрегата и электрически связать якорB ные обмотки машин постоянного тока, то выполнимо преобразование нерегулируемоB го переменного напряжения в регулируемое переменное. Для нерегулируемых по частоте преобразователей переменного напряжения агрегат может состоять из двух ЭМ переB менного тока. Агрегат из двух машин постоB янного тока способен обеспечивать преобB разование постоянного напряжения по веB личине и знаку. Управление напряжением и частотой проводится по обмоткам возбуждения ЭМ. При этом в качестве машины переменного тоB ка применяется обычно синхронная машина с независимым возбуждением, но для обмена энергией с электрической сетью может исB пользоваться и асинхронная машина. Недостатки электромашинных преобраB зователей заключаются в сравнительно низB ком КПД (равном произведению КПД всех ЭМ агрегата, через которые передается мощB ность), больших массах и габаритных размеB рах, создаваемых шумах и вибрациях, сравниB тельно низком быстродействии при регулироB вании. Преимуществами являются небольшое содержание высших гармоник в выходном напряжении и обеспечение электроснабжеB ния привода при кратковременном пропадаB нии напряжения сети за счет накопленной во вращающихся частях агрегата кинетической энергии. В связи с существенными недостатками электромашинных преобразователей они поB всеместно вытесняются из регулируемых элекB троприводов статическими (полупроводникоB выми) преобразователями, выполненными на основе силовых полупроводниковых прибоB ров. Рассмотрим полупроводниковые преобраB зователи и их элементы. В табл. 1.2 приведены наименования и обозначения терминов на русском и английB ском языках, общепринятые в научноBтехниB ческой литературе и используемые в данном тексте. Силовые полупроводниковые приборы. Технические характеристики и надежность поB лупроводниковых преобразователей определяB ются в основном характеристиками и качестB вом силовых полупроводниковых приборов, используемых в ключевом режиме. Они имеют два состояния: включенное (открытое) — приB бор проводит рабочий ток (аналогичен замкB нутому контакту); выключенное (закрытое) —

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ

51

1.2. Наименование и обозначение терминов Наименование русское

Обозначение английское

русское

английское

Время включенного состояния полупроB Turn on time водникового прибора

–

ton

Время выключенного состояния полуB проводникового прибора

Turn off time

–

toff

Время выключения тиристоров

Circuit commutated turn off time (thyristor)

tвыкл

tq

Время включения полупроводникового прибора

Turn on crossover time

tвкл

tc(on)

Время выключения полупроводникового Turn off crossover time прибора

tвыкл

tc(off)

Время задержки включения

Turn on delay time

tзд.вкл

td(on)

Время задержки выключения

Turn off delay time

tзд.выкл

td(off)

Время обратного восстановления

Reverse recovery time

tо.в

trr

Постоянное напряжение на выходе выB прямителя

Direct output voltage (bridge rectifier)

Uвып

Vd

Выходное напряжение

Output voltage

Uвых

Vo

Прямое падение напряжения на диоде

Continuous forward voltage

Uпр

VF

Uос

VT

Постоянное напряжение в открытом соB Direct on state voltage стоянии тиристора Напряжение переключения

Breakover voltage

Uпер

V(BO)

Импульсное повторяющееся напряжение

Repetitive peak off state voltage

Uзс.п

Vdrm, Vrrm

Напряжение коллектор–эмиттер

CollectorBemitter (direct) voltage

UКЭ

VCE

Напряжение насыщения коллектор– эмиттер

CollectorBemitter saturation voltage

UКЭнас

VCEsat

Напряжение сток–исток

DrainBsource voltage

UСИ

VDS

Пробивное напряжение сток–исток при закороченном затворе

DrainBsource breakdown voltage (input short circuited)

–

V(BR)DSS

Напряжение управления тиристора

Gate voltage

Uу

VG

Входное напряжение база–эмиттер

BaseBemitter on voltage

UБЭ

VBE(on)

Входное напряжение затвор–исток

GateBsource voltage

UЗИ

VGS

Входное напряжение затвор–эмиттер

GateBemitter voltage

UЗЭ

VGE

Выпрямленный ток

Direct output current (of a rectifier connection)

Iвып

Id

Выходной ток

Output current

Iвых

Io

Прямой ток

Direct forward current (diode)

Iпр

IF

Прямой ток тиристора

Direct on state current (thyristor)

Iпр

IT

Средний прямой ток

Mean forward current

Iср

IFAV

52

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА Окончание табл. 1.2 Наименование русское

Обозначение английское

русское

английское

Постоянный ток коллектора

Continuous collector current

Iк

IC

Постоянный ток стока

Continuous direct drain current (MOSFETs)

Ic

ID

Отпирающий постоянный ток управлеB ния тиристором

Gate trigger continuous current

Iу.от

IGT

Ток базы

Base current

Iб

IB

Ток затвора

Gate current

Iз

Ig

Потери энергии при включении

Energy dissipation during the turn on time

Wвкл

WC(on), Eon

Потери энергии при выключении

Energy dissipation during the turn off time

Wвыкл

WC(off), Eoff

–

Won, Wcond

h21Э

hFE

Потери энергии в проводящем состоянии Energy dissipation during the conducting time Статический коэффициент передачи тоB Direct current gain ка биполярного транзистора прибор не проводит рабочий ток (аналогичен разомкнутому контакту). Эти приборы подразB деляются на три основные группы [11]: 1) неуправляемые приборы — диоды (diodes), переход которых из включенного соB стояния в выключенное осуществляется поB лярностью приложенного к прибору напряжеB ния силовой цепи; 2) не полностью управляемые приборы — тиристоры (thyristors), включение которых проводится сигналом по управляющему элекB троду, а выключение — обратной полярностью приложенного к прибору напряжения силовой цепи; 3) полностью управляемые приборы (ключи), включение и выключение которых выполняются управляющим сигналом. К этой группе относятся биполярные транзисторы (Bipolar junction transistors — BJT), полевые транзисторы (MetalBoxideBsemiconductor field effect transistors — MOSFET), биполярные транзисторы с изолированным затвором (Insulated gate bipolar transistors — IGBT), заB пираемые тиристоры (GateBturn off thyrisB tors — GTO). В табл. 1.3 приведены названия, условB ные обозначения и вольтBамперные характеB ристики силовых полупроводниковых приB боров.

Д и о д. Диоды в проводящем состоянии (ток i протекает от анода A к катоду C) имеют малое прямое падение напряжения VF при знаB чительном прямом токе IF. Напротив, напряB жение, приложенное в обратном направлении, если оно не превышает допустимого значения, вызывает небольшой обратный ток, измеряеB мый в микроамперах. В динамике включение диода для силоB вых преобразователей можно считать мгновенB ным процессом, однако его выключение соB провождается протеканием обратного тока в течение времени восстановления запирающих свойств диода trr. Для ряда применений в преB образователях этот показатель является опреB деляющим. В зависимости от электрической схемы преобразователя и ее параметров применяются три типа диодов. Выпрямительные диоды. Наиболее мощB ные из них допускают средний прямой ток IFAV в несколько килоампер и повторяющееB ся обратное напряжение Vrrm — в несколько киловольт и имеют минимально возможное для этих параметров прямое падение напряB жения VF (~2 В), что важно для уменьшения потерь. Быстровосстанавливающиеся диоды. ХаB рактеризуются минимально возможным вреB

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ 1.3. Силовые полупроводниковые приборы Название русское

английское

Диод

Diode

Тиристоры

Thyristor

Биполярный транзистор

Bipolar junction transistor (BJT)

Полевой транзиB стор

MetalBoxideBsemicon ductor field effect transistor (MOSFET)

Условное обозначение

ВольтBамперная характеристика

53

54

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА Окончание табл. 1.3 Название русское

английское

Биполярный транзистор с изоB лированным заB твором

Insulated gate bipolar transistor (IGBT)

Условное обозначение

ВольтBамперная характеристика

Запираемый тириB Gate turn off стор thyristor (GTO)

менем восстановления trr (от десятков наносеB кунд до единиц микросекунд) и применяются в высокочастотных цепях вместе с полностью управляемыми приборами. Диоды Шоттки. Используются в низкоB вольтных цепях, где требуется предельно низB кое прямое падение напряжения (VF » 0,3 В). Однако эти диоды не обеспечивают высокого обратного напряжения (Vrrm = 50…100 В). Т и р и с т о р. Тиристоры, как и диоды, в открытом (включенном) состоянии проводят ток от анода к катоду и имеют в этом состояB нии вольтBамперную характеристику диода. В закрытом (выключенном) состоянии тиристор блокирует протекание тока также и в прямом направлении до значения прямого напряжеB ния, не превышающего VBO. Если прямое наB пряжение превышает VBO, то тиристор перехоB дит в открытое состояние. Тиристор проводит рабочий ток i от аноB да A к катоду С. Он может быть включен имB пульсным или постоянным током iG при наB личии положительного потенциала на аноде относительно катода. Далее прибор будет осB таваться во включенном состоянии при налиB чии положительного напряжения анод–катод

и цепи для протекания тока. Тристор отклюB чается при изменении полярности напряжеB ния анод–катод, и сопровождается это отB ключение протеканием обратного тока в теB чение времени выключения tg. За это время прибор восстанавливает свои запирающие свойства. В зависимости от схемы преобразователя и требований, предъявляемых к прибору (диаB пазону рабочих напряжений и токов, их частоB те, времени выключения, прямому падению напряжения, производной тока при включеB нии и производной напряжения при выключеB нии прибора), применяется один из следуюB щих трех типов тиристоров. Низкочастотные тиристоры. ИспользуB ются в управляемых выпрямителях и инверB торах, ведомых сетью. Основное требование для них — обеспечение параметров по блокиB руемому напряжению (обратному Vrrm и пряB мому Vdrm) и прямому току при наименьшем прямом падении напряжения. Эти приборы выпускаются на ток до 5 кА и напряжение до 12 кВ. Прямое падение составляет от 1,5 В для приборов до 1000 В и до 3 В для прибоB ров до 12 кВ.

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ Быстродействующие тиристоры. ПримеB няются в автономных инверторах, для которых кроме требований обеспечения рабочих токов и напряжений важное значение имеет малое время выключения. Эти приборы выпускаютB ся на токи и напряжения соответственно до 1,5 кА и 2,5 кВ, время выключения от единиц микросекунд до 100 мкс в зависимости от блоB кируемого напряжения и прямого падения наB пряжения. Светочувствительные тиристоры (опто тиристоры). Могут управляться импульсами света, поступающими по оптоволоконным каB белям в специальные светочувствительные обB ласти приборов. Основная область применеB ния — высоковольтные преобразователи, в коB торых требуется последовательное включение нескольких тиристоров. Параметры этих приB боров достигают 3 кА, 4 кВ при прямом падеB нии напряжения ~2 В. Широкое распространение для маломощB ных преобразователей получили симметричB ные тиристоры (Triaks), представляющие соB бой схему из двух включенных встречноBпаB раллельно тиристоров с общим управляющим электродом, которые выполняют функцию ключа переменного тока. Диоды и тиристоры выпускаются как в виде дискретных элементов, так и как модули, облегчающие производство силовых преобраB зователей. Модули имеют электрически изолиB рованную теплоотводящую пластину, на котоB рой могут быть собраны встречно или послеB довательно включенные приборы, в том числе в виде комбинации диод–тиристор, полные трехфазные мосты или трехфазные полумосты в виде трех приборов, связанных анодами или катодами. Полностью управляемые приB б о р ы. Несколько типов силовых полупроB водниковых приборов могут выполнять функции управляемых ключей — это BJT, MOSFET, IGBT, GTO, а также ряд их модиB фикаций. Идеальные ключи должны в выключенB ном состоянии блокировать большое прямое и обратное напряжения, обеспечивая нулевой ток, во включенном состоянии — проводить большой ток при нулевом падении напряжеB ния, а также осуществлять мгновенный переB ход из выключенного состояния во включенB ное и обратно и иметь нулевую мощность управления. Сравнивая реальные характериB стики полупроводниковых приборов с идеB

55

альными, можно выбирать их для конкретB ных условий. Общее представление о процессах, проB текающих при коммутации управляемых ключей, можно получить при рассмотрении схемы, приведенной на рис. 1.9, а. Рабочий ток в цепи I0 на высокой частоте fs (килогерB цы) коммутации ключа можно принять неизB менным, так как в любой схеме преобразоваB теля в силовой цепи ключа есть ряд последоB вательно включенных индуктивностей: цепи нагрузки в первую очередь, а также «паразитB ные» индуктивности, к которым относятся индуктивности «монтажа», конденсаторов, полупроводниковых приборов самого преобB разователя, которые составляют десятки и сотни наногенри. На рис. 1.9, б дан график сигнала управB ления ключом, а на рис. 1.9, в — идеализироB ванные зависимости тока и напряжения ключа от времени, учитывающие наличие времени задержки на включение td(on) и на выключение td(off) ключа, а также времени собственно переB ходного процесса при включении tc(on) и выB ключении tc(off) ключа, каждое из которых соB стоит из двух переходных процессов: тока и напряжения, которые происходят последоваB тельно изBза наличия «паразитных» индуктивB ностей. Имеются два контура для протекания тока Iо: при замкнутом ключе — через источB ник питания; при разомкнутом — через диод. Паразитные индуктивности создают ЭДС саB моиндукции при «перетекании» тока из одного контура в другой. На рис. 1.9, г показана зависимость поB терь, выделяемых в ключе в виде теплоты при переходных процессах замыкания Wc(on), размыкания Wc(off) и в проводящем состояB нии Won, которые определяются следующим образом: Wc(on) = UdIоtc(on) /2; Wc(off) = UdIоtc(off) /2; Won = UonIоton. Биполярный транзистор BJT. БиполярB ный транзистор с npnBструктурой пропусB кает ток от коллектора C к эмиттеру E при наличии управляющего тока ib в базе B транB зистора. Если режим работы прибора ключеB вой, то ток базы должен определяться нераB венством Ib > Ic /hFE, где Ic — ток коллектоB ра, hFE — коэффициент усиления транзистоB ра по току.

56

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 1.9. Высокочастотная коммутация ключа: а — обобщенная схема коммутации; б — сигнал управления; в — линеаризованная зависимость тока и напряжения; г — зависимость потерь на ключе В этом режиме транзистор находится в насыщении и имеет наименьшее прямое падеB ние напряженя VCEsat, составляющее 2…3 В. При ib = 0 транзистор выключен (разомкнут практически идеально). Для уменьшения мощности управления ключом выпускаются выполненные на основе npnBструктуры двойные или тройные каскаB ды транзисторов по схеме с общим эмиттером, называемые транзисторами Дарлингтона (MoB nolithic Darlingtons — MD). Максимальные паB раметры, достигаемые в модулях MD, составB ляют: токи до нескольких сотен ампер, напряB жение до 1400 В. Время переключения в завиB

симости от силовых параметров ключа составB ляет от сотен наносекунд до единиц микросеB кунд. Полевой транзистор MOSFET. Полевой транзистор с nBканалом проводит ток iD от стока D к истоку S при наличии положительB ного потенциала VGS на затворе относительно истока. В статике по затвору транзистора ток не течет, в динамике требуется заряд или разряд (перезаряд с другой полярностью) емкости заB твора. Падение напряжения и потери в провоB дящем состоянии ключа определяются сопроB тивлением rDS(on) между стоком и истоком.

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ Оно составляет от тысячных долей до единиц ома в зависимости от пробивного напряжения сток–исток ключа V(BR)DSS. Время переключения полевого транзиB стора составляет от единиц до сотен наносеB кунд. По сравнению с биполярным полевой транзистор имеет существенно меньшие мощB ность управления и коммутационные потери Wc(on) и Wc(off), но бËльшие потери в проводяB щем состоянии Won, если блокируемое напряB жение равно сотням вольт. Максимальные параметры силовых полеB вых транзисторов достигают 200 А по току и 1500 В по напряжению, напряжение управлеB ния до ±20 В, выпускаются также полевые транзисторы с транзисторноBтранзисторным логическим управлением (0; 5 В). Биполярный транзистор с изолирован ным затвором IGBT. Этот транзистор провоB дит ток iC от коллектора C к эмиттеру E при положительном потенциале VGE на затворе относительно эмиттера. По структуре и хаB рактеристикам данный прибор представляет собой комбинацию биполярного транзистоB ра с полевым транзистором. Как MOSFET он имеет высокое входное сопротивление по цепи затвор G — эмиттер E и, следоваB тельно, малую мощность управления. Как BJT он характеризуется малым падением напряжения (VCEsat = 1,6…3 В) во включенB ном состоянии. Время переключения IGBT составляет от сотен наносекунд до 1 мкс. МаксимальB ные силовые параметры достигают 1200 А по току коллектора и 6000 В по блокируеB мому напряжению, напряжение управления до ±20 В. Транзисторы BJT, MOSFET, IGBT выB пускаются в виде дискретных элементов или модулей с изолированной теплоотводящей пластиной. Такие модули содержат отдельные транзисторы, транзисторы с быстровосстаB навливающимися диодами, включенными паB раллельноBвстречно, а также включенными последовательноBвстречно в цепи коллектора (стока) или эмиттера (истока). Изготовляется широкий спектр более сложных модулей на транзисторах, которые представляют собой готовые полумостовые или мостовые схемы, в том числе трехфазные, с обратными диодаB ми (см. п. 4.2). В последние годы на базе IGBT и MOSFET все более широкое распространеB

57

ние получают так называемые интеллектуB альные ключи или модули, которые приспоB соблены для прямого цифрового управлеB ния. Эти приборы имеют встроенные цепи управления ключами — драйверы (drivers), снабженные цепями защиты приборов по тоB ку, нагреву, от пропадания напряжения пиB тания. Драйверы могут выдавать дискретные сигналы о своем состоянии и аналоговые сигналы, пропорциональные протекающим силовым токам (см. п. 4.2). Запираемый тиристор GTO. Запираемый тиристор, как и обычный тиристор, провоB дит рабочий ток i от анода A к катоду С и может быть включен коротким импульсом тока iG. ВольтBамперная характеристика заB пираемого тиристора при этом внешне не отличается от характеристики обычного тиB ристора. Однако запираемый тиристор может быть выключен подачей отрицательного управляюB щего напряжения между управляющим элекB тродом и катодом, т.е. импульсом отрицательB ного тока iG; при этом рабочий ток будет преB рван. Для выключения ток iG в течение неB скольких микросекунд должен достигать знаB чения, равного 1/3 отключаемого тока iA. ТаB ким образом, мощность управления GTO знаB чительно больше, чем у других управляемых ключей. Во включенном состоянии GTO прямое падение напряжения VT составляет 2…3 В, т.е. несколько выше, чем у обычного тиристора. Время переключения составляет от нескольких до 25 мкс. Максимальные силовые параметры GTO достигают 6 кВ и 6 кА. ВольтBамперные и частотные характеB ристики перечисленных выше силовых полуB проводниковых приборов определяют их раB циональные области применения [47], конB туры которых в зависимости от мощности преобразователей и рабочей частоты коммуB тации приведены на диаграмме (рис. 1.10). Диоды на диаграмме не представлены, так как они охватывают весь диапазон мощноB стей и частот. Выпрямители выполняют преобразование нерегулируемого напряжения переменного тоB ка (электрическая сеть) в напряжение постоB янного тока (нерегулируемое или регулируеB мое). Традиционно к выпрямителям относят схемы, выполненные на диодах и тиристорах. Схемы на полупроводниковых ключах многоB функциональны и отнесены к инверторам. СуB

58

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 1.10. Диаграмма рациональных областей применения силовых полупроводниковых приборов в зависимости от мощности преобразователя и рабочей частоты коммутации приборов: 1 — симисторы; 2 — тиристоры; 3 — запираемые тиристоры; 4 — модули высоковольтных биполярB ных транзисторов с изолированным затвором; 5 — модули биполярных транзисторов; 6 — то же, с изолированным затвором, включая интеллектуальные модули; 7 — биполярные транзисторы с изоB лированным затвором; 8 — полевые транзисторы, в том числе интеллектуальные ключи и модули ществует большое разнообразие схем выпрямB ления. В табл. 1.4 даны основные схемы выB прямителей, которые могут выполняться как на диодах, так и на тиристорах. Важнейшим параметром, характеризуюB щим схему выпрямления, является число фаз преобразования, определяемое в режиме выB прямления как отношение частоты основной (низшей) гармоники в кривой выходного наB пряжения к частоте питающей сети. Обычно этот параметр называют пульсностью схемы. В электроприводе применяются схемы, обесB печивающие как минимум удвоенную частоту пульсаций выпрямленного напряжения по отB ношению к частоте питающей сети, т.е. пульсB ность схемы ³2. При рассмотрении схем выпрямления приняты следующие допущения: падение напряжения в питающей сети, вентилях и трансформаторе пренебрежимо мало; инB дуктивность в цепи нагрузки настолько веB лика, что выпрямленный ток всегда непреB рывен. С учетом перечисленных допущений в табл. 1.5 приведены основные расчетные соB отношения для схем на диодах или тиристоB рах при минимальном запаздывании их отB крывания, необходимые для выбора схемы, параметров преобразователя и его силовых элементов.

В табл. 1.5 приняты следующие обозначеB ния: Ud0 — среднее значение напряжения на выходе выпрямителя для случая идеально сглаженного выпрямленного тока; U2 — дейстB вующее значение переменного напряжения, питающего выпрямитель; q = Uq /Ud0 — коэфB фициент пульсаций, определяемый действуюB щим значением Uq всех гармоник, содержаB щихся в кривой выпрямленного напряжения; hv — кратность частоты одной из гармоник наB пряжения к частоте сети; Id — ток нагрузки; kтр I1 /Id — относительное действующее значеB ние тока, потребляемого от сети (kтр — коэфB фициент трансформации трансформатора); hI — кратность частоты одной из гармоник тоB ка, потребляемого от сети, к частоте сети; IF(AV) /Id — относительное значение среднего тока диода (тиристора); VRM /Ud0 — относиB тельное значение максимального обратного напряжения на диоде (тиристоре); IТ/Id — отB носительное действующее значение тока для диодов (тиристоров) и предохранителей; I2 /Id — относительное действующее значение тока трансформатора на вторичной стороне; Сt = St /Pd0 — коэффициент использования трансформатора, определяемый мощностью выпрямителя, равной Pd0 = Ud0 Id. Двухполупериодные однофазB н ы е в ы п р я м и т е л и. В табл. 1.4 приведены нулевая и мостовая схемы двухполупериодных

Название Изображение

Нулевые схемы

Однофазная двухпульсная со средней точкой

Трехфазная трехпульсная

Название

1.4. Схемы выпрямителей

Однофазная двухпульсная

Трехфазная шестипульсная

Изображение

Мостовые схемы

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ

59

Название Изображение

Трехфазная трехпульсная, «звезда–зигзаг»

Трехфазная шестипульсная с уравнительным реактором

Нулевые схемы

Трехфазная 12Bпульсная с уравнительным реактором

Трехфазная 12Bпульсная

Название Изображение

Мостовые схемы

Окончание табл. 1.4 60

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ

61

1.5. Расчетные соотношения для выпрямительных схем при идеально сглаженном выпрямленном токе

Название схемы

Ток, потребB Выпрямленное напряжение ляемый от сети Ud0 /U2

Однофазная двухпульсная нулевая

0,90

hV

2, 4, 6

q

0,48

kтр I1 /Id

hI

1

3, 5, 7

То же, мосB товая Трехфазная трехпульсная нулевая

1,17

3, 6, 9

0,19

Трехфазная 12Bпульсная с последоваB тельным включением мостов

3,14 0,5

0,47

2, 4, 5, 7, 8

Коэффициент использоваB ния трансB форматора Ct

0,71

1,34

1,0

1,11

0,71

1,345 0,33

0,58

0,58 1,46

2,09 1,35; 1,17 при Id > 0,01Id ном

0,41

0,17

0,29

0,29

1,32

0,33

0,58

0,82

1,05

0,29

0,41

5, 7, 11, 13

6, 12, 0,042 18

Трехфазная шестипульсB ная мостовая1 Трехфазная 12Bпульсная с уравниB тельным реB актором

IF(AV) /Id URM /Ud0 IT /Id I2 /Id

1,57

То же, «звезB да–зигзаг» Трехфазная шестипульсB ная нулевая с уравнительB ным реактоB ром

Для вентилей

ДействуюB щие значеB ния токов

0,82 2,34

1,05 0,17

0,79 11, 13, 23, 25

12, 24, 0,011 36 2´2,34

1,6

1,03 0,33

0,52

0,58

0,82

1 При соединении обмоток трансформатора на вторичной стороне в треугольник

= 0,48. однофазных выпрямителей. Топологии силоB вой части схем одинаковы для неуправляемых (диодных) или управляемых (тиристорных) выпрямителей. В нулевой схеме со средней точкой выпрямленный ток id течет попеременB но через T1 и T2 на том интервале, когда наB пряжение на соответствующей вторичной поB луобмотке трансформатора u2 или u2¢ положиB тельно. В мостовой схеме вторичная обмотка трансформатора не имеет вывода от средней

I 2 / I d = 0,82 / 3 =

точки (возможна схема без трансформатора). При положительном напряжении u2 ток протеB кает через T1 и T4, а при отрицательной полярB ности напряжения u2 — через T2 и T3, при этом ток в нагрузке id сохраняет неизменное направление. В управляемых выпрямителях используB ется фазовое управление, при котором обеспеB чивается запаздывание включения тиристоров относительно точки естественной коммутации

62

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

(точка включения диода) на регулируемый угол a. Фазовое управление в идеальном случае возможно в диапазоне изменения 0 £ a £ p. Если длительность замкнутого состояния тиB ристоров ³p, то выпрямленный ток непрерыB вен. При постоянной времени цепи нагрузки t = L/R >> 1 /(2f ), где f — частота питающего напряжения, можно считать ток идеально сглаженным. Среднее значение выпрямленB ного напряжения в режиме непрерывного тоB ка зависит от угла a согласно выражению Ud = Ud0cos a. Выпрямленное напряжение или необхоB димое напряжение вторичной обмотки трансB форматора, потребляемый от сети ток, а также гармонический состав выпрямленного напряB жения и потребляемого тока могут быть расB считаны с помощью коэффициентов, привеB денных в табл. 1.5 для случая идеально сглаB женного выпрямленного тока. Нулевая трехфазная схема выB п р я м и т е л я. Трехфазная (трехпульсная) схеB ма выпрямителя с нулевой точкой приведена в табл. 1.4. Отличительной чертой этой схемы является потребность в согласующем трехфазB ном трансформаторе, вторичная обмотка коB торого соединена в звезду. Трехпульсная схема применяется довольно редко, при мощностях до единиц киловатт, поскольку обязательно нужен трансформатор, который в данной схеB ме используется неэффективно, и диоды (тиB ристоры) должны выбираться на относительно высокое напряжение. В неуправляемом выпрямителе кривая выпрямленного напряжения представляет соB бой огибающую по фазным переменным наB пряжениям u21, u22, u23, причем в данный моB мент на выходе действует то напряжение, мгновенное значение которого наибольшее. В выпрямленном напряжении содержатся гармонические составляющие, кратные 3 ( hu = = 3, 6, 9, …). Напряжение пульсаций составляB ет Uq = 0,19Ud0, что заметно больше, чем у 6B и 12Bпульсных схем (см. табл. 1.5). Кривая выпрямленного тока id = Id состоB ит из последовательности импульсов прямого тока iT1, iT2, iT3. Коммутация (переход тока) с T1 на T2 и с T2 на T3 для неуправляемого выB прямителя происходит при углах 0, 2p/3, 4p/3, а для УВ эти углы сдвинуты в сторону запазB дывания на значение a. При непрерывном тоB ке id независимо от угла управления a длительB ность протекания через тиристор 2p /3. ПараB метры схемы приведены в табл. 1.5.

Трансформатор при соединении вторичB ных обмоток в звезду подмагничивается блаB годаря постоянным составляющим токов, поB этому через первичные обмотки протекает большой ток намагничивания, напряжение на обмотках искажается, железо трансформатора используется плохо. По этой причине более эффективно соединение обмоток трансформаB тора по схеме «звезда–зигзаг» (см. табл. 1.4). На каждом стержне трансформатора размещаB ются две вторичные обмотки, включенные в разные фазы, по которым токи попеременно протекают в противоположных направлениях и постоянные составляющие компенсируются. Шестипульсные схемы выпряB м и т е л е й. Шестипульсные схемы выпрямиB телей отличаются малыми пульсациями выB прямленного напряжения и хорошим испольB зованием диодов (тиристоров) и трансформаB торов. Применяя параллельное или последоB вательное соединение шестипульсных схем, можно получить пульсность 12, 18 и т.д., что целесообразно при мощностях до десятков мегаватт. На практике наиболее широко распроB странена трехфазная мостовая схема выпрям ления. Эту схему (см. табл. 1.4) можно расB сматривать как последовательное включение двух трехфазных нулевых выпрямителей T1,T2,T3 (катодная группа) и T4,T5,T6 (анодB ная). Замкнутыми одновременно оказываютB ся два диода (тиристора) в разных фазах: один в катодной, другой в анодной группе. Кривая выпрямленного напряжения состоит из отрезков кривых линейных напряжений u2ab, u2bc, u2ca, причем на каждом интервале, равном p /3, действует наибольшее в данный момент линейное напряжение. Среднее значение выпрямленного напряB жения в трехфазной мостовой схеме при a = 0 равно Ud0 = 2,34U2. Гармонические составляюB щие в кривой ud имеют порядок hu = 6, 12, 18 и т.д. Действующее значение напряжения пульB саций Uq = 0,042Ud0. Токи iT1…iT6 при непрерывном токе id имеют длительность протекания 2p /3. Если выпрямитель должен работать с током Id, то необходимо выбирать диоды (тиристоры) на средний ток IFAV = Id /3. Положительно то, что через обмотки трансформатора протекают переменные токи (без постоянной составляющей). Мостовая схема выпрямления может быть подключена к сети и без трансформатора, но при этом чаще

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ всего необходимы токоограничивающие реакB торы в цепи переменного тока для ограничеB ния токов короткого замыкания. Требования к диодам (тиристорам) по обратному напряжению относительно невысоB ки (см. табл. 1.5). Схема с уравнительным реактором. Эту схему (см. табл. 1.4) можно рассматривать как параллельное включение двух трехфазных нулевых выпрямителей, питающихся от двух трехфазных систем напряжения U2a,b,c и U2a¢,b¢,c¢, сдвинутых по фазе друг относительно друга на p /3. Такое питание обеспечивается двумя вторичными обмотками трансформатоB ра, включенными в звезду, при этом если в нулевую точку первой из них включены начаB ла фазных обмоток, то в нулевую точку втоB рой из них — концы фазных обмоток. УравB нительный реактор имеет сердечник, на котоB ром размещена обмотка с выводом от средB ней точки. Реактор уже при незначительном токе нагрузки воспринимает разность мгноB венных выпрямленных напряжений двух трехпульсных выпрямителей и обеспечивает тем самым их параллельную работу, при этом схема работает как шестипульсная. ПараметB ры схемы даны в табл. 1.5. Сравнение с трехфазной мостовой схеB мой показывает, что схема с уравнительным реактором, несмотря на худшее использоваB ние трансформатора при низких напряжениB ях и высоких токах, более целесообразна, так как в ней выпрямленный ток протекает лишь через один диод (тиристор), а не через два последовательно включенных, как в мосB товой схеме. М н о г о п у л ь с н ы е в ы п р я м и т е л и. Выпрямители с большим числом фаз выB прямления (12 и более) строятся с использоB ванием нескольких шестипульсных схем (чаB ще всего трехфазных мостовых), которые для выпрямителей с низкими напряжениями соединяются параллельно, а с высокими наB пряжениями — последовательно. Двенадцатипульсные выпрямиB т е л и. При параллельном включении мостоB вых схем (см. табл. 1.4) вторичные обмотки трансформатора соединяются в треугольник и звезду. Таким образом, мосты питаются от двух трехфазных систем, напряжения котоB рых сдвинуты друг относительно друга на электрический угол, равный p /6. УравниB тельный реактор воспринимает разность мгновенных значений выпрямленных напряB

63

жений udI и udII, обеспечивая тем самым паB раллельное подключение к выходу двух сдвиB нутых по фазе мгновенных напряжений. При этом из выпрямленного напряжения исклюB чаются гармоники порядка 6, 18, 30 и т.д., а гармоники порядка 5, 7, 11, 13 и т.д. «убираB ются» из потребляемого от сети тока, так что схема работает в 12Bпульсном режиме. Выпрямленное напряжение хорошо сглаB жено, напряжение пульсаций £1 %. Форма тоB ка, потребляемого от сети, практически синуB соидальна. При последовательном соединении двух трехфазных мостов (см. табл. 1.4) схема выB прямления также работает в 12Bпульсном реB жиме. Различия выходных параметров двух приB веденных 12Bпульсных схем при одинаковых силовых элементах заключаются в том, что при последовательном соединении выпрямB ленное напряжение в 2 раза выше, но выпрямB ленный ток в 2 раза ниже, чем при параллельB ном соединении. Два 12Bпульсных выпрямителя при питаB нии их через фазовращающий трансформатор от трехфазных систем напряжений, сдвинуB тых на p /12, работают в 24Bпульсном режиме, при этом выходы обоих преобразователей соB единены параллельно через третий уравниB тельный реактор УР. Аналогично можно поB лучить 36Bпульсный режим. Преимуществом таких схем являются неB существенные пульсации выпрямленного наB пряжения и незначительные искажения поB требляемого тока. Регулирование выпрямленного н а п р я ж е н и я ф а з о в ы м м е т о д о м. ФазоB вый метод управления в чистом виде примеB няется в тиристорных выпрямителях. Он поB зволяет использовать последние как преобраB зователи нерегулируемого переменного напряB жения в регулируемое постоянное напряжение и включать их в системы управления регулиB руемого электропривода. Выпрямители с пульсностью p ³ 2, т.е. все рассмотренные выB ше, имеют общую регулировочную характериB стику Ud = Ud0cos a. Тиристорные преобразователи оснащены системами импульсноBфазового управления, которые преобразуют задание на напряжение в импульсы управления тиристорами, сдвинутые по фазе на угол a. Поскольку первая гармоника потребляеB мого выпрямителем тока при фазовом управB

64

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

лении отстает по фазе от напряжения сети, реB гулируемые выпрямители потребляют из сети реактивную мощность, равную Q = Pd0tg a, где Pd0 = Ud0 Id — мощность «идеального» выпряB мителя. Использование полностью управляемых приборов позволяет применить более сложные методы управления и существенно улучшить энергетические характеристики регулируемого выпрямителя, как это осуществляется в «акB тивных фильтрах». Ведомые сетью инверторы. Инвертор слуB жит для передачи энергии из сети постоянноB го тока в сеть переменного. Ведомый сетью инвертор преобразует регулируемое постоянB ное напряжение в нерегулируемое переменB ное (электрическая сеть). Электрические схемы ведомых сетью инB верторов, выполненные на тиристорах, не отB личаются от схем выпрямителей, приведенных выше. Разнится режим их работы. Это поясняB ется на примере однофазной двухполупериодB ной нулевой схемы (рис. 1.11, а). Напряжения u21 и u22, действующие в противофазе на вторичной стороне трансфорB матора, обусловлены напряжением сети переB менного тока u1. Тиристоры T1 и T2 в отличие от режима выпрямления открыты тогда, когда полярность соответствующего напряжения u21 и u22 отрицательна, так что токи iT1 и iT2 могут протекать встречно по отношению к этим наB пряжениям. Для рассмотрения инверторов приняты те же допущения, как и для выпрямителей. Следовательно, предполагается, что индуктивB

ность Ld значительна и в звене постоянного тока протекает идеально сглаженный ток Id = = id = iT1 + iT2, который пропорционален разноB сти средних значений напряжения источника питания Ud и ЭДС вторичной обмотки Ed2 — ЭДС инвертора, Id = (Ud - Ed2)/R, где R — эквивалентное активное сопротивление цепи постоянного тока. До момента p - b ток iT1 под действием постоянного напряжения Ud (рис. 1.11, б) проB текает через T1 (тиристор T2 выключен) наB встречу напряжению u1, при этом энергия пеB редается в сеть переменного тока. В момент p - b включается T2 и ток id переходит на неB го, так как на аноде T2 в данный момент вреB мени потенциал выше, чем на аноде T1, котоB рый при этом выключается. Таким же образом в момент времени 2p - b ток коммутируется обратно с T2 на T1. Среднее значение ЭДС инвертора опреB деляется аналогично напряжению выпрямитеB ля, только вместо отстающего угла управления a инвертор имеет опережающий угол управлеB ния b, т.е. Ed2 = Ud0cos b. Теоретически граничное значение фазы, при котором для идеализированного преобраB зователя еще возможна коммутация тока с одного вентиля на другой, равно p. Однако фактически требуется ограничение миниB мального угла b на уровне до 20°, чтобы учесть процесс перехода тока с тиристор на тиристор, затянутый изBза наличия индуктивB

Рис. 1.11. Однофазный ведомый сетью инвертор

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ

65

Рис. 1.12. Однофазный ведомый сетью инвертор на полностью управляемых ключах. Токи через вентили и в сети: 1 — для угла регулирования b = 0, 2 — для b > 0; 3 — для синусоидальной ШИМ ностей в коммутируемой цепи и процесса восстановления запирающих свойств выклюB ченного тиристора. Если не ввести данное ограничение, то возможен аварийный режим «опрокидываB ния инвертора», при котором не произойдет перехода тока на следующий по порядку коммутации тиристор. В этом случае рабоB тавший в инверторном режиме тиристор осB танется включенным и при измененной поB лярности переменного напряжения. ПреобB разователь перейдет в выпрямительный реB жим, Ed2 и Ud окажутся включенными соB гласно, произойдет короткое замыкание чеB рез этот тиристор. Работа других схем выпрямления в режиB ме инверторов, ведомых сетью, принципиальB но не отличается от рассмотренных выше проB цессов. Схемы ведомых сетью инверторов с цеB лью минимизации нелинейных искажений в сети и получения близкого к единице cos j могут строиться на полностью управляемых ключах. На рис. 1.12, а дана функциональB ная электрическая схема ведомого сетью инвертора, где в качестве ключей T 1 , T 2 предполагается применение полностью управляемых приборов. Время включения и выключения этих приборов на порядки меньше, чем у тиристоров. При подаче на ключ T 1 или T 2 в течение соответствующего полупериода напряжения сети команды на включение и выключение симметрично отB носительно максимума напряжения (фазоB

вое управление с углом b) можно получить регулируемую ЭДС инвертора при cos j » 1 (рис. 1.12, б), которая определяется как E d2 = Ud0cos 2b. В случае использования методов высоB кочастотной синусоидальной широтноBимB пульсной модуляции (ШИМ) форма инверB тируемого в сеть тока может быть обеспечеB на практически синусоидальной, т.е. при минимальных нелинейных искажениях наB пряжения сети. Более подробно принципы работы инверB торов с ШИМ будут описаны далее при расB смотрении автономных инверторов. Реверсивные преобразователи осуществB ляют изменение полярности выпрямленного напряжения и направления постоянного тоB ка. В связи с тем что полупроводниковые вентили пропускают ток только в одном наB правлении, реверсивные преобразователи всегда состоят из двух включенных встречB ноBпараллельно управляемых тиристорных выпрямителей, схемы которых были рассмотB рены выше. На рис. 1.13 в качестве примера дана одна из наиболее употребимых схем реверсивных преобразователей, состоящая из двух трехфазB ных мостов. На практике применяется только способ раздельного управления мостами. При необходимости получения тока Id1 работает мост T1¢, ..., T6¢ , а мост T1¢¢, ..., T6¢¢ закрыт, или наB оборот, если нужно получить ток Id2. ОдновреB менная работа двух тиристорных мостов заB прещена.

66

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 1.13. Схема реверсивного преобразователя со встречнопараллельным включением трех фазных мостов Важнейшей областью применения реверB сивных схем является регулируемый электроB привод постоянного тока (система тиристорB ный преобразователь–двигатель). На рис. 1.14 показаны режимы работы реверсивного преB образователя, которые необходимы для управления двигателем постоянного тока. Поскольку знаки токов Id и напряжений Ud на выходе преобразователя, согласно рис. 1.14, могут находиться в любых сочетаниях, то

Рис. 1.14. Режимы работы реверсивного преобразователя: I, III — выпрямительные; II, IV — инверторные

всякий из тиристорных мостов может окаB заться как в выпрямительном, так и в инверB торном режиме. Автономные инверторы преобразуют поB стоянное напряжение (нерегулируемое или регулируемое) в одноB или многофазное пеB ременное напряжение, регулируемое по часB тоте и амплитуде, в том числе несинусоиB дальной формы. Частными случаями работы автономного инвертора являются инвертор, ведомый сетью; активный фильтр (выпрямиB тель); преобразователь постоянного напряжеB ния в постоянное. Схемы автономных инверB торов строятся на полностью управляемых приборах — управляемых ключах. Это не отB носится к сверхмощным высоковольтным авB тономным инверторам, выполненным на быB стродействующих тиристорах, снабженных узлами искусственной коммутации, с котоB рыми они функционально аналогичны управB ляемым ключам. О д н о ф а з н ы е и н в е р т о р ы. Все схеB мы автономных инверторов имеют в своей основе полумостовую схему, приведенную на рис. 1.15, а, которая состоит из двух поB следовательно включенных управляемых ключей T + и T - , предназначенных для поB очередного подключения к выходу инвертоB ра положительной или отрицательной поB лярности напряжения Ud звена постоянного тока. При этом напряжение, прикладываемое к нагрузке относительно средней точки 0 емB костного делителя C+, C-, равно ±Ud /2. МосB товая схема инвертора (рис. 1.15, б) состоит из двух полумостовых схем, нагрузка при этом включается между средними точками плечей моста А и В. Если ключи однофазного инвертора коммутируются периодически таким образом, что напряжение на выходе имеет гармоничеB ский состав, а нагрузка не является чисто акB тивной (см. рис. 1.15), то необходима устаB новка на управляемые ключи обратных диоB дов для обеспечения контура протекания реB активной составляющей тока нагрузки, когда мгновенные значения uвых и iвых имеют проB тивоположные знаки. Импульсное регулирование напряжения применяется для преобразования постоянноB го напряжения на входе преобразователя в постоянное, переменное или произвольной формы напряжение на выходе преобразоваB теля.

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ

67

Рис. 1.15. Однофазные инверторы: а — полумостовая схема; б — мостовая схема Прямоугольная коммутация напряжения. При прямоугольной коммутации каждый ключ плеча инвертора периодически включен в течение одного полупериода основной гарB моники выходного напряжения и выключен в продолжение следующего полупериода. Для полумостовой схемы чередуется состояние T+ включен, T- выключен с состоянием T+ выB ключен, T- включен, а для мостовой схемы TA+ и TB- включены, TA- и TB+ выключены с состоянием TA+ и TB- выключены, TA- и TB+ включены. К нагрузке прикладывается переменное напряжение прямоугольной формы, как покаB зано на рис. 1.16, а. Амплитуды гармонических

составляющих выходного напряжения, полуB ченные разложением в ряд Фурье, в долях от амплитуды приложенного прямоугольного наB пряжения приведены на рис. 1.16, б. АмплитуB да основной гармоники напряжения на выходе однофазного инвертора составляет U вых 1 = 4pU = 1273 , U, где U = Ud /2 для полумостовой схемы; U = Ud для мостовой. Амплитуды гармоник hBго порядка равны U вых h = U вых 1 / h. Данный способ преобразования не обесB печивает возможности регулирования амплиB

68

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 1.16. График выходного напряжения (а) и соответствующий ему гармонический состав (б): h — номер гармоники туды напряжения на выходе инвертора при нерегулируемом напряжении Ud и не гарантиB рует синусоидальности выходного напряжеB ния. Широтноимпульсная модуляция (ШИМ) напряжения осуществляется путем периодичеB ской коммутации ключей инвертора с несуB щей частотой fs = 1 /Ts, существенно превыB шающей частоту основной гармоники поB следнего. Параметры последнего устанавлиB ваются (варьируются) путем изменения скважности работы ключей (относительной продолжительности включенного состояния за период Ts). Полумостовая схема (см. рис. 1.15, а) не может обеспечить наличия постоянной соB ставляющей в выходном напряжении uвых, так как емкостный делитель C+, C- способен поддерживать потенциал точки 0 близким к Ud /2 только на переменном токе. Мостовая схема инвертора (рис. 1.15, б) может гарантиB ровать произвольную форму выходного наB пряжения. Возможна ШИМ с коммутацией на выхоB де мостовой схемы двухB или однополярного напряжения. Двухполярная ШИМ. Графики процессов двухполярной ШИМ приведены на рис. 1.17. Периодический сигнал пилообразной формы utri сравнивается с сигналом управления ucon (см. рис. 1.17, а). При ucon > utri включены TA+ и TB- (TA- и TB+ выключены), при ucon < utri включены TA- и TB+ (TA+ и TB- выключены). В соответствии с данным порядком коммуB

тации на рис. 1.17, б изображены графики изменения потенциалов на выходе инвертоB ра uвых. Основные соотношения для данного способа ШИМ. Скважности g1 = ton1 /Ts и g2 = ton2 /Ts, где ton1 — продолжительность включения TA+ и TB- за период Ts; ton2 — продолжительность включения TA- и TB+ за период Ts; Ts = ton1 + + ton2 — период опорного сигнала utri. Среднее значение напряжения на выходе инвертора Uвых = UAN - UBN = g1Ud - g2Ud = (2g1 - 1)Ud или U вых = (U d / U tri )ucon = kucon , где U tri — амплитуда опорного сигнала; -U tri £ £ ucon £ +U tri . Однополярная ШИМ. Из мостовой схемы инвертора следует, что если включены одноB временно TA+ и TB+ или ТА- и TB-, то незавиB симо от направления тока iвых напряжение на выходе будет равно нулю: u0 = 0. Этот реB жим используется в однополярной ШИМ. Графики процессов такой ШИМ приведены на рис. 1.18. При однополярной ШИМ пилообразB ный опорный сигнал utri сравнивается с двуB мя сигналами управления: +ucon и -ucon (рис. 1.18, а).

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ

69

Рис. 1.17. Графики процессов двухполярной ШИМ напряжения

Рис. 1.18. Графики процессов однополярной ШИМ напряжения Алгоритм коммутации ключей подчиняB ется следующим соотношениям:

–ucon > utri — включен TB+ (выключен TB-);

ucon > utri — включен TA+ (выключен TA-);

Если принять, что g1 — скважность комB мутации ключа TA+, а g2 — то же, ключа TB+, то

ucon < utri — включен TA- (выключен TA+);

–ucon < utri — включен TB- (выключен TB+).

70

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 1.19. Зависимости относительной величины действующего значения переменной составляющей напряжения на выходе мостовой схемы инвертора от относительной величины среднего напряжения на выходе инветртора для двух (кривая 1) и однополярной (кривая 2) ШИМ Uвых определяется соотношениями, приведенB ными выше для двухполярной ШИМ. По сравнению с двухполярной ШИМ однополярная имеет более сложный алгоB ритм управления ключами мостовой схеB мы инвертора, но обеспечивает удвоение частоты и уменьшение амплитуды пульсаB ций напряжения и тока на выходе (см. рис. 1.18, б). На рис. 1.19 для сравнения двух способов ШИМ приведены зависимости относительных величин напряжений на выходе мостового инB вертора — действующего значения переменB ной составляющей напряжения Ur от среднего значения Uвых. Мостовая схема инвертора с одноB или двухполярной ШИМ широко используется в реверсивных преобразователях постоянного напряжения в постоянное. Формирование синусоидального напряже ния методом ШИМ. Для формирования синуB соидального напряжения в однофазных схеB мах инверторов с широтноBимпульсным управлением необходимо, чтобы сигнал управления имел синусоидальную зависиB мость от времени. На рис. 1.20 представлены графики проB цессов двухполярной ШИМ, реализуемые на полумостовой или мостовой однофазной схеме инвертора (см. рис. 1.15). На рис. 1.20, а приB ведены графики опорного сигнала utri и сигнаB

ла управления, имеющего синусоидальную заB висимость ucon = U con sin w1t . Основными характеристиками сигналов (рис. 1.20, а) являются: U con и f1 — соответстB венно амплитуда и частота сигнала управлеB ния (w1 = 2pf1 — угловая частота); U tri и fs — соответственно амплитуда и частота опорного сигнала (fs называют также несущей частотой); ma = U con / U tri — относительная амплитуда моB дуляции; m f = fs / f1 — относительная частота модуляции. На рис. 1.20, б приведены графики мгноB венного напряжения на выходе инвертора uвых и его основной гармоники uвых1, причем макB симальное коммутируемое напряжение на выB ходе инвертора U = Ud /2 для полумостовой схемы и U = Ud для мостовой. Мгновенное значение выходного напряB жения инвертора по основной гармонике в соB ответствии с приведенными выше соотношеB ниями равно uвых 1 = kucon = (U / U tri )U con sin w1t = U вых 1 sin w1t , где U вых 1 = maU — амплитуда основной гармоB ники напряжения при ma £ 1,0. Амплитуда напряжения на выходе инB вертора по основной гармонике зависит от

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ

71

Рис. 1.20. Графики процессов двухполярной ШИМ напряжения инвертора при синусоидальном сиг нале управления (а, б); зависимость основной гармоники напряжения на выходе инвертора от отно сительной амплитуды модуляции ma(в)

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

72

1.6. Гармонический состав напряжения на выходе инвертора Номер Относительная амплитуда модуляции ma гармониB 0,2 0,4 0,6 0,8 1,0 ки h

1 (основB ная)

0,2

0,4

0,6

0,8

1,0

mf

1,242

1,15

1,006

0,818

0,601

mf ± 2

0,016

0,061

0,131

0,220

0,318

mf ± 4

–

0,018

2mf ± 1

0,19

0,326

0,370

0,314

2mf ± 3

–

0,024

0,071

0,139

0,212

0,013

0,033

0,171

0,113

2mf ± 5

–

0,181

3mf

0,335

3mf ± 2

0,044

0,139

0,203

0,176

0,062

3mf ± 4

–

0,012

0,047

0,104

0,157

0,016

0,044

0,105

0,068

0,132

0,115

0,009

0,034

0,084

0,119

0,017

0,050

0,123

3mf ± 6

–

4mf ± 1

0,163

4mf ± 3

0,012

4mf ± 5 4mf ± 7

0,083

0,157 0,070 – –

0,008

ma, график этой зависимости дан на рис. 1.20, в. Амплитуда основной гармоники напряжения на выходе инвертора в пределах ее линейной зависимости от амплитуды сигB нала управления (зона 1, ma £ 1,0) достигает своего максимального значения U вых 1 = U при ma = 1,0. В табл. 1.6 приведен гармонический состав напряжения на выходе инвертора в зоне 1 при mf ³ 9, который дан в долях амплитуд гармоник hBпорядка к постоянB ному напряжению питания инвертора U вых h / U [47]. Напряжение при ma = 1,0 может оказатьB ся меньше требуемого для нагрузки, тогда возB можно использование зоны 2 — режима так называемой сверхмодуляции, когда ma > 1,0. Предельным случаем этого режима является зона 3 — режима прямоугольной коммутации (см. рис. 1.16). По мере роста ma > 1,0 амплиB туда основной гармоники напряжения возрасB тает, но гармонический состав ухудшается от указанного в табл. 1.4 до приведенного на рис. 1.16, б.

На рис. 1.21 даны графики процессов однополярной ШИМ мостовой схемы инверB тора при синусоидальном сигнале управления (а и б) и гармонический состав напряжения на выходе инвертора (в). Все приведенные выше зависимости основной гармоники наB пряжения на выходе инвертора от сигнала управления для мостовой схемы при двухпоB лярной ШИМ справедливы и для однополярB ной. Отличие состоит в существенно лучшем для однополярной ШИМ гармоническом соB ставе напряжения при ma £ 1,0. Многофазные инверторы. Схемы многоB фазных инверторов строятся на основе одB нофазных схем как полумостовых (см. рис. 1.15, а), так и мостовых (см. рис. 1.15, б). Число однофазных схем, входящих в многоB фазную схему, равно числу фаз нагрузки инB вертора. Мостовые многофазные схемы позволяB ют формировать напряжения и токи на выхоB де инвертора произвольной формы, незавиB симо управлять фазами, иметь большее наB пряжение на выходе по сравнению с полуB мостовыми схемами, однако для этого прихоB дится использовать вдвое большее число сиB ловых ключей. В подавляющем большинстве применеB ний на выходе инвертора требуется симметB ричная трехфазная система напряжений, регуB лируемых по частоте и амплитуде. Для этих целей по комплексу техникоBэкономических показателей более всего подходит трехфазная полумостовая схема инвертора, приведенная на рис. 1.22. Принципы управления фазными напряB жениями в трехфазной схеме не отличаются от рассмотренных для однофазных инверторов. Важно при этом обеспечить сдвиг фаз по осB новной гармонике напряжений на выходе инB вертора, равный 2p /3, чтобы получить трехB фазную систему напряжений вида: uвых 1 A = U вых 1 sin w1t ; uвых 1 B = U вых 1 sin(w1t - 2 p / 3); uвых 1 C = U вых 1 sin(w1t + 2 p / 3). Регулировать частоту основной гармоB ники можно путем прямоугольной коммутаB ции (как в однофазном инверторе), при коB торой каждый из ключей замкнут (включен) в течение 180 эл. град. Амплитуду переменB ного напряжения на выходе при этом можB

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ

73

Рис. 1.21. Графики процессов однополярной ШИМ напряжения инвертора при синусоидальном сиг нале управления (а и б); гармонический состав напряжения на выходе инвертора (в) при ma = 0,8: h — номер гармоники но менять, варьируя напряжение Ud звена постоянного тока. На рис. 1.23, а приведены графики фазB ных напряжений uАN, uBN, uCN, взятых относиB тельно шины N звена постоянного тока, лиB нейное напряжение uАВ = uАN - uBN и первая

(основная) гармоника uLL1 этого напряжения, а на рис. 1.23, б дан гармонический состав лиB нейного напряжения. Методом ШИМ можно регулировать частоту и амплитуду основной гармоники наB пряжения фазы при существенно более высоB

74

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 1.22. Трехфазный инвертор ком качестве гармонического состава. ЕсB ли по каждой фазе применена двухполярB ная синусоидальная ШИМ (см. рис. 1.20), принцип которой был изложен выше, причем при этом используются общий для трех фаз опорный сигнал utri и синуB соидальные сигналы управления ucon, A = U con sin w1t ; ucon, B = U con sin(w1t - 2 p / 3); ucon, C = U con sin(w1t + 2 p / 3), то графики процессов работы инвертора выглядят как на рис. 1.24. Как видно из приведенных графиков, линейное напряжение формируется так же, как в мостовой схеме однофазного инвертоB ра при однополярной ШИМ. Зависимость основной гармоники фазного напряжения при данной ШИМ аналогична представленB ной на рис. 1.20, в. Действующее значение линейного наB пряжения в зоне 1 (ma £ 1,0) равно U 3 U LL1 = U вых 1 = ma d 2 2

3 » 0,612 maU d . 2

Следовательно, при ma = 1 значение ULL1 » 0,612Ud. Гармонический состав действующего линейного напряжения на выходе инвертора Рис. 1.23. Графики выходных напряжений (а); гармонический состав линейного напря жения (б): h — номар гармоники

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ

75

Рис. 1.24. Графики процессов при синусоидальной трехфазной ШИМ: а — сигналы управления; б — фазные и линейное напряжения по отношению к напряжению звена постоянноB го тока в зоне 1 и mf ³ 15 дан в табл. 1.7 [47]. Напряжение при ma = 1 может оказаться меньше требуемого для нагрузки, тогда возB можно использование зоны 2 — режим так наB зываемой сверхмодуляции, когда ma > 1,0. Предельным случаем этого режима является зона 3 — режим прямоугольной коммутации (см. рис. 1.23), действующее значение основB ной гармоники напряжения на выходе при этом определяется выражением ULL1 » (4/p)0,612Ud » 0,78Ud.

Гармонический состав напряжения по меB ре роста ma > 1,0 ухудшается от приведенного в табл. 1.7 до предоставленного на рис. 1.23, б. Достигнуть более высокого напряжения основной гармоники на выходе инвертора без внесения искажений можно путем применеB ния принципа векторной ШИМ. Для наиболее распространенной трехфазной полумостовой схемы инвертора (см. рис. 1.22) на рис. 1.25 дано графическое пояснение данного принциB па ШИМ. Нагрузка инвертора трехфазная, симметB ричная — обмотка статора двигателя переB

76

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

1.7. Гармонический состав действующего линейного напряжения на выходе инвертора Номер Относительная амплитуда модуляции ma гармониB 0,2 0,4 0,6 0,8 1,0 ки h

1 (осB новная)

0,122

0,245

0,367

mf ± 2

0,010

0,037

0,080

mf ± 4 2mf ± 1

– 0,116

0,200

2mf ± 5

0,227

–

0,490

0,612

0,135

0,195

0,005

0,011

0,192

0,111

0,008

0,020

3mf ± 2

0,027

0,085

0,124

0,108

0,038

3mf ± 4

–

0,007

0,029

0,064

0,096

4mf ± 1

0,100

0,096

0,005

0,064

0,042

0,021

0,051

0,073

0,010

0,030

4mf ± 5 4mf ± 7

– –

менного тока, включенная в звезду, сопроB тивления фаз одинаковые: ZA = ZB = ZC. Если придерживаться допущения об идеальности силовых ключей, то при 180Bградусной комB мутации ключей инвертора, рассмотренной выше (см. рис. 1.23), всегда в инверторе одноB

временно замкнуты три ключа: два подклюB ченных к шине «+» и один к шине «-» или два подключенных к шине «-» и один к шине «+» в шести возможных комбинациях. РаспредеB ление фазного напряжения для двух возможB ных комбинаций показано на рис. 1.25, а. Максимальное фазное напряжение при этом U вых = 2U d / 3. Суммарный вектор напряжений имеет шесть позиций (шесть базовых векторов) со сдвигом между ними 60 эл. град, как показано на рис. 1.25, б. Там же для шести базовых векB торов приведены состояния ключей в виде обозначений ключей, которые в данной позиB ции вектора замкнуты, и уровней фазных наB пряжений. Для регулирования амплитуды напряжеB ния на выходе инвертора вводятся еще два баB зовых вектора 0, называемых «нулевыми», при которых амплитуда напряжения на выходе равна нулю. Нулевые векторы создаются, коB гда замкнуты либо все три ключа, подключенB ные к шине «+», либо все три ключа, подклюB ченные к шине «-». Любой вектор напряжения инвертора моB жет быть образован путем ШИМ базовых векB торов. Скважности базовых векторов фазного напряжения, представляющие собой относиB тельное время поддержания данного вектора в

Рис. 1.25. Принцип векторной ШИМ

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ периоде ШИМ Ts, определяются по следуюB щим формулам: g k = (2 / 3)U s* sin(p / 3 - q) и g 1 = (2 / 3)U s* sin q, где g k — скважность базового вектора U k (k = = 1, …, 6: 1, …); g k +1 — скважность базового вектора U k +1; U s* = U s / (2U d / 3) — относительB ная длина вектора напряжения; q — угол поB ворота вектора напряжения относительно начала сектора, в котором этот вектор нахоB дится. При этом любой вектор фазного напряB жения инвертора можно описать следующим образом: U s = g kU k + g k +1U k +1. В образовании каждого вектора напряжеB ния участвуют два ненулевых базовых вектора, являющихся сторонами сектора, в котором данный вектор располагается, и один из двух нулевых базовых векторов со скважностью поддержания g0 = 1 - (g k + g k +1). Если стремиться обеспечить постоянство амплитуды вектора напряжения и минимальB ные искажения основной гармоники, то макB симум амплитуды фазного напряжения ограB ничен высотой равнобедренного треугольника со сторонами 2Ud /3 и составляет U1 = 0,577U d . Действующее значение линейного напряжения при этом равно U LL1 » 0,707U d . По сравнению с рассмотренной выB ше центрированной синусоидальной ШИМ, для которой U вых 1 = 0,5U d при ma = 1, амплиB туда основной гармоники фазного напряB жения при векторной ШИМ в 1,15 раза больше. Трехфазный активный фильтр (выпрями тель; инвертор, ведомый сетью). Трехфазный активный фильтр предназначен для обмена электрической энергией между нагрузкой и сетью при коэффициенте мощности, близком к 1. При потреблении энергии из сети активB ный фильтр работает в режиме выпрямления переменного напряжения сети с одновременB ным повышением постоянного напряжения. При отдаче энергии в сеть активный фильтр работает в режиме инвертора, ведомого сетью преобразуя постоянное напряжение, повыB шенное по сравнению с напряжением трехB фазного диодного выпрямителя, в переменB ное, трехфазное. В обоих случаях активный фильтр формирует с помощью ШИМ синуB соидальное напряжение требуемых амплитуды и фазы для обеспечения высокого коэффициB ента мощности.

77

Рассмотренный выше трехфазный инB вертор (см. рис. 1.22) может быть использоB ван в режиме активного фильтра. Внешние трехфазные цепи, подключенные к активноB му фильтру, представляют собой трехфазB ный источник напряжения или нагрузку с активноBиндуктивным характером сопроB тивления фаз. Векторная ШИМ, как было показано выше, позволяет регулировать амплитуду и фазу U s вектора напряжения активного фильтра. Если он больше по модулю и опеB режает по фазе вектор напряжения U ~ внешB ней трехфазной электрической цепи, то акB тивный фильтр выполняет передачу энергии из цепи постоянного тока в цепь переменноB го тока (инвертирование). Если же U s будет отставать по фазе и иметь величину меньше, чем U ~ , то активный фильтр станет выполB нять передачу энергии из цепи переменного тока в цепь постоянного тока, т.е. выпрямB ление. Для достижения высокого качества обB мена энергией между цепями постоянного и переменного тока напряжение на звене поB стоянного тока должно быть больше, чем обеспечивается трехфазным диодным выB прямителем Ud > 1,35ULL1 . При рекуперации это условие выполняется источником энерB гии на стороне постоянного тока — элекB тродвигателем, работающим в генераторном режиме; при выпрямлении — путем соотB ветствующего чередования векторов ШИМ с использованием эффекта имульсного поB вышения напряжения, рассмотренного ниB же. С этой целью на стороне переменного напряжения устанавливается трехфазный LCBфильтр. Преобразователи постоянного напряжения осуществляют преобразование постоянного напряжения, регулируемого или нерегулируеB мого, в постоянное напряжение (регулируемое или нерегулируемое). Принцип работы таких преобразователей заключается в импульсном регулировании напряжения методом ШИМ. На рис. 1.26 даны графики, поясняющие данB ный принцип. На рис. 1.26, а представлены графики, поясняющие формирование сигнала управB ления силовым полностью управляемым ключом. В системе управления проводится сравнение опорного пилообразного сигнала utri, изменяющегося с высокой частотой fs, с сигналом управления ucon. При ucon > utri

78

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 1.26. Графики процессов в импульсном преобразователе постоянного напряжения

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ вырабатывается сигнал на включение ключа «on», а при ucon < utri — сигнал на выключеB ние ключа «off». На рис. 1.26, а показано разделение пеB риода ШИМ Ts = 1 /fs на время замкнутого соB стояния ключа ton и разомкнутого toff, которые определяются следующим образом: ton = gTs; toff = (1 - g)Ts, где g = ucon / U tri — относительное время замкB нутого состояния ключа (скважность). Здесь U tri — амплитуда опорного сигнала. При идеальной системе управления диаB пазон изменения сигнала управления находитB ся в пределах 0 £ ucon £ U tri , а скважность — в пределах 0 £ g £ 1.

79

В дальнейшем рассмотрении принято доB пущение об идеальности элементов схем преB образователей и идеальности системы управB ления, т.е. преобразование энергии происхоB дит без потерь. На рис. 1.27 представлены схемы имB пульсных преобразователей постоянного наB пряжения, которые находят применение в электроприводе. К ним можно добавить тольB ко мостовую схему (см. рис. 1.15, б) однофазB ного инвертора, которая может использоватьB ся в качестве понижающего реверсивного, двунаправленного преобразователя постоянB ного напряжения. Схемы на рис. 1.27 обеспечивают передаB чу ЭЭ от входа (напряжение Ud) к выходу (наB пряжение Uвых), т.е. слева направо c понижеB нием повышением или двунаправленную пеB

Рис. 1.27. Схемы преобразователей постоянного напряжения: а — понижающего; б — повышающего; в — двунаправленного

80

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

редачу энергии. Схема в — это повышающий преобразователь при передаче энергии слева направо, а при ее передаче справа налево — понижающий преобразователь. Данная схема является простой комбинацией первых двух схем: а и б. Все схемы преобразователей содержат в качестве основного исполнительного элеменB та полностью управляемый ключ T, а также диод D; LCBфильтр и нагрузку Z. При замыB кании ключа T во всех схемах увеличивается ток через дроссель L и, следовательно, накапB ливается энергия в магнитном поле дросселя, а при размыкании T уменьшается ток через дроссель и передача накопленной энергии в нагрузку. Параметры L, C схемы и период ШИМ Ts таковы, что пульсации напряжения на входе и выходе преобразователей несущеB ственны, нарастание и уменьшение тока в L происходит практически линейно, напряжеB ние на дросселе имеет почти прямоугольную форму. Известны два существенно отличающихB ся режима работы преобразователя: режим неB прерывного тока через дроссель и режим преB рывистого тока. При прерывистом токе, когда iL = 0, в нагрузку отдается энергия, накопленB ная в конденсаторе C. На рис. 1.26, б даны граB фики токов и напряжений дросселя любого из преобразователей для двух режимов работы. При постоянстве напряжения Uвых и уменьшеB нии тока нагрузки средний ток дросселя IL снижается без изменения скважности вплоть до гранично непрерывного; дальнейшее сниB жение тока нагрузки для поддержания Uвых = = const требует уменьшения скважности, при этом происходит прерывание тока iL. ДиаграмB мы тока через дроссель и падения напряжения на нем изменяются (штриховые линии на рис. 1.26, б). Поскольку преобразование энергии проB водится через магнитное поле дросселя, то, есB

ли не учитывать потери энергии в дросселе, для всех схем справедливы следующие соотноB шения [47]: UL,ong = UL,off(1 - g) — iL непрерывный; UL,ong = UL,off D1 — iL прерывистый, где UL,on и UL,off — падение напряжения на дросB селе L соответственно при включенном и выB ключенном ключе T; D1 — относительное время протекания тока через дроссель при разомкнуB том ключе T, которое для всех схем определяетB ся как D1 = 2IвыхL /(gTsUd). Падения напряжения на дросселе для данных схем преобразователей приведены в табл. 1.8. 1.8. Падение напряжения на L для схем преобразователей UL,on

UL,off

Понижающий (Uвых < Ud)

Ud - Uвых

-Uвых

Повышающий (Uвых > Ud)

Ud

Ud - Uвых

Преобразователь

В идеальном преобразователе соблюдаетB ся равенство Ud Id = UвыхIвых. Приведенные выше соотношения поB зволяют установить выражения для связи напряжений и токов на выходе и входе преB образователей. Эти выражения приведены в табл. 1.9. Типовые структуры силового канала регу лируемого электропривода. ПолупроводникоB вые преобразователи входят в состав силоB вых каналов регулируемых электроприводов, типовые структуры которых приведены в табл. 1.10. В любую структуру входят три основных компонента: источник ЭЭ переменного или

1.9. Основные расчетные соотношения для схем преобразователей Ток, iL

Преобразователь

Понижающий

Повышающий

непрерывный

прерывистый

Uвых = gUd

Uвых = gUd /(g + D1)

Iвых = Id /g

Iвых = (g + D1)Id /g

Uвых = Ud /(1 - g)

Uвых = (g + D1)Ud /D1

Iвых = Id(1 - g)

Iвых = D1Id /(g + D1)

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ 1.10. Типовые структуры силового канала регулируемого электропривода

81

82

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

постоянного тока, ПЭЭ и электромеханичеB ский преобразователь энергии — ЭД переменB ного или постоянного тока. Структура собстB венно ПЭЭ определяется требованиями к электроприводу. Если источник энергии на переменном токе, то в цепи питания имеются согласующие цепи, выполненные на пассивных элементах, которые предназначены для согласования наB пряжений или разделения потенциалов, ограB ничения производной тока, ослабления элекB тромагнитных помех. Силовые преобразователи с однократным преобразованием энергии для ЭД переменного тока — это непосредственные преобразователи частоты (НПЧ) и тиристорные регуляторы наB пряжения (ТРН), а для ЭД постоянного тоB ка — это нереверсивные или реверсивные реB гулируемые выпрямители. Во всех прочих структурах на выходе преB образователей имеется автономный инвертор, одноB или многофазный, который питается напряжением постоянного тока. Если источB ник питания на постоянном токе, то преобраB зователи также могут быть с однократным преобразованием энергии. Если источник пиB тания на переменном токе, то в преобразоваB телях проводится, как минимум, двукратное преобразование энергии. Постоянное напряжение на вход автоB номного инвертора при питании от источника переменного тока подается с выхода нерегулиB руемого выпрямителя. Для возврата энергии в генераторных режимах двигателя, если они возможны, используется инвертор, ведомый сетью, или «Слив» — схема рассеяния энергии на резисторе. Возможно применение активного фильтB ра, который способен выполнять комплексно функции выпрямителя или инвертора, ведоB мого сетью, корректора коэффициента мощB ности и повышать напряжение на выходе выB прямителя. Активный выпрямитель требует наличия на стороне переменного тока дросB селя и конденсатора в каждой фазе (LCB фильтр) и конденсатора на стороне постоянB ного тока, аналогично импульсному двунаB правленному преобразователю постоянного напряжения. На выходе выпрямителя нужен низкочасB тотный фильтр для сглаживания выпрямленB ного напряжения, на входе автономного инB вертора необходим конденсатор для обмена реактивной энергией с обмотками двигателя.

В звене постоянного тока в ряде случаев для согласования уровня напряжения на выхоB де выпрямителя или источника питания поB стоянного тока с уровнем напряжения на вхоB де автономного инвертора требуется установка импульсного преобразователя постоянного наB пряжения. 1.4. МИКРОПРОЦЕССОРНЫЕ СРЕДСТВА УПРАВЛЕНИЯ В ЭЛЕКТРОПРИВОДЕ Функциональная схема регулируемого электропривода с микропроцессорным управле нием. С момента появления первого микроB процессора в 1971 г. началась новая эра в обB ласти управления оборудованием — эра цифро вых встраиваемых в оборудование микропроцес сорных систем (МПС) управления. Их главное отличие от традиционных аналоговых и цифB ровых систем управления — программная реаB лизация большинства функций управления, что делает систему управления более гибкой, быстро адаптируемой к новым областям приB менения и новым перспективным алгоритмам управления. Другими словами, одни и те же аппаратные средства МПС могут использоB ваться для управления различными объектами, система легко модернизируется не только на этапах разработки и изготовления, но и при ее эксплуатации. В настоящее время тенденция массового перехода от нерегулируемого электропривода к регулируемому общепризнана. Такой переB ход связан не только с более качественным выполнением основных функций электроB привода — электромеханического преобразоB вания энергии, регулирования координат, воспроизведения требуемых законов движеB ния элементов технологических установок. Наличие в регулируемом электроприводе (рис. 1.28) силового электронного преобразоB вателя, состоящего из входного выпрямителя (AC/DCBпреобразователя) и выходного инверB тора (DC/ACBпреобразователя), позволяет боB лее эффективно и комплексно решать вопроB сы ввода в эксплуатацию, защиты и диагноB стики как собственно электропривода, так и приводимого им в действие механизма. При необходимости без существенных затрат моB гут быть заметно расширены возможности интерфейса с оператором и верхним уровнем управления. Реализация многочисленных достоB инств регулируемого электропривода в знаB

МИКРОПРОЦЕССОРНЫЕ СРЕДСТВА УПРАВЛЕНИЯ В ЭЛЕКТРОПРИВОДЕ

83

Рис. 1.28. Структура комплектного цифрового регулируемого электропривода чительной мере достигается благодаря налиB чию соответствующей системы управления. Все чаще основой системы управления элекB тропривода становится встроенный в силоB вой преобразователь специализированный программируемый контроллер (ПК) с требуеB мыми для решаемых задач процессорными ресурсами. Элементная база для создания таB ких систем — однокристальные микропроB цессорные контроллеры (МК). Кроме того, в состав системы входят модули вводавывода, пульты оперативного управления, интерфейс ные модули. Модули вводаBвывода обеспечиB вают сопряжение МПС управления с релейB ноBконтакторной и защитной аппаратурой, аналоговыми и дискретными датчиками. Интерфейсные модули применяются для подключения привода к системе управления верхнего уровня, для связи с удаленными пультами управления и датчиками технолоB гических величин, включая датчики положеB ния рабочих органов. Пульты оперативного управления служат для создания дружественB ного интерактивного интерфейса с оператоB ром в процессе наладки привода и его эксB плуатации. Помимо основных функций управления силовым преобразователем и регулирования координат электропривода контроллер решает

задачи управления вспомогательной релейB ноBконтакторной аппаратурой, защиты и диагB ностики как собственно элементов электроB привода (включая силовой преобразователь и двигатель), так и технологического оборудоваB ния. Для относительно простых технологичеB ских установок система управления электроB привода может выполнять и функции технолоB гического контроллера. Таким образом, современный контролB лер электропривода, осуществляя функции прямого управления двигателем, одновременB но является ядром активного элемента сисB тем автоматизации локального уровня. Он способен частично или полностью выполнять функции промышленного ПК или управляюB щей ЭВМ. Основные понятия микропроцессорной тех ники. Контроллер электропривода является специализированной управляющей МПС, коB торая в значительной степени использует униB версальные (типовые) структуры и аппаратные средства МПС общего назначения, ориентиB рованные в основном на эффективное выполB нение различного рода вычислений, а в более общем случае — на обработку информации [23]. Специализация в управлении достигается введением специальных периферийных модуB лей ввода/вывода [18, 30, 31].

84

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 1.29. Структура МПС: ОЗУ и ПЗУ — соответственно оперативное и постоянное запоминающие устройства Микропроцессорная система — совокупB ность процессора, памяти программ, памяти данных и устройств вводаBвывода, объединенB ных общей системой шин в одно устройство (рис. 1.29). Процессор и память образуют так называемое ядро МПС, обеспечивающее реаB лизацию требуемого алгоритма управления, заданного в виде последовательности команд, хранящихся в памяти программ. При выполB нении заданного алгоритма процессор осущеB ствляет обработку информации, хранящейся в памяти данных или получаемой от источников внешних сигналов. Периферийные устройства обеспечивают поддержку типовых операций вводаBвывода, например приемBпередачу данных от внешних устройств в параллельном или последовательB ном коде, обработку внешних запросов прерыB ваний и т.д. Процессор (Central Processor Unit — CPU) — устройство, предназначенное для обB работки данных и управления этим процесB сом. Он строится на базе арифметикологиче ского устройства (АЛУ), способного выполB

нять арифметические, логические и другие операции над числами, а в общем случае — над произвольными данными (символами, фрагментами видеоB и аудиоинформации и т.п.) определенной разрядности (обычно 8…64 двоичных разряда). Данные обрабатываются по программе, считываемой из памяти про грамм. Текущая команда размещается в реги стре команд и интерпретируется с помощью дешифратора команд и устройств синхрониза ции и управления. Правильная последовательность считыB вания команд из памяти программ обеспечиB вается счетчиком команд, содержимое котоB рого задает адрес очередной инструкции, подлежащей выполнению. Через систему шин адреса, данных и управления процессор подB ключается к памяти программ, памяти дан ных, а также к устройствам вводавывода инB формации. Обычно в состав процессора входит ряд регистров общего назначения, выполняющих функции сверхоперативной памяти, к которой он может обращаться с минимальными заB

МИКРОПРОЦЕССОРНЫЕ СРЕДСТВА УПРАВЛЕНИЯ В ЭЛЕКТРОПРИВОДЕ держками. Эти же регистры могут использоB ваться для адресации переменных. Для подB держки различных способов адресации в соB став процессора могут входить специализироB ванные вспомогательные АЛУ и дополнительB ные регистры. Микропроцессор - процессор, реализоB ванный на одном кристалле в виде большой интегральной схемы (БИС); он является униB версальным устройством для программной обработки информации, которое может исB пользоваться в разнообразных применениях. Десятки компанийBпроизводителей выпускаB ют несколько тысяч типов микропроцессоB ров, имеющих разные технические характеB ристики. Микропроцессоры разделяются на отдельные классы в соответствии с их архиB тектурой, структурой и функциональным наB значением. Основным направлением развиB тия микропроцессоров является повышение их производительности и расширение функB циональных возможностей, что достигается как совершенствованием уровня микроэлекB тронной технологии, так и применением ноB вых вариантов их архитектурной и структурB ной реализации. Для классификации микроB процессоров, сравнения их возможностей и выявления предпочтительных областей приB менения полезно различать понятия их архиB тектуры и структуры. Архитектура процессора — комплекс его аппаратных и программных средств, предосB тавляемых пользователю. В это общее понятие входят набор программноBдоступных регистB ров и исполнительных (операционных) устB ройств, система основных команд и способов адресации, объем и структура адресуемой паB мяти, виды и способы обработки прерываний программы. Совокупность программноBдосB тупных регистров, образующих регистровую или программную модель, составляют группа регистров общего назначения, служащих для хранения операндов, и группа служебных реги стров, обеспечивающих управление выполнеB нием программы и режимом работы процесB сора, организацию обращения к памяти, отB ладки программ. Состав и число служебных регистров определяются архитектурой микроB процессора. Система команд процессора — совокупB ность инструкций (кодов команд), выполнеB ние которых поддерживается архитектурой конкретного процессора. В систему команд входят арифметические, логические команды,

85

команды передачи управления, работы с подB программами и др. Для ускорения программиB рования изготовители микроконтроллеров часто размещают в специальном ПЗУ библио теку наиболее часто используемых функций (сиB нус, косинус, корень и т.д.), представляющую собой набор общедоступных подпрограмм в выполняемом коде. Программа — последовательность инстB рукций в машинном коде, расположенная в па мяти программ, которая с помощью шин адреB са, данных и управления может быть последоB вательно загружена в центральный процессор и выполнена. Для написания программы исB пользуется либо машиноориентированный язык программирования — ассемблер, либо язык вы сокого уровня, например СИ. Исходный текст программы обрабатывается на компьютере с помощью транслятора с соответствующего языка программирования, и полученный маB шинный код в виде исполняемой программы заB гружается в память программ. Для загрузки в ПЗУ применяются специB альные устройства — программаторы. Если в качестве кодовой памяти используется флэшпамять микроконтроллера, то с помоB щью специальных процедур сам центральный процессор может загрузить программу с комB пьютера через один из стандартных интерфейB сов, например RSB232 [23]. При этом необхоB димость в программаторе отпадает и появляетB ся возможность модернизации программного обеспечения непосредственно в изделии. Структура микропроцессора определяет состав и взаимодействие всех основных устB ройств и блоков, размещенных на его кристалB ле. Архитектура и структура микропроцессоB ров тесно взаимосвязаны. Реализация тех или иных архитектурных особенностей требует введения в структуру микропроцессора необB ходимых аппаратных средств (устройств и блоB ков) и обеспечения соответствующих механизB мов их совместного функционирования. В структуру современного микропроцесB сора в дополнение к устройствам, показанным на рис. 1.29, в более общем случае входят неB сколько операционных устройств (ОУ), наB пример блок IU (Integer Unit) для обработки целочисленных операндов; блок FPU (FloatingBPoint Unit) для выполнения действий над числами в формате с плавающей точкой; блок MMX (MultiBMedia Extension), одновреB менно осуществляющий одну операцию над несколькими операндами, что позволяет сущеB

86

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

ственно увеличить скорость обработки изобраB жений и звуковых сигналов; специализированB ные контроллеры периферийных модулей и различные вспомогательные схемы (генератор тактовых импульсов, схемы для выполнения отладки и тестирования, сторожевой таймер и ряд других). В современных микропроцессорах реалиB зуются следующие варианты архитектур. CISCархитектура (Complex Instruction Set Computer) реализована во многих типах микропроцессоров, выполняющих большой набор разноформатных команд с использоваB нием многочисленных способов адресации. Типичным примером CISCпроцессоров являB ются микропроцессоры семейства Pentium. Они выполняют >200 команд разной степени сложности, которые имеют размер 1…15 байт и обеспечивают >10 различных способов адреB сации. Большое разнообразие команд и спосоB бов адресации позволяет программисту реалиB зовать наиболее эффективные алгоритмы реB шения различных задач. Однако при этом суB щественно усложняется структура микропроB цессора, особенно его устройства управления, что приводит к увеличению размеров и стоиB мости кристалла, снижению производительноB сти. В то же время многие команды и способы адресации используются достаточно редко. Поэтому, начиная с 1980Bх гг., интенсивное развитие получила архитектура с сокращенB ным набором команд (RISCBпроцессоры). RISCархитектура (Reduced Instruction Set Computer) отличается использованием огB раниченного набора команд фиксированного формата. Обычно RISCBпроцессоры реализуB ют ~100 команд, имеющих формат 4 байта, которые реализуются только с регистровой или непосредственной адресацией. При этом для сокращения обращений к памяти RISCB процессоры имеют увеличенный объем внутB реннего регистрового запоминающего устройB ства (РЗУ) — от 32 до нескольких сотен региB стров, тогда как в СISC-процессорах число регистров общего назначения обычно составB ляет 8…16. Обращение к памяти в RISCBпроцессорах используется только для загрузки данных в РЗУ или пересылки результатов из РЗУ в паB мять, при этом применяется небольшое число наиболее простых способов адресации: косB венноBрегистровая, индексная и некоторые другие. В результате существенно упрощается

структура микропроцессора, сокращаются его размеры и стоимость, значительно повышаетB ся производительность. Указанные достоинства RISCBархитектуB ры приводят к тому, что во многих современB ных СISCBпроцессорах используется RISCBядB ро. При этом поступающие сложные и разноB форматные команды предварительно преобраB зуются в последовательность простых RISCB операций, быстро выполняемых этим процесB сорным ядром. VLIWархитектура (Very Large Instruction Word) появилась в 1990Bх гг. Ее особенность — использование очень длинных команд (до 128 бит и более), отдельные поля которых соB держат коды, обеспечивающие выполнение различных операций. Таким образом, одна коB манда вызывает выполнение сразу нескольких операций параллельно в различных операциB онных устройствах, входящих в структуру микB ропроцессора. Данная архитектура перспекB тивна для создания нового поколения сверхB высокопроизводительных процессоров. Кроме набора выполняемых команд и способов адресации важными архитектурными особенностями микропроцессоров являются используемый вариант реализации памяти и организация выборки из памяти команд и данB ных. По этим признакам различаются процесB соры с Принстонской и Гарвардской архитекB турой. Эти архитектурные варианты были предложены в конце 1940Bх гг. специалистами соответственно Принстонского и ГарвардскоB го университетов США для разрабатываемых ими моделей компьютеров. Принстонская архитектура, которую часB то называют архитектурой ФонBНеймана, хаB рактеризуется использованием общей операB тивной памяти для хранения программ и данB ных, а также для организации стека (специальB ной области памяти для временного хранения очереди данных или команд, требующих выB полнения). Для обращения к памяти испольB зуется общая системная шина, по которой в процессор поступают и команды, и данные. Наличие общей памяти позволяет оперативно перераспределять ее объем для хранения отB дельных массивов команд, данных и реализаB ции стека в зависимости от решаемых задач. Таким образом, обеспечивается возможность более эффективного использования имеющеB гося объема оперативной памяти в каждом конкретном случае применения микропроцесB сора.

МИКРОПРОЦЕССОРНЫЕ СРЕДСТВА УПРАВЛЕНИЯ В ЭЛЕКТРОПРИВОДЕ Использование общей шины для передаB чи команд и данных значительно упрощает отB ладку, тестирование и текущий контроль функционирования системы, повышает ее наB дежность, поэтому Принстонская архитектура в течение долгого времени доминировала в вычислительной технике. Однако ей присущи и существенные недостатки. Основным из них является необходимость последовательной выB борки команд и обрабатываемых данных по общей системной шине, что ограничивает производительность цифровой системы. Постоянно возрастающие требования к производительности МПС вызывают все более широкое применение Гарвардской архитектуB ры при создании многих типов современных микропроцессоров. Гарвардская архитектура характеризуется физическим разделением памяти команд (пporpaмм) и памяти данных. В ее оригинальB ном варианте использовался также отдельный стек для хранения содержимого программного счетчика, который обеспечивал возможность выполнения вложенных подпрограмм. Каждая память соединяется с процессором отдельной шиной, что позволяет одновременно с чтениB емBзаписью данных при выполнении текущей команды проводить выборку и декодирование следующей команды. Благодаря такому раздеB лению потоков команд и данных и совмещеB нию операций их выборки реализуется более высокая производительность, чем при испольB зовании Принстонской архитектуры.

87

Недостатки Гарвардской архитектуры связаны с необходимостью проведения больB шего числа шин, а также с фиксированным объемом памяти, выделенной для команд и данных, назначение которой не может операB тивно перераспределяться в соответствии с требованиями решаемой задачи. Поэтому приB ходится применять память большего объема, коэффициент использования которой при реB шении разнообразных задач оказывается более низким, чем при Принстонской архитектуре. Однако развитие микроэлектронной техB нологии позволило в значительной степени преодолеть указанные недостатки, поэтому Гарвардская архитектура широко применяется по внутренней структуре современных высоB копроизводительных микропроцессоров, где используется отдельная кэшBпамять — промеB жуточные буфера с быстрым доступом для временного хранения последовательностей коB манд и данных. Гарвардская архитектура полуB чила также широкое распространение в микB роконтроллерах, рабочая программа которых обычно хранится в отдельном ПЗУ. Хотя микропроцессор является универB сальным средством для цифровой обработки информации, однако отдельные области его применения требуют реализации определенных специфических вариантов структуры и архитекB туры микропроцессоров. Поэтому по функциоB нальному признаку выделяются два класса: микропроцессоры общего назначения и спеB циализированные микропроцессоры (рис. 1.30).

Рис. 1.30. Классификация микропроцессоров по назначению и разрядности обрабатываемой информации

88

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Среди специализированных микропроB цессоров наиболее широкое распространение получили микроконтроллеры, предназначенB ные для выполнения функций управления разB личными объектами, и цифровые процессоры сигналов (DSP — Digital Signal Processor), коB торые ориентированы на реализацию процеB дур, обеспечивающих необходимое преобразоB вание аналоговых сигналов, представленных в цифровой форме (в виде последовательности числовых значений). Микропроцессоры общего назначения предназначены для решения широкого круга задач обработки разнообразной информации. Их основной областью использования являютB ся персональные компьютеры, серверы и друB гие цифровые системы массового применения. К этому классу относятся СISСBпроцессоры Pentium компании Intel (США), К7 американB ской компании Advanced MicroDevices (АМD), 680х0 - компании Motorola (США), RISСBпроB цессоры PowerPC, выпускаемые компаниями Motorola и 18М, SPARC компании Sun MicroB systems (США) и ряд других изделий различB ных производителей. Расширение области применения таких микропроцессоров достигается главным обраB зом ростом производительности. Повышение производительности — магистральное направB ление развития данного класса микропроцесB соров. Обычно это 32Bразрядные микропроB цессоры (некоторые микропроцессоры этого класса имеют 64B или 128Bразрядную структуB ру), которые изготавливаются по самой совреB менной промышленной технологии, обеспечиB вающей максимальную частоту функционироB вания. Благодаря своей универсальности микроB процессоры общего назначения используются также в специализированных системах, где требуется высокая производительность. На их основе реализуются одноплатные и промышB ленные компьютеры, которые применяются в системах управления различными объектами. Одноплатные (встраиваемые) компьютеры соB держат на плате необходимые дополнительные микросхемы, обеспечивающие их специализиB рованное применение, и предназначены для встраивания в аппаратуру различного назначеB ния. Промышленные компьютеры размещаB ются в корпусах специальной конструкции, гарантирующих их надежную работу в жестB ких производственных условиях. Обычно таB

кие компьютеры работают без стандартных периферийных устройств (монитора, клавиаB туры, «мыши») или используют специальные варианты этих устройств, модифицированB ные с учетом специфических условий приB менения. Микроконтроллер — МПС, полностью реализованная на одном кристалле БИС и соB держащая кроме центрального процессора и памяти широкий спектр периферийных устB ройств, обеспечивающих базовые потребности по вводу и выводу данных. Микроконтроллеры являются специалиB зированными микропроцессорами, ориентиB рованными на реализацию устройств управB ления, встраиваемых в разнообразную аппаB ратуру. Ввиду множества объектов, управлеB ние которыми обеспечивается с помощью микроконтроллеров, годовой объем их выB пуска превышает 2 млрд экземпляров, на поB рядок превосходя объем выпуска микропроB цессоров общего применения. Весьма широB ка также номенклатура выпускаемых микроB контроллеров, которая содержит несколько тысяч типов. Характерной особенностью структуры микроконтроллеров является размещение на одном кристалле с центральным процессором внутренней памяти и большого набора периB ферийных устройств. В состав последних обычно входят несколько восьмиразрядных параллельных портов вводаBвывода данных (1…8), один или два последовательных порта, таймерный блок, аналогоBцифровой преобраB зователь. Кроме того, различные типы микB роконтроллеров содержат дополнительные специализированные устройства: блок форB мирования сигналов с ШИМ, контроллер жидкокристаллического дисплея и ряд друB гих. Благодаря использованию внутренней памяти и периферийных устройств реализуеB мые на базе микроконтроллеров системы управления включают в себя минимальное число дополнительных компонентов. В связи с широким диапазоном решаеB мых задач управления требования, предъявB ляемые к производительности процессора, объему внутренней памяти команд и данных, набору необходимых периферийных устB ройств, оказываются весьма разнообразными. Для удовлетворения запросов потребителей выпускается большая номенклатура микроB контроллеров, которые принято подразделять на 8B, 16B и 32Bразрядные.

МИКРОПРОЦЕССОРНЫЕ СРЕДСТВА УПРАВЛЕНИЯ В ЭЛЕКТРОПРИВОДЕ Восьмиразрядные микроконтроллеры предB ставляют наиболее многочисленную группу этого класса микропроцессоров, имеющих отB носительно низкую производительность, котоB рая, однако, вполне достаточна для решения широкого круга задач управления различными объектами. Это простые и дешевые микроконB троллеры, ориентированные на использование в относительно несложных устройствах массоB вого выпуска. Основными областями их приB менения являются бытовая и измерительная техника, промышленная автоматика, автомоB бильная электроника, телеB, видеоB и аудиоапB паратура, средства связи. Память программ обычно имеет объем от нескольких единиц до десятков килобайт. Для хранения данных используется регистровый блок, организованный в виде нескольких региB стровых банков, или внутреннее ОЗУ. Объем памяти данных составляет от нескольких деB сятков байт до нескольких килобайт. Ряд микB роконтроллеров этой группы позволяет в слуB чае необходимости дополнительно подключать внешнюю память команд и данных объемом до 64…256 Кбайт. Микроконтроллеры этой группы обычно выполняют относительно небольшой набор команд (50…100), использующих наиболее простые способы адресации. В ряде последних моделей этих микроконтроллеров реализованы принципы RISСBархитектуры, что позволяет существенно повысить их производительность. В результате такие микроконтроллеры обеспеB чивают выполнение большинства команд за один такт машинного времени. 16Bразрядные микроконтроллеры во мноB гих случаях являются усовершенствованной модификацией своих восьмиразрядных протоB типов. Они характеризуются не только увелиB ченной разрядностью обрабатываемых данB ных, но и расширенной системой команд и системой адресации, увеличенным набором регистров и объемом адресуемой памяти, а также рядом других дополнительных возможB ностей, использование которых позволяет поB высить производительность и обеспечить ноB вые области применения. Обычно эти микроB контроллеры дают возможность расширить объем памяти программ и данных до нескольB ких мегабайт путем подключения внешних микросхем памяти. Во многих случаях реалиB зуется их программная совместимость с более «младшими» по своим возможностям восьмиB разрядными моделями.

89

Основная сфера применения таких микроконтроллеров — сложная промышленB ная автоматика, телекоммуникационная апB паратура, медицинская и измерительная техB ника. 32Bразрядные микроконтроллеры содерB жат высокопроизводительный процессор, соB ответствующий по своим данным младшим моделям микропроцессоров общего назначеB ния. В ряде случаев процессор, используемый в этих микроконтроллерах, аналогичен CISCB или RISСBпроцессорам, которые выпускаютB ся или выпускались ранее в качестве микроB процессоров общего назначения. Например, в 32Bразрядных микроконтроллерах компаB нии Intеl (США) используется процессор i386, в микроконтроллерах компании Motorola (США) — процессор 680х0, в ряде других микроконтроллеров в качестве проB цессорного ядра служат RISСBпроцессоры типа PowerPC. На базе данных процессоров были реализованы различные модели персоB нальных компьютеров. Введение этих процессоров в состав микB роконтроллеров позволяет использовать в опB ределенных системах управления огромный объем прикладного и системного программноB го обеспечения, созданный ранее для соответB ствующих персональных компьютеров. Цифровые процессоры сигналов (ЦПС) представляют собой класс специализированB ных микропроцессоров, первоначально ориенB тированных на цифровую обработку постуB пающих аналоговых сигналов. СпецифичеB ской особенностью алгоритмов обработки аналоговых сигналов является необходимость последовательного выполнения ряда команд умноженияBсложения с накоплением промеB жуточного результата в регистреBаккумулятоB ре. Поэтому архитектура ЦПС ориентирована на реализацию быстрого выполнения операB ций такого рода. Набор команд этих процесB соров содержит специальные команды МАС (Мultiрliсаtiоn with Ассumulаtiоn), реализуюB щие эти операции. Значение поступившего сигнала может быть представлено в виде числа с фиксироB ванной или «плавающей» точкой. В соответB ствии с этим ЦПС подразделяются на проB цессоры, обрабатывающие числа с фиксироB ванной или плавающей точкой. Более проB стые и дешевые ЦПС с фиксированной точB кой обычно обрабатывают 16Bразрядные опеB ранды, записанные в виде правильной дроби.

90

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Наиболее высокая точность обработки обесB печивается в случае представления данных в формате с плавающей точкой. В ЦПС, обраB батывающих данные с плавающей точкой, обычно используется 32Bразрядный формат их представления. Если раньше сигнальные процессоры применялись для решения исключительно сложных задач, например в качестве графичеB ских сопроцессоров, для построения систем управления самолетами и ракетами, то сегодня изBза резкого падения цены они стали испольB зоваться в системах связи, аудиоB, видеоB и бытовой технике, роботах и приводах широкоB го назначения. Сигнальный микроконтроллер — микроB контроллер, реализованный на базе цифрового процессора сигналов и имеющий на кристалле кроме встроенной памяти программ и данных широкий набор встроенных периферийных устройств. Специализированный микроконтроллер — микроконтроллер, имеющий архитектуру процессора и набор периферийных устB ройств, адаптированных к эффективному реB шению задач конкретной предметной обласB ти. Одной из таких областей является область силовой преобразовательной техники и элекB тропривода. Микроконтроллеры, предназначенные для построения систем управления в электромехаB нике, получили название Motor Control — для управления двигателями. Они имеют на криB сталле специальные периферийные устройстB ва, обеспечивающие прямое цифровое управле ние ключами силовых преобразователей и прямое цифровое сопряжение с датчиками обратных связей. Микроконтроллеры типа Motor Control выпускают фирмы Intel, Freescale — США (раB нее — сектор фирмы Motorola) и др. Лидерами в производстве сигнальных микроконтроллеB ров типа Motor Control являются фирмы США Texas Instruments, Analog Devices и Freescale. Существует альтернативное решение — применение интегральных микросхем, специB ально разработанных для управления конкретB ным типом двигателя (например, шаговым, вентильным, коллекторным двигателем постоB янного или переменного тока), но оно распроB страняется на маломощные приводы с относиB тельно невысокими требованиями и имеет огB раниченные возможности по адаптации параB метров и режимов работы к конкретным треB бованиям применения.

Концепция прямого цифрового управления элементами силового канала и сопряжения с датчиками. Анализ взаимосвязей в структуре комплектного электропривода (см. рис. 1.28) показывает, что контроллер электропривода должен принимать и обрабатывать сигналы в различной форме (аналоговые, дискретные, цифровые). Это же относится и к формируеB мым контроллером выходным управляющим воздействиям. Необходимое число и типы вхоB довBвыходов контроллера зависят как от соB става оборудования силового канала, так и от распределения функций обработки информаB ции между контроллером и периферийными модулями. На начальном этапе развития цифB ровые системы управления электроприводом строились как достаточно сложные МПС, соB стоящие из большого числа плат (модулей). При этом значительная доля первичного преB образования и обработки информации была сосредоточена в периферийных модулях. МоB дули устанавливались, как правило, в специB альную корзину (крейт), снабженную источB никами питания, и объединялись между собой кроссовой панелью. Возникали немалые трудноB сти как при проектировании и обслуживании подобных систем, так и в конструктивной инB теграции системы управления с силовой частью привода. Развитие микроэлектроники, повышение степени интеграции элементов позволили пеB рейти к концепции прямого цифрового управB ления элементами силового канала и прямого сопряжения с датчиками, которая предполагаB ет, что большинство типовых функций управле ния реализуется непосредственно на кристалле центрального процессора — микроконтроллера типа Motor/Motion Control с помощью распоB ложенных на кристалле специализированных периферийных устройств (рис. 1.31). В составе аппаратных средств микроконтроллеров класB са Motor Control обязательно присутствие трех периферийных модулей: многоканального аналогоBцифрового преобразователя (АЦП); многоканального таймера или процессора обB работки событий, многоканального модуля ШИМ, предназначенного для управления сиB ловыми ключами многофазного мостового инB вертора. При этом за внешними периферийB ными блоками или узлами схемы остаются только функции преобразования уровней сигB налов, гальванического разделения цепей, заB щиты выводов микроконтроллера от возможB ных перенапряжений и перегрузок.

МИКРОПРОЦЕССОРНЫЕ СРЕДСТВА УПРАВЛЕНИЯ В ЭЛЕКТРОПРИВОДЕ

91

Рис. 1.31. Структура однокристального микроконтроллера класса Motor/Motion Control Физический интерфейс с оборудованием обеспечивается благодаря простым и дешевым преобразователям уровней сигналов и специаB лизированным БИС драйверов, гарантируюB щих полное соответствие принятым в микроB процессорной технике стандартам приемаBпеB редачи данных. Это позволяет размещать все оборудование контроллера электропривода на одной плате, что значительно повышает стеB пень интеграции и надежность системы управB ления. Для каждой функции управления необхоB дима соответствующая алгоритмическая и программная поддержка. Однако большинство специализированных периферийных устройств может работать практически автономно от центрального процессора, «отвлекая» его исB ключительно на инициализацию и перезагрузB ку текущих заданий. Такой подход позволяет минимизировать ресурсы центрального проB цессора на сопровождение типовых функций управления, высвободив их для решения друB гих задач. Концепция прямого цифрового управлеB ния предполагает, что все функции управления, связанные с математической обработкой ин формации, реализуются исключительно про граммно путем выбора высокопроизводительB ной архитектуры центрального процессора и нужного запаса по производительности.

Основные периферийные устройства мик роконтроллеров в системах управления электро привода. Специализированные микроконтролB леры типа Motor Control предназначены для управления событиями в реальном времени и имеют широкий арсенал встроенных средств для эффективной обработки сигналов: распоB знавания внешних событий (изменений потенB циала на входах микроконтроллера) или генеB рации заданной последовательности событий (высокоскоростной вывод). Кроме внешних событий они могут форB мировать и обрабатывать внутренние события: запускать процесс преобразования данных в АЦП, сбрасывать или запускать таймеры, формировать запросы прерываний выполнеB ния основной программы для обработки данB ных, поступающих от периферийных устB ройств, и т.д. Набор встроенной периферии проектиB руется с учетом возможной согласованной работы нескольких периферийных устройств для решения конкретной задачи управления. Далее приводятся возможные варианты узлов наиболее важных периферийных устройств и рекомендации по их применению. Т а й м е р ы и с ч е т ч и к и. Эти устройB ства в режиме счетчика (рис. 1.32) тактируB ются (изменяют свое состояние) от внешнеB го источника сигнала. Они могут быть нере

92

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 1.32. Программируемый счетчик версивными и реверсивными. Реверсивные счетчики кроме входа тактирования имеют дополнительный вход направления счета. Счетчики применяются для подсчета внешB них событий, например числа деталей, поB ступивших по конвейеру. Центральный проB цессор по шине данных может в любой моB мент времени считать текущее значение счетчика или записать заданное значение в регистр данных, которое затем переписываB ется в счетчик по сигналу перезагрузки. СигB налом сброса (Reset) устанавливается нулеB вое значение счетчика. В режиме таймера (рис. 1.33) счетчик тактируется от прецизионного внутреннего тактового генератора процессора с коэффиB циентом деления, заданным пользователем. Этот режим применяется для точного отсче та временны' х интервалов - реализации электронных реле времени и управления обо

рудованием в функции от времени с точноB стью до нескольких сотен и десятков наноB секунд. На базе таймера и контроллера прерыB ваний строится система управления любым числом электронных реле времени с незавиB симым программным запуском каждого из реле и программируемой уставкой времени. ТаймерыBсчетчики отличаются разрядноB стью (обычно 16 или 32), могут каскадироB ваться (соединяться последовательно для увеличения разрядности) и служат базовыми элементами для ряда других периферийных устройств. Таймер со встроенным каналом сравнения реализуется путем добавление к таймеру циф рового компаратора, регистра задания уставки сравнения и блока генерации заданного события (внешнего и/или внутреннего) — рис. 1.34. Событие генерируется при равенстве текущего

Рис. 1.33. Программируемый таймер: fтакт — тактовая частота шины

МИКРОПРОЦЕССОРНЫЕ СРЕДСТВА УПРАВЛЕНИЯ В ЭЛЕКТРОПРИВОДЕ

93

Рис. 1.34. Таймер с устройством сравнения: а — функциональная схема; б — диаграмма работы; N — значения счетчика таймера содержимого таймера и уставки сравнения. Возможна генерация следующих внешних соB бытий: сброса выхода канала сравнения в соB стояние «логического нуля»; установки выхода в состояние «логической единицы»; переклюB чения выхода. Возможна также генерация внутренних событий, запроса на прерывание, запуска АЦП и др. Последовательность работы устройства следующая: программная загрузка очередной уставки сравнения и кода события; автоматиB ческая генерация события в заданный момент времени без задержки; генерация запроса преB рывания на перезагрузку канала сравнения; программная перезагрузка задания на сравнеB ние и кода события; автоматическая генерация нового события и т.д. Каналы сравнения применяются для прецизионного формирования выходных им пульсных сигналов в функции от времени, т.е. для организации высокоскоростного вывода. Среди этих каналов возможны генераторы: одиночных импульсов заданной длительности (одновибраторы) и пачек импульсов програмB

мируемой выходной частоты; генераторы ШИМBсигналов с заданной скважностью и несущей частотой для управления ключами силовых преобразователей и электронных коммутирующих устройств; задающих возB действий любой формы для шаговых электроB приводов с управлением унитарным кодом и пр. Таймер со встроенным каналом захвата реализуется путем добавления к таймеру аппа ратного детектора заданного перепада входного сигнала (переднего, заднего фронта или любого из двух фронтов) и устройства автоматической записи времени идентификации внешнего собыB тия (значения счетчика таймера N) в регистр захвата с автоматической генерацией запроса прерывания (рис. 1.35). Последовательность раB боты: задание типа события по захвату; распоB знавание внешнего события и аппаратное соB хранение времени захвата в регистре захвата без временнËй задержки; генерация запроса прерыB вания; задание события нового типа и т.д. Рассматриваемый таймер применяется для прецизионной временной оцифровки входных

94

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 1.35. Таймер с устройством захвата момента изменения сигнала импульсных сигналов с точностью до нескольB ких сотен, десятков наносекунд; обеспечивает точное измерение длительности входного имB пульса, частоты или периода, скважности, фаB зового сдвига двух импульсных последовательB ностей; реализует прямой интерфейс с однокаB нальными импульсными датчиками положеB ния для измерения положения ротора двигатеB ля в нереверсивных системах привода; выполB няет программную идентификацию скорости привода путем измерения времени перемещеB ния вала на расстояние, равное одной дискреB те датчика. Многоканальный процессор событий — массив программируемых счетчиковтаймеров реализуется на базе нескольких каналов сравB нения, каналов захвата и таймеров общего наB значения, объединенных в одно устройство, когда любой из имеющихся таймеров может быть программно назначен базовым для того или иного канала сравнения или захвата. ИноB гда этот процессор называется процессором временнÏх интервалов; он предназначен для формирования многоканальной последовательно сти импульсов заданной формы в функции от

времени и прецизионной временной оцифровки многоканальной последовательности входных импульсных сигналов. На основе процессоров событий реализуB ются: многоканальные генераторы импульсов для прямого цифрового управления тиристорB ными и транзисторными преобразователями (системы цифрового импульсноBфазового управления); прямой интерфейс с многокаB нальными датчиками положения на элементах Холла, индуктивными, емкостными и фотоB электрическими датчиками с возможностями программной идентификации скорости привоB да по времени изменения положения на одну или заданное число дискрет датчика. Точность (доли процента) и широкий диапазон (до 1000:1 и выше) измерения скорости обеспечиB ваются путем автоматического выбора коэфB фициента деления базового таймера и его разB рядности (16 или 32) в функции от текущего диапазона измерения и типа выходного цифB рового фильтра (например, скользящего средB него). Менеджер событий является универсальB ным периферийным устройством формироваB

МИКРОПРОЦЕССОРНЫЕ СРЕДСТВА УПРАВЛЕНИЯ В ЭЛЕКТРОПРИВОДЕ ния и обработки временнÏх интервалов, ориB ентированным на качественное управление приводами с трехфазными двигателями и соB держащим (в дополнение к таймерам общего назначения с каналами сравнения и захвата) модули простого и полного сравнения, «квадB ратурные» декодеры, многоканальные генераB торы ШИМBсигналов. Все устройства, входяB щие в менеджер событий, могут работать соB вместно или независимо друг от друга. НалиB чие в микроконтроллере менеджера событий с числом каналов до 16 позволяет управлять многодвигательными приводами, приводами по схеме активный выпрямитель–инвертор. Квадратурный декодер - устройство, предназначенное для одновременной аппаратB ной обработки двух сдвинутых на 90 эл. град, импульсов с наиболее распространенных им пульсных датчиков положения ротора. Он обесB печивает выделение сигнала направления враB щения DIR и формирование счетных импульB сов по перепаду любого из двух входных сигB налов A и B (рис. 1.36). Тактирование сигналами CLK и DIR одB ного из таймеровBсчетчиков общего назначеB

95

ния (квадратурного таймера) позволяет автоB матически контролировать по значению Nкв.т текущее положение ротора двигателя. Так, наB пример, при вращении вала двигателя в наB правлении «Вперед» переключение сигнала A происходит раньше переключения сигнала B, что формирует значение DIR = 0, при котором таймер работает в режиме суммирования входB ных импульсов CLK. При изменении направления вращения моменты переключения сигнала B начинают опережать моменты переключения сигнала A, что формирует значение DIR = 1, и таймер наB чинает работать в режиме вычитания. ВозможB на дополнительная обработка по третьему каB налу (каналу захвата) сигнала R начальной («реперной») позиции датчика с автоматичеB ской коррекцией кода текущего положения ротора в квадратурном таймере или идентифиB кацией ошибки в измерительном канале. Таким образом, квадратурный таймер поB зволяет определять координаты привода: меха ническое или электрическое положение ротора двигателя и скорость. Он используется в замкB нутых системах электропривода, в том числе

Рис. 1.36. Базовый таймер в режиме «квадратурного» декодирования

96

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 1.37. Фронтовая (а) и центрированная (б) ШИМ с векторным управлением, в станкостроении, робототехнике и т.д. Ш И М B г е н е р а т о р ы. Одноканальный ШИМгенератор получается добавлением к каB налу сравнения на базе таймера общего назнаB чения, работающего в режиме нереверсивного счетчика, регистра задания периода и еще одноB го компаратора, выдающего сигнал аппаратноB го сброса при достижении в счетчике значения, равного периоду. Это позволяет реализовать ге нератор прецизионных широтноимпульсных сиг налов заданных частоты и скважности. УправB ление несущей частотой обеспечивается псредB ством перезагрузки регистра периода, а управB ление скважностью — перезагрузкой регистра сравнения. Перезагрузка проводится по прерыB ванию в конце периода ШИМ. Использование дополнительных (так назыB ваемых «теневых») регистров обеспечивает разB деление во времени программной и аппаратной перезагрузки. Программная перезагрузка выполB няется в теневые регистры периода и сравнения и может быть асинхронной, а аппаратная — из теневых в рабочие — она выполняется синхронB но с началом периода ШИМ. Это исключает неB санкционированные девиации скважности и пеB риода. Несущая частота может меняться от неB скольких герц до 20…50 кГц, а скважность — от 0 до 100 %. При использовании 16Bразрядных регистров точность формирования периода и скважности не хуже долей процента. Многоканальные ШИМгенераторы cтроятB ся на нескольких каналах сравнения с одним общим базовым таймером или с индивидуальB ными базовыми таймерами. В первом случае обеспечивается согласованное регулирование не сущей частоты по всем каналам с раздельным

регулированием скважностей, а во втором — раздельное управление и частотой и скважно стью по каждому из каналов. Если базовый таймер работает в режиме нереверсивного счетчика, реализуется выровB ненная по фронту модуляция — фронтовая, есB ли в режиме реверсивного счетчика — центри рованная (рис. 1.37). Последняя предпочтительB нее для управления инверторами и преобразоB вателями напряжения, а также различными системами вторичного, автономного и стабилиB зированного питания, так как уменьшает уроB вень электромагнитных наводок путем неодноB временного переключения силовых ключей. Число каналов ШИМBгенератора в различB ных микроконтроллерах может быть от 2 до 16. Отличительной чертой микрокнтроллеров класса Motor Control является наличие в их соB ставе переферийных модулей универсальных ШИМгенераторов для управления мостовыми инверторами. Эти модули (рис. 1.38) имеют три независимых канала формирования ШИМBсигB налов со сдвоенными и так называемыми «ком плиментарными» выходами, предназначенными для одновременного управления сразу двумя силовыми ключами каждой стойки инвертора. Это означает, что в каждый момент времени оказывается включенным один из транзисторов стойки: либо верхний, либо нижний. При включении верхнего транзистора заB крывается нижний и, наоборот, при отключеB нии верхнего транзистора включается нижний. Однако включать один транзистор с одновреB менным отключением другого нельзя, так как требуется время на восстановление запираюB щих свойств работавшего транзистора после его отключения, возможна также аппаратная

МИКРОПРОЦЕССОРНЫЕ СРЕДСТВА УПРАВЛЕНИЯ В ЭЛЕКТРОПРИВОДЕ

97

Рис. 1.38. Структура модуля универсального ШИМгенератора: АН, ВН, СН — сигналы управления верхними ключами соответственно фаз А, В, С; AL, BL, CL — сигналы управления нижними ключами тех же фаз задержка в каналах передачи сигналов управлеB ния верхним и нижним ключами, что приводит к появлению сквозного тока, т.е. короткого заB мыкания стойки инвертора, когда одновременB но оказываются открытыми оба ключа. Поэтому включение транзисторов стойки задерживают на время от долей микросекунды до нескольких микросекунд, а выключение проB водят без задержки. Для реализации такой логиB ки работы транзисторов в современных микроB контроллерах предусмотрен генератор «мертвоB го» времени, входящий в состав модуля ШИМ. Дополнительно предусматриваются проB граммный выбор типа активного сигнала управления ключами (высокий или низкий) — изменение «полярности», а также возможность прямого управления выходами: подключения к ШИМBгенератору или отключения от него. В последнем случае можно принудительно устаB новить на выходе сигнал высокогоBнизкого уровня или перевести выход в высокоимпеB

дансное состояние. Управление выходами, миB нуя ШИМBгенератор, выполняется для автоB коммутации вентильных двигателей, а также во время приема внешнего сигнала аварии для любых типов двигателей (выдача сигналов управления автоматически блокируется, и геB нерируется запрос прерывания). Пример изменения сигналов на периоде PWMTM при заданном активном низком уровне показан на рис. 1.39. При заданных значениях скважности в фазах PWMС НА, PWMС НВ, PWMС НС интервал «мертвого» времени PWMDT распределяется поровну меB жду верхним и нижним ключами. В течение «мертвого» времени PWMDT оба ключа стойB ки закрыты. Оно может устанавливаться разB дельно для каждого из каналов или для всех каналов одновременно в диапазоне от нуля до нескольких десятков микросекунд. Наличие «мертвого» времени при индукB тивном характере нагрузки приводит к искаB

98

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 1.39. Управление ключами трехфазного инвертора напряжения в режиме центрированной ШИМ с защитой от сквозных токов жению планируемой формы напряжения на нагрузке. На рис. 1.40, а показан пример, коB гда требуется напряжение прямоугольной форB мы с длительностью импульса 50 %. При вставке «мертвого» времени контроллер обычB но распределяет его поровну между верхним и нижним ключами. Однако изBза индуктивноB сти нагрузки напряжение на интервале «мертB вого» времени не равно нулю, а зависит от поB лярности протекающего тока. Это вызывает искажение в напряжении на нагрузке. Для компенсации искажений «мертвое» время не должно распределяться между верхним и нижним ключами, а должно уменьшать длиB

тельность включения нижнего ключа при полоB жительном знаке тока и снижать продолжительB ность включения верхнего ключа при отрицаB тельном знаке тока (рис. 1.40, б). Модуль ШИМ может иметь для этой цели три специальных входа полярности токов: IS1–IS3 (см. рис. 1.38). Универсальные ШИМBгенераторы часто имеют встроенную аппаратную поддержку реB жима ШИМ базовых векторов, которую назыB вают также векторной ШИМ (см. п. 1.3). В табл. 1.11 представлены возможные соB стояния ключей инвертора для реализации так называемой одновременной коммутации фаз, когда в любой момент времени к источнику

Рис. 1.40. Влияние «мертвого» времени на выходное напряжение ШИМ и его компенсация

МИКРОПРОЦЕССОРНЫЕ СРЕДСТВА УПРАВЛЕНИЯ В ЭЛЕКТРОПРИВОДЕ

99

1.11. Возможные состояния ключей мостового инвертора Базовый вектор Схема включения и векторная диаграмма

Код

Фазные напряжения U ф / U dc

ОбознаB чение

С

В

А

Uc

Ub

Ua

0

0

0

0

0

0

0

U1

0

0

1

-1 / 3

U2

0

1

1

-2 / 3 -1 / 3 +2 / 3

U3

0

1

0

-1 / 3 +2 / 3 -1 / 3

U4

1

1

0

+1 / 3

U5

1

0

0

+2 / 3 -1 / 3

U6

1

0

1

+1 / 3 -2 / 3 +1 / 3

0

1

1

1

0

-1 / 3 +2 / 3

+1 / 3 -2 / 3

0

-1 / 3

0

100

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 1.41. Реализация ШИМ базовых векторов с «привязкой» к верхней или нижней шине звена по стоянного тока питания подключены все три фазы двигателя: одна к верхней шине, а две другие к нижней (или наоборот). Один из методов реализации согласованB ной работы каналов — формирование симмет ричных однопроходных циклов переключения ба зовых векторов на периоде ШИМ с «фиксацией шины», когда на любом периоде ШИМ один из верхних или нижних ключей постоянно отB крыт — рис. 1.41. При этом общее число переB ключений силовых ключей сокращается с шести до четырех и на 30 % уменьшаются диB намические потери в инверторе. Кроме того, на 15 % улучшается степень использования напряжения в звене постоянB ного тока по сравнению с классическим управлением инвертором в режиме центрироB ванной ШИМ. При этом работа трех каналов ШИМBгенератора согласуется для получения заданных амплитуды и фазы вектора результиB рующего напряжения. Одно и то же положение вектора напряB жения реализуется двумя способами: привязB кой к верхней (рис. 1.42, а) или нижней (рис. 1.42, б) шине. Толстыми линиями изаB ливкой черным на рис. 1.42 выделены сектоB

ры, в которых ключи соответствующей стойB ки инвертора не коммутируются; остальные ключи переключаются. Для обеспечения модуляции базовых векB торов таймер работает в режиме реверсивного счета с двумя каналами сравнения. При достиB жении очередного события по сравнению (поB казано стрелками на рис. 1.41) путем соответB ствующего изменения состояния одного из каB налов автоматически вызывается новый базоB вый вектор, например в последовательности Uk, Uk+1, 0, Uk+1, Uk. По заданной амплитуде и фазе вектора результирующего напряжения программно рассчитываются скважности включения двух базовых ненулевых векторов текущего сектора gm, gm +1 при обязательном выполнении условия g m + g m +1 + g 0 = 1, а затем уставки сравнения CMP1 и CMP2 (пример на рис. 1.41 иллюстрирует расчет для первого секB тора при U вых = 0,577U dc ; q = 15°). Из условия обеспечения «бесстыковой» коммутации на границах секторов и корректB ной привязки к шине для используемых тиB пов драйверов силовых ключей определяется тип цикла коммутации базовых векторов в текущем секторе: m ® m + 1 или m + 1 ® m.

МИКРОПРОЦЕССОРНЫЕ СРЕДСТВА УПРАВЛЕНИЯ В ЭЛЕКТРОПРИВОДЕ

101

Рис. 1.42. Способы привязки к шинам: а — к верхней; б — к нижней При зависимом питании драйверов верхних ключей требуется постоянная привязка к нижней шине. При независимом питании тип привязки можно менять. Для обеспечения постоянной привязки к одной и той же шине при формировании произвольного положеB ния выходного вектора Us алгоритм предуB сматривает смену порядка коммутации базоB вых векторов от сектора к сектору (показано стрелками на рис. 1.43 на примере привязки к верхней шине).

Рис. 1.43. Алгоритм шестисекторной модуляции базовых векторов с привязкой к верхней шине

АналогоBцифровые преобразоB в а т е л и. В микроконтроллерах для управлеB ния двигателями применяются многоканальB ные 10-12Bразрядные модули АЦП с временем преобразования от 5 мкс до 5 нс на канал с обB щим числом каналов 8 или 16. Используются разные типы АЦП: последовательного приB ближения, двойного интегрирования и др. [2, 20, 24]. Обычно на кристалле микроконтролB лера имеется только один АЦП, а многокаB нальный режим работы обеспечивается благоB даря последовательности из нескольких цикB лов преобразования, в каждом из которых анаB логовый мультиплексор подключает на вход АЦП разные входные сигналы (рис. 1.44). Для уменьшения временнËй задержки меB жду сигналами, которые в идеале должны были бы измеряться одновременно (например, ток и напряжение в фазе) некоторые АЦП имеют специальный режим одновременной или псевдо одновременной выборки данных по двум каналам. Для одновременного измерения по двум канаB лам в состав модуля включается второй АЦП (показано штриховыми линиями на рис. 1.44). При псевдоодновременном режиме две специB альные аналоговые схемы выборки и хранения данных в составе мультиплексора одновременB но запоминают значения двух измеряемых каB налов, а затем АЦП последовательно преобраB зует их выходы в цифровую форму.

102

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 1.44. Структура модуля многоканального АЦП Режимами работы АЦП управляет спеB циальное устройство управления, которое может программироваться пользователем. В простейшем случае оно обеспечивает только режим полностью программного опроса, коB гда в каждом цикле работы АЦП командами от центрального процессора задаются номер измеряемого канала и момент начала преобB разования. По окончании преобразования устройство управления устанавливает флаг готовности в регистре состояния модуля АЦП и формирует сигнал запроса на прерыB вание основной программы для считывания результата из АЦП. Таким образом, об окончании цикла работы АЦП центральный процессор может узнать либо циклическим опросом регистра состояния АЦП, либо по сигналу запроса на прерывание. Однако в обоих случаях реB зультат должен быть считан раньше, чем поступит команда на запуск следующего цикла АЦП. Наличие на выходе АЦП буфера резульB татов в виде массива регистров позволяет в доB полнение к режиму программного опроса орB ганизовать режим автовыборки, когда заданB ные пользователем каналы непрерывно цикB лически опрашиваются с заданной частотой в автоматическом режиме. Центральный проB цессор однократно задает требуемую последоB вательность опроса каналов и может в любой момент считать значение предыдущего измеB рения любого канала из буфера результатов. Интервал обновления информации в режиме автовыборки определяется произведением вреB мени одного преобразования на заданное чисB ло каналов. В реальных системах одну часть канаB лов (токов, напряжений) требуется опрашиB вать с максимально возможной частотой, а другая допускает значительно большие инB тервалы опроса (аналоговые потенциометры задания, датчики температуры, уровня и

т.д.). Максимально эффективное использоB вание АЦП обеспечивается в модулях, поB зволяющих сформировать несколько незавиB симых очередей (последовательностей) измеB ряемых каналов, для каждой из которых заB дается своя частота опроса. Модули АЦП выполняют сопряжение с аналоговыми датчи ками токов и напряжений, датчиками техноB логических переменных, аналоговыми устB ройствами ввода задания. И н т е р ф е й с н ы е м о д у л и последоB вательного вводаBвывода. В связи с интенB сивным развитием технологий построеB ния распределенных систем управления и цифровой передачи данных все больше и больше информационных связей между элеB ментами МПС реализуется на базе станB дартных аппаратных и программных техниB ческих средств — интерфейсов передачи данных [21]. Для упрощения реализации интерфейсB ных каналов связи в состав микроконтролB леров вводят соответствующие периферийB ные модули — контроллеры последовательB ного вводаBвывода (рис. 1.45), содержащие буферные регистры RDBUF, TDBUF входB ных и выходных данных, регистры сдвига приемника и передатчика, программируеB мый генератор скорости обмена, тактируеB мый частотой шины f BUS , и блок логики управления, реализующий требуемый проB токол обмена информацией по линиям свяB зи R´D и T´D. Передача данных от микроконтроллера к другому устройству инициируется посредстB вом записи байта данных с магистрали данB ных MD в регистр TDBUF. Если работа переB датчика разрешена, то аппаратные средства модуля загружают содержимое TDBUF в реB гистр сдвига и под управлением генератора скорости обмена биты из регистра сдвига, наB чиная с младшего D0, последовательно переB даются на вывод Т´D микроконтроллера

МИКРОПРОЦЕССОРНЫЕ СРЕДСТВА УПРАВЛЕНИЯ В ЭЛЕКТРОПРИВОДЕ

103

Рис. 1.45. Структура контроллера последовательного вводавывода: ИС — интегральная схема (МК). По завершении передачи байта данных устанавливается бит TI, который информируB ет МК о том, что буфер передатчика пуст и в него могут быть загружены новые данные для передачи. Бит TI генерирует запрос на преB рывание, если прерывания от передатчика в МК разрешены. Бит TI может также быть считан программно. Если работа приемника разрешена, то после распознавания стартового бита на вхоB де R´D аппаратные средства приемника преB образуют данные, поступающие на вход в последовательном коде, в параллельный код. По завершении приема последнего бита в регистре сдвига приемника находится приB нятый байт данных, который автоматически переносится в регистр RDBUF. ОдновременB но устанавливается в «1» флаг завершения приема RI. Бит RI может быть считан под управлеB нием программы, а если прерывания от приB емника разрешены, то генерируется запрос на прерывание. В процессе выполнения подпроB граммы обработки прерывания принятый байт данных считывается из регистра данных приB емника RDBUF в память МК.

Сразу после копирования байта данных из регистра сдвига в RDBUF приемник может начать прием следующего байта данных, отB дельные биты которого продолжают поступать на вход R´D. Однако необходимо, чтобы ценB тральный процессор МК успел считать данные из буферного регистра RDBUF до завершения формирования в регистре сдвига следующего принятого байта. Обычно модули контроллеров последоваB тельного обмена проектируют таким образом, чтобы с их помощью на аппаратном уровне можно было реализовать несколько типов поB следовательных интерфейсов. При этом реB жим передачи (синхронный или асинхронB ный) и формат кадра поддерживают на уровне логических сигналов, а реальные физические уровни сигналов, характерные для каждого тиB па интерфейса, получают с помощью специB альных интегральных схем (ИС), которые ноB сят название приемопередатчиков, конвертоB ров, трансиверов. По режиму обмена информацией интерB фейсы подразделяют на симплексные, полудуп лексные, дуплексные, мультиплексные. В интерB фейсах с симплексным режимом обмена инфорB

104

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

мацией возможна лишь однонаправленная пеB редача информации от одного абонента к друB гому. Соответственно, и буферы приемника и передатчика информации выполнены однонаB правленными. В интерфейсах с полудуплексным режи мом обмена в произвольный момент времени может проводиться либо только прием, либо только передача данных между двумя абоB нентами, буфера приемопередатчика каждоB го из абонентов связи выполнены двунаB правленными. В интерфейсах с дуплексным режимом обB мена в любой произвольный момент времени могут осуществляться одновременно прием и передача данных между двумя абонентами. Линии приема и передачи информации физиB чески разделены. Соответственно, контроллер обмена каждого абонента имеет два вывода (приемника и передатчика), и буфера этих выB водов однонаправленные. В интерфейсах с мультиплексным режи мом обмена в каждый момент времени может выполняться прием или передача данных межB ду парой любых абонентов сети. Среди множества различных типов встроB енных контроллеров последовательного обмеB на, которые входят в состав тех или иных МК, сложился стандарт «деBфакто» — модуль UART (Universal Asynchronous Receiver and Transmitter), поддерживающий протоколы асинхронного обмена интерфейсов RSB232, RSB422 и RSB485 [23]. В настоящее время все большую популярность приобретает интерB фейс USB [21], в более сложных системах — протокол CAN (Controller Area Network — сеть контроллеров). Последовательный коммуникационный ин терфейс (SCI) и синхронный периферийный ин терфейс (SPI). Первый предназначен для оргаB низации связи с персональными компьютераB ми и системами верхнего уровня управления по асинхронным интерфейсам RSB232 и RSB485, а второй — для расширения возможностей вводаBвывода, т.е. для реализации быстродей ствующих каналов связи с внешними по отноше нию к микроконтроллеру периферийными уст ройствами, такими как энергонезависимая пеB резаписываемая последовательная флэшBпаB мять параметров, дополнительные многокаB нальные цифроаналоговые и аналогоBцифроB вые преобразователи, конверторы сигналов вращающихся трансформаторов, дисплеи и клавиатуры.

Контроллер CANинтерфейса - встроенB ный сетевой контроллер для построения вы соконадежных мультимикропроцессорных рас пределенных систем управления оборудованием на базе локальной промышленной CANBсети со скоростью передачи данных до 1 Мбод. Он обеспечивает удаленный вводBвывод данB ных на основе интеллектуальных устройств с CANBинтерфейсом, групповое управление приводами и преобразователями, дистанциB онный мониторинг и контроль. Системы управления движением. СпециаB лизированные встраиваемые системы управB ления находят применение главным образом в регулируемых электроприводах различного типа и встраиваются в силовой электронный преобразователь. Основная функция этого класса электроприводов — регулирование скорости двигателя. Совершенствуется управB ление формированием различных способов плавного пуска и торможения (токоограничеB ния, ограничения ускорения с помощью заB датчика интенсивности, SBкривых с ограниB чением рывка). В современных преобразоваB телях в дополнение к указанным возможноB стям имеется встроенный на программном уровне регулятор произвольной технологичеB ской величины, значение которой зависит от скорости двигателя. Ограниченное число дискретных и анаB логовых входовBвыходов позволяет создавать простейшие системы управления технологичеB скими установками локального уровня на базе только встроенных в силовой преобразователь микропроцессорных средств управления, без применения дополнительных технологических контроллеров. Если же по технологии требуется регулиB рование положения выходного вала двигателя и связанных с ним рабочих органов (наприB мер, положения задвижки запорноBрегулируюB щего вентиля трубопровода, положения зеркал гелиоустановки и т.д.), то в контроллер элекB тропривода (ЭП) добавляется контур регулиро вания положения с соответствующей обратной связью (рис. 1.46). Для реализации обратной связи по полоB жению в МПС управления могут использоB ваться двухканальные инкрементальные им пульсные датчики (кодеры), которые обычно применяются для измерения скорости и наB правления вращения. Их выходные сигналы подаются на входы квадратурного декодера. Точность измерения угла поворота определяB

МИКРОПРОЦЕССОРНЫЕ СРЕДСТВА УПРАВЛЕНИЯ В ЭЛЕКТРОПРИВОДЕ

105

Рис. 1.46. Структура одноосевой системы управления движением ется числом импульсов на оборот инкременB тального датчика, а диапазон измерения полоB жения — разрядностью счетчика в квадратурB ном декодере. В современных оптических инкременB тальных кодерах число импульсов на оборот доходит до нескольких тысяч, а в специальB ных кодерах высокой точности — до нескольB ких десятков тысяч. При необходимости диаB пазон измерения положения может быть расB ширен за счет программного подсчета числа полных оборотов или переполнений счетчика декодера. Альтернативный вариант ввода сигнала обратной связи по положению — использоваB ние абсолютных кодовых датчиков положения, выходной цифровой код которых однозначно связан с положением вала. Точность этих датчиков определяется разрядностью кодовоB го диска и может доходить до 16 384 имп/об в однооборотном варианте. В многооборотном варианте диапазон измерения положения моB жет увеличиваться до 4096 об. СинусноBкосиB нусные оптические кодеры с встроенным инB терполятором способны обеспечить 16 000… 360 000 имп/об. Линейные перемещения изB меряются различными типами так называеB мых «измерительных линеек». ОбеспечиваетB ся разрешающая способность до 1 мкм при относительной точности ±5 мкм/м во время измерения перемещений до 1000 мм. В лиB нейках с увеличенной до 32 000 мм измеряеB мой длиной разрешающая способность соB ставляет 10 мкм при относительной точности ±25 мкм/м. Для регулирования положения рабочего органа в общем случае недостаточно только контура регулирования положения, необходиB мо подавать на вход этого контура последоваB тельность заданных положений (режим позиB ционирования) или требуемую траекторию пеB

ремещения (режим траекторных, или контурB ных, перемещений). Эти задачи решаются спеB циальным контроллером — планировщиком движения, который может быть представлен в виде отдельной платы в составе технологичеB ского контроллера или реализуется программB но в микроконтроллере системы управления электропривода. При планировании траектории контролB лер движения должен учитывать заданный реB жим работы и имеющиеся в системе ограничеB ния по скорости, ускорению, рывку, току (моB менту), обусловленные как технологическими требованиями, так и возможностями электроB привода. Выделение контроллера движения в виде отдельного микропроцессорного устройства становится особенно целесообразным в много двигательных системах (рис. 1.47), которые также называются многокоординатными, или многоосевыми. В этих системах для получения нужной траектории движения рабочих органов и отдельных их частей на плоскости или в пространстве требуется согласованное перемеB щение по нескольким осям. Примерами таких систем являются планшетные графопостроиB тели, роботы и манипуляторы, приводы подач металлорежущих станков. Возможны разные варианты распределеB ния функций между контроллером движения и контроллерами электроприводов осей. В одB ном из вариантов многоосевой контроллер движения выполняет только функцию планиB ровщика траектории, вычисляя проекции теB кущего положения изображающей точки на заданной траектории на координатные оси и выдавая их в качестве задания перемещения по осям. При этом действие одного из переB численных выше ограничений по какойBлибо оси будет ограничивать соответствующие комB поненты по другим осям.

106

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 1.47. Пример применения многоосевого контроллера управления движением в многоуровневой распределенной системе автоматизации технологической установки: ПЛК — программируемый логический контроллер В таком варианте для связи между конB троллером движения и осевыми контроллеB рами достаточно относительно медленных каналов связи, поскольку задачи интерполяB ции между опорными точками траектории и слежения за заданной по каждой оси траекB торией решаются осевыми контроллерами. Однако при этом отсутствует возможность обмена информацией между осями, испольB зования текущего положения одной (ведуB щей) оси в качестве задания для остальных (ведомых) осей, существует проблема точной синхронизации перемещений по осям во времени. Альтернативным вариантом построения многокоординатных систем движения может быть интеграция в контроллере движения функций планировщика движения с регуляB торами положения, скорости и даже тока. В зависимости от степени интеграции исB пользуются электроприводы в режиме регуB

лирования скорости, момента или просто силовой преобразователь. Интеграция функB ций облегчает согласование осей, но увелиB чивает нагрузку на процессор контроллера движения, предъявляет повышенные требоB вания к помехозащищенности каналов обB ратных связей. Применение в многокоординатных системах движения современных высокоB скоростных средств обмена информацией и построенных на них специализированных интерфейсов (таких как SERCOS, SynqNet) сокращает число требуемых соединений, заB траты и время ввода системы в эксплуатаB цию, улучшает показатели по точности, производительности, отказоустойчивости, надежности. Контроллеры движения — компоненты, номенклатура которых распространяется от устройств дискретного включенияBотключеB ния с простыми одноосевыми контроллераB

МИКРОПРОЦЕССОРНЫЕ СРЕДСТВА УПРАВЛЕНИЯ В ЭЛЕКТРОПРИВОДЕ ми до сложных, программируемых пользоваB телем модулей, которые действуют как конB троллеры в составе комплексной интегрироB ванной многоосевой системы движения. Применения включают все типы промышB ленной обработки, упаковки, станочной обB работки и операций формообразования. Производительность, конфигурация, типы привода и обратной связи, а также другие входыBвыходы являются важными параметB рами при выборе контроллера движения. К особо значимым техническим показателям контроллера относятся число осей, время обновления данных, разрешающая способB ность цифроаналоговых преобразователей и типы поддерживаемых движений. Число управляемых осей обычно коррелирует с числом двигателей, включая все ведущие и/или подчиненные оси. Типы поддерживаемого движения опреB деляются способностью к скоординированноB му интерполируемому движению множества осей. Они включают простые перемещения, линейную и/или круговую интерполяцию, заB данное или определяемое пользователем соB гласование перемещений осей. Важными параметрами являются также формBфактор и интерфейс с компьютером. ФормBфактор для контроллеров движения моB жет быть автономным устройством, или плаB той, или модулем. Автономный контроллер способен работать независимо от главного компьютера. Плата или модуль вставляется в компьютер, каркас или объединительную плаB ту. Варианты компьютерного интерфейса реаB лизуются на базе одной из интерфейсных шин: PCI, PC/104, ISA или др. Варианты привода — применение колB лекторных и бесколлекторных двигателей поB стоянного тока, двигателей переменного тоB ка, шаговых двигателей, гидравлического или пневматического привода. Среди вариантов применяемого датчика обратной связи — инB крементальный кодовый датчик, абсолютный кодер, резольвер или сельсин, магнитострикB ционный датчик, датчик, основанный на эфB фекте Холла. Другие варианты входовBвыходов вклюB чают в себя вход от тахометра, концевые выB ключатели, контакт исходного положения и сигнал аварийного выключателя, входы для ручки управления, вспомогательные дисB кретные и вспомогательные аналоговые вхоB дыBвыходы.

107

Режимы работы, реализуемые в многоB координатных системах управления движениB ем, не ограничиваются только позиционироB ванием и контурным управлением. ПрименеB ние таких систем в различных технологичеB ских установках позволяет реализовать конB цепцию конструирования, состоящую в замеB не механических кинематических элементов на их «электронные» аналоги, реализуемые путем различных режимов взаимосвязи межB ду электроприводами отдельных осей. В соB ставе функций программного обеспечения специализированных микроконтроллеров управления движением имеется ряд варианB тов, рассматриваемых далее. • Электронная редукция и сцепление валов заменяют механические редукторы, ременные передачи, вариаторы и муфты сцепления. ПреB имущества заключаются в возможности исB пользования любого целого или дробного пеB редаточного числа с возможностью изменения его значения «на лету», вплоть до изменения его знака, т.е. изменения направления вращеB ния ведомой оси. Любое число осей может быть связано с любыми другими осями, входB ные (ведущие) оси могут быть «суммированы» с помощью электроники. «Электронная» муфB та сцепления позволяет сцеплять и расцеплять ведомый и ведущий валы в произвольные моB менты времени. При необходимости согласование угловоB го перемещения и скорости ведомого вала моB жет быть достигнуто при определенном полоB жении ведущего вала и осуществляется с ограB ничением ускорения ведомого вала. Это обесB печивает реализацию механизмов типа «летуB чих ножниц», в которых на определенном инB тервале согласуются линейные скорости и пеB ремещения ножа и непрерывно перемещаемоB го материала, а затем выполняются их рассоB гласование и заданное опережение или отстаB вание одной оси от другой. • Электронное профилирование заменяет механические кулачковые механизмы. В этом режиме угловое положение ведомой оси связаB но с положением ведущей оси не постоянным передаточным числом, а произвольной нелиB нейной периодической функцией. • Совместное или раздельное управление осями осуществляется при перемещении рабоB чего органа от точки к точке (позиционироваB ние) с формированием так называемых SBкриB вых, учитывающих ограничения по скорости, ускорению и рывку.

108

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Специализированные микроконтроллеB ры управления движением и одноплатные контроллеры на их основе обеспечивают управление одной — четырьмя осями, ориB ентированы на работу с коллекторными и бесколлекторными ДПТ, шаговыми двигаB телями (включая режим микрошагового управления). Более производительные плаB ты контроллера движения на основе матB ричных БИС типа FPGA [23] и 32Bбитового цифрового сигнального процессора с плаB вающей точкой управляют осями до 16 шт., а через коммуникационную сеть SynqNet — до 24 шт. 1.5. ВЛИЯНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ С ПОЛУПРОВОДНИКОВЫМИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ НА ЭЛЕКТРИЧЕСКУЮ СЕТЬ Качество электроэнергии при работе электроприводов с полупроводниковыми пре образователями. Электроэнергия — это проB дукт производства, и как всякий продукт он должен обладать определенным качеством. Однако применение нелинейных потребитеB лей обострило проблему качества электроB энергии в связи с искажением синусоидальB ной формы напряжения сети и ухудшения коэффициента мощности потребителей. Страны Европейского Союза, например, от некачественного электроснабжения теряют в год ~10 млрд евро [43]. Ухудшают синусоидальную форму напряB жения сети и коэффициент мощности, в частB ности электротехнические комплексы (ЭТК) многих объектов, применяющих регулируемые электроприводы с полупроводниковыми преобB разователями. Распространенным типом преобB разователей, существенно влияющих на покаB затели качества электроэнергии систем элекB троснабжения, являются выпрямители. ВыпряB мители применяют для питания электродвигаB телей (ЭД) постоянного тока, используют в каB честве звена постоянного тока преобразоватеB лей частоты при регулировании скорости ЭД переменного тока. Поэтому решение проблемы повышения энергетических показателей полуB проводниковых преобразователей во многом зависит от методов и средств, применяемых для уменьшения отрицательного воздействия выB прямителей на питающую сеть [10]. Типичным примером является электроB привод, выполненный по системе управляеB

мый выпрямитель–двигатель постоянного тоB ка (УВ–ДПТ) (рис. 1.48, а). В качестве УВ исB пользуют тиристорный преобразователь (ТП), изготовленный по трехфазной мостовой схеме. ТП подключен к сети через трансформатор Тр, соединенный линией электропередачи с источником питания Е, который обеспечивает синусоидальную форму напряжения. Процесс преобразования электроэнерB гии в УВ осуществляется с помощью тириB сторов, работающих в ключевом режиме. Следствием этого режима является значиB тельное отклонение формы токов и напряB жений на стороне переменного тока преобB разователя от синусоидальной. Для иллюстB рации сказанного на рис. 1.48, б приведены примерные графики изменения потребляеB мого фазного тока преобразователя iA и фазB ного напряжения UA0 в точке подключения УВ к сети. На интервалах коммутации тириB сторов резко возрастает или спадает фазный ток. Длительность процесса коммутации опB ределяется углом коммутации тиристоров g. Во время коммутации изBза падения напряB жения в линии происходит скачкообразное изменение фазного напряжения UA0. При отB сутствии коммутации фазный ток практичеB ски не меняется и напряжение UA0 изменяетB ся по закону, близкому к синусоиде. В установившемся режиме работы все тоB ки и напряжения являются периодическими функциями от времени и их можно разложить в ряды Фурье. Например, для схемы на рис. 1.48 напряжение и ток УВ на стороне пеB ременного тока для фазы А записывается в виB де ряда Фурье в комплексной форме следуюB щим образом: U A 0 (t) = i A (t) =

+¥

1 åU0 n exp( jnt); 2 n =-¥ +¥

1 å In exp( jnt), 2 n =-¥

где n — номер высшей гармоники; U0 n , In — комплексные амплитуды высших гармоник напряжений и токов; t = w0t — относительное время; t — реальное время, с; w0 — круговая частота сети. Высшие гармоники подразделяются на канонические и неканонические. КаноничеB скими называются гармоники, которые возB никают при работе идеализированного преB образователя. Для канонических гармоник

ВЛИЯНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ НА ЭЛЕКТРИЧЕСКУЮ СЕТЬ

109

Рис. 1.48. Силовая схема (а) и формы напряжения и тока (б) системы ТП–ДПТ трехфазного мостового УВ справедливо соB отношение n = mk ± 1, где m — пульсность преобразователя; k = 1, 2, 3... В случае трехфазных мостовых УВ криB вые тока и напряжения в трехфазной цепи не содержат ни постоянной составляющей, ни четных гармоник. Кроме того, гармониB ки, кратные 3, также отсутствуют в переменB ном токе преобразователя. В реальных системах электроснабжения наблюдаются высшие гармоники, кратные 3 (n = 3, 6, 9 и т.д.), которые генерируются в сеть силовыми трансформаторами и реакторами со стальными сердечниками. Это явление происB ходит в случаях насыщения их магнитопровоB дов при чрезмерном повышении напряжения в системах электроснабжения, в частности в пеB рерывах между рабочими сменами, а также по выходным дням. В случае, близком к идеализированному, когда можно считать, что выпрямленный ток полностью сглажен и угол коммутации равен нулю, значения канонических гармоник фазB

ного тока преобразователя могут быть найдеB ны по формуле [6] In =

I1 , n

где I n и I1 — действующие значения соответстB венно nBй и основной гармоник тока. Из последнего выражения следует, что уровень гармоник тока затухает с ростом ноB мера гармоники. Расчетные значения канониB ческих гармоник тока, вычисляемые по поB следней формуле, оказываются завышенными по сравнению с их действительными значеB ниями. В реальном случае амплитуды и фазы гармоник тока являются функциями от углов управления и коммутации. Неканоническими называют гармоники, обусловленные несимметрией параметров пиB тающей сети или несимметрией управляющих импульсов систем управления преобразоватеB лей. Неканонические гармоники четных номеB ров и кратные 3 малы по сравнению с канониB ческими. Теоретически максимальные значеB ния неканонических гармоник фазного тока преобразователя при наиболее неблагоприятB ном разбалансе углов управления могут достиB

110

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

гать 3 % от максимального значения тока осB новной частоты [10]. Отличие фазного тока преобразователя от синусоиды свидетельствует о том, что УВ для питающей сети переменного тока является геB нератором высших гармоник тока. Другая осоB бенность УВ обусловлена фазовым способом регулирования выпрямленного напряжения. Это регулирование осуществляется путем заB держки на угол управления тиристорами a моB мента включения тиристоров по отношению к сетевому напряжению. Результатом этого явB ляется отставание фазного тока преобразоваB теля на некоторый угол относительно напряB жения. Поэтому при фазовом управлении УВ работает в режиме потребления реактивной мощности. Для управляемых преобразователей угол сдвига первой гармоники тока относительно первой гармоники напряжения на стороне сеB ти равен [6] j1 = a + g / 2. При допущении о пренебрежении углом коммутации вентилей g угол сдвига первой гармоники равен углу регулирования вентилей преобразователя j1 » a . В практических расчеB тах коэффициент мощности ТП по первой гармонике приближенно принимается равным cosa. В этом случае: активная мощность ТП PТП = UяIя, где Uя и Iя — средние значения напряжения и тока якоря двигателя; реактивная мощность ТП QТП = PТП tg a; полная мощность ТП 2 2 . S ТП = PТП + QТП

Угол управления ТП находится как a = arccos

Uя , U d0

где для трехфазного мостового ТП Ud0 = 1,35Uл (здесь Uл — действующее значение линейного напряжения сети). Максимальное значение реактивной мощности, потребляемой ТП, имеет место при

углах управления вентилями, близких к 90 эл. град. Это соответствует скорости электроприB вода, равной или близкой к нулю. При скороB сти электропривода, близкой к номинальному значению, потребление реактивной мощности минимально. Низкий коэффициент мощности (cos j) свойствен глубоко регулируемым электроприB водам подъемных машин, оборудованных электроприводами постоянного тока по систеB ме ТП–Д (тиристорный преобразователь–двиB гатель). Циклический характер их работы соB провождается регулированием скорости от нуB ля до номинальной, поэтому данные установB ки имеют средневзвешенный cos j = 0,3…0,33. При таком низком значении коэффициента мощности поток реактивной мощности, поB требляемый приводами систем ТП–Д из сети, превышает потоки активной мощности более чем в 3 раза, и коэффициент реактивной мощB ности tg j = Q /P составляет 3…3,5. Аналогичные неблагоприятные энергетиB ческие режимы и низкий коэффициент мощB ности cos j наблюдаются у тиристорных элекB троприводов реверсивных прокатных станов, нефтяных буровых установок, одноковшовых экскаваторов с главными приводами, оборудоB ванными системами ТП–Д. Искажение формы напряжения сети изBза генерации полупроводниковыми преобB разователями токов высших гармоник, возрасB тание потребления реактивной мощности приB водят к ухудшению энергетических характериB стик и качества электроэнергии (КЭ) в систеB ме электроснабжения. Искажение напряжения сети, ухудшая КЭ, вызывает ряд нежелательных воздействий на потребителей и работу самой системы элекB троснабжения. Это проявляется в увеличении потерь электроэнергии в электрооборудоваB нии, сокращении срока службы электроприB емников изBза дополнительного старения изоB ляции, роста погрешности электроизмерительB ных приборов, ухудшении работы систем автоB матики, телемеханики и связи и т.п. Увеличение потребления реактивной мощности влечет за собой возрастание потерь в питающей сети, дополнительные отклонения и колебания напряжения сети. При значительB ных отклонениях напряжения срабатывает реB лейная защита и отключается электрооборудоB вание, что приводит к нарушению технологиB ческих процессов, сокращению выпуска проB дукции и потерям сырья.

ВЛИЯНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ НА ЭЛЕКТРИЧЕСКУЮ СЕТЬ Искажения синусоидальной формы наB пряжения сети, возрастание потребления реB активной мощности особенно ощутимы, когда полупроводниковый преобразователь питается от сети, мощность которой соизмерима с мощностью, потребляемой преобразователем. КЭ регламентируется в соответствии с ГОСТ 13109–97 [8]. Чтобы избежать отрицаB тельных последствий, вызванных ухудшением качества электроэнергии, данный стандарт усB танавливает нормативные показатели качества электроэнергии (ПКЭ), на которые необходиB мо ориентироваться при разработке и эксплуаB тации электрооборудования, подключаемого к сети, в том числе электроприводов с полупроB водниковыми преобразователями. РассматриB ваемый ГОСТ устанавливает два значения для всех ПКЭ: нормально допустимое и предельно допустимое. При нормально допустимом значении ПКЭ обеспечивается нормальное функциониB рование технических средств. В диапазоне от нормально допустимого значения ПКЭ до предельно допустимого нормальное функB ционирование ограничено во времени. СогласB но ГОСТ это время не должно превышать 5 % в течение 24 ч. Если значение ПКЭ в точке подключения электроприемника больше преB дельно допустимого значения, то его нормальB ное функционирование нарушается. Для оценки влияния регулируемого элекB тропривода с полупроводниковым преобразоB вателем на систему электроснабжения испольB зуются такие ПКЭ, как отклонение напряжения и коэффициент искажения синусоидальности кривой напряжения (ранее назывался коэффиB циентом несинусоидальности кривой напряB жения). О т к л о н е н и е н а п р я ж е н и я. СогласB но ГОСТ 13109–97, нормально и предельно допустимые значения установившегося отклоB нения напряжения dU у на выводах приемниB ков электрической энергии равны соответстB венно ±5 и ±10 % от номинального напряжеB ния электрической сети. Значение установившегося отклонения напряжения dU y в процентах вычисляют по формуле dU у =

U у - U ном U ном

100,

где Uу — усредненное напряжение, которое в условиях эксплуатации определяется по метоB

111

дике, изложенной в ГОСТ 13109–97; Uном — ноB минальное междуфазное (фазное) напряжение. Если фактическое напряжение оказываB ется выше допустимого (к примеру, на некотоB рых предприятиях в перерывах между сменами и в выходные дни наблюдается повышение наB пряжения до 20 % и более номинального), то это приводит к насыщению магнитопроводов асинхронных ЭД, электромагнитных аппараB тов и трансформаторов с сопутствующими пеB регревом и сгоранием их обмоток, ускоренноB му выходу из строя электрических ламп, соB кращению сроков службы компенсирующих конденсаторных батарей. При «слабой сети» систем электроснабB жения (при малой мощности короткого замыB кания на вводе электроприемника) наблюдаB ются существенные потери напряжения в сеB ти, вызывающие значительные отклонения наB пряжения на зажимах электроприемников. Чрезмерное понижение напряжения сети вызывает следующие негативные последствия: – коммутационные аппараты с электроB магнитным приводом (реле, контакторы, магB нитные пускатели) не в состоянии удержать свою подвижную систему, в результате частых коммутаций их контакты подгорают, а втягиB вающие катушки под воздействием частых пусковых токов преждевременно выходят из строя; – асинхронные двигатели не способны развить требуемый пусковой момент, а кроме того, при перегрузке по моменту они «опрокиB дываются»; – газоразрядные лампы гаснут, затем «перезапускаются», и в итоге выходит из строя их пусковая аппаратура; – срок службы ламп накаливания не уменьшается, но при этом снижается их светоB отдача. Коэффициент искажения синуB с о и д а л ь н о с т и кривой напряжения в iBм наблюдении в процентах вычисляется по форB муле 40

KUi =

åU(2g )i

g =2

U( 1) i

100,

где U( g ) i — действующее значение gBй гармоB нической составляющей междуфазного (фазB ного) напряжения в iм наблюдении; U(1)i — действующее значение междуфазного (фазB

112

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

ного) напряжения основной частоты в iBм наблюдении. Оценка соответствия коэффициента исB кажения синусоидальности кривой напряжеB ния установленным нормам в условиях эксB плуатации проводится по методике, изложенB ной в ГОСТ 13109–97. Нормально и предельно допустимые знаB чения коэффициента искажения синусоидальB ности кривой напряжения в точках общего присоединения к электрическим сетям с ноB минальным напряжением Uном = 0,38 кВ равB ны соответственно 8 и 12 %, а с номинальным напряжением Uном = 6…20 кВ — соответственB но 5 и 8 %. Нарушение этих норм ведет к преждевременному выходу из строя конденсаB торных установок, предназначенных для комB пенсации реактивной мощности; нарушениям нормальной работы систем телекоммуникаB ции, регулирования и измерения. Как показывает опыт, последние нарушеB ния могут наблюдаться даже в тех случаях, коB гда искажения формы напряжения формально находятся в пределах норм стандарта. НаприB мер, на обогатительной фабрике гармоники, генерируемые в сеть 380 В полупроводниковыB ми приводами (частотноBрегулируемыми переB менного тока и системой ТП–Д постоянного тока), нарушили работу электронной системы взвешивания вагонов углепогрузки (при KU £ £ 2…3 %). ПКЭ без дополнительных средств могут быть обеспечены, если отношение мощности короткого замыкания сети Sк.з в узле подклюB чения преобразователя к его полной мощноB сти SТП, в зависимости от пульсности преобраB зователя равно или больше значений, указанB ных в работе [10, табл. 1.48]. Если отношение Sк.з/SТП меньше указанных ниже, то необходиB мо применение дополнительных средств поB вышения КЭ: пульсность схемы . . . . . . . . . . . . . . . Sк.з/SТП 6 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90 12 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65 24 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38 32 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 Распространены три основные группы методов повышения КЭ [32]. В первую групB пу входят методы, основанные на рациональB ном построении схемы электроснабжения. Наиболее распространенными являются: подB ключение нелинейных нагрузок к отдельным трансформаторам, подключение параллельно

нелинейным нагрузкам синхронных и асинB хронных ЭД и др. Методы второй группы направлены на соB вершенствование самих потребителей. К ним относятся: номинальная загрузка двигателей, использование многофазных схем выпрямлеB ния, применение усложненных законов управB ления схемой УВ и т.д. Третья группа предпоB лагает использование регуляторов одного или нескольких ПКЭ. Наиболее экономически предпочтительна сегодня третья группа методов, так как измеB нение структуры сети или обновление всех поB требителей приведет к значительным затратам. В то же время проектирование новых сетей и преобразовательных устройств необходимо вести с учетом современных требований к КЭ. Особенности компенсации реактивной мощности в сетях с полупроводниковыми преоб разователями. Одним из основных вопросов, решаемых при проектировании электропривоB дов с полупроводниковыми преобразователяB ми, является вопрос о компенсации реактивB ной мощности, включающий в себя расчет реB активной мощности преобразователя; расчет и выбор компенсирующих устройств, их регулиB рование и размещение. Передача значительной реактивной мощB ности по линиям и через трансформаторы неB выгодна, так как при этом возникают дополB нительные потери напряжения в сети, дополB нительные потери активной мощности и энерB гии во всех элементах системы электроснабжеB ния, обусловленные загрузкой их реактивной мощностью. Загрузка реактивной мощностью линий электропередачи и трансформаторов уменьшает их пропускную способность и треB бует увеличения сечений проводов воздушных и кабельных линий, номинальной мощности или числа трансформаторов. Основной целью автоматического регуB лирования реактивной мощности в распредеB лительных сетях является обеспечение такого ПКЭ у потребителей, как уровень напряжения при минимуме потерь в сетях. Применение полупроводниковых преобB разователей вызывает увеличение потребления реактивной мощности, генерацию токов высB ших гармоник и искажение формы питающего напряжения. Несинусоидальность напряжения и тока усложняет проблему компенсации реакB тивной мощности. Строгое определение реактивной мощноB сти имеется только для случая, когда токи и

ВЛИЯНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ НА ЭЛЕКТРИЧЕСКУЮ СЕТЬ напряжения в цепях синусоидальны по форме. Понятие «реактивная мощность при несинуB соидальных режимах» в течение многих лет является предметом научных дискуссий [39]. Многие авторы рекомендуют при практичеB ских расчетах под реактивной мощностью поB нимать реактивную мощность по основной гармонике, которую и следует компенсироB вать. Одновременно необходимо фильтровать высшие гармоники [39]. Для регулирования реактивной мощности в системах электроснабжения, содержащих электроприводы с полупроводниковыми преB образователями, применяются статические исB точники реактивной мощности (ИРМ). ПроB стейшими из них являются конденсаторные батареи (КБ), которые получили наибольшее распространение в промышленности. Они обB ладают рядом достоинств: схемной простотой, малыми потерями, хорошими массогабаритB ными показателями, простотой эксплуатации. Новые типы конденсаторов (металлоплеB ночные) имеют потери ~0,25…0,5 Вт/квар, что на порядок ниже, чем у прежних (маслонаполB ненных) конденсаторов (2,5…5 Вт/квар). ПоB тери в современных типах конденсаторов уже настолько малы, что они сопоставимы с потеB рями в проводниках и коммутаторах (контактB ных или бесконтактных), используемых в управляемых конденсаторных компенсируюB щих установках. Существуют как управляемые, так и неB управляемые КБ. Современные ступенчато управляемые низковольтные КБ снабжены специальными контакторами, обеспечиваюB щими предварительное включение в цепь конB денсатора резисторов. Резисторы, включаемые на время пуска ступени, ограничивают пускоB вой ток конденсаторов. Управление ступенями (до 5…12 ступеней) осуществляется цифровыB ми регуляторами с задачей обеспечения треB буемого коэффициента мощности или напряB жения на трансформаторной подстанции учаB стка электропотребителей. КБ комплектуются конденсаторными элеB ментами с единичной мощностью до 75 квар в низковольтных КБ и до 300 квар в высоB ковольтных. Конденсаторы, используемые для компенсации реактивной мощности, допускают перегрузку по току до 30 %, а по напряжению — до 10 % от номинальных значений. Для управления реактивной мощностью не только в установившихся режимах, но и в

113

переходных процессах разработаны быстроB действующие ИРМ, которые называются ста тическими тиристорными компенсаторами (СТК) реактивной мощности. По принципу действия СТК подразделяются на устройства прямой и косвенной компенсации реактивной мощности. При прямой компенсации специальное управляемое устройство генерирует необходиB мую реактивную мощность. В качестве управB ляемого устройства на практике могут примеB няться автоматически управляемые секциониB рованные КБ с тиристорными выключателяB ми, позволяющими быстродействующее дисB кретное изменение их мощности. При косвенной компенсации с помощью КБ генерируется постоянная реактивная мощB ность, а избыток ее, при необходимости, поB требляется регулируемыми устройствами, подB ключенными параллельно конденсаторам. В качестве регулируемого устройства может приB меняться управляемый ТП, нагруженный на реактор. В сетях с увеличенным содержанием высB ших гармоник, генерируемых нелинейными нагрузками, использование обычных средств компенсации реактивной мощности, рассчиB танных на синусоидальные токи и напряжеB ния, наталкивается на серьезные технические трудности. В частности, применяемые для компенB сации реактивной мощности КБ изменяют частотные характеристики систем и способстB вуют возникновению параллельного резонанса токов на частотах до 1000 Гц. Это, в свою очеB редь, приводит к дополнительному искажеB нию формы напряжения сети и аварийным повреждениям КБ, поэтому установка КБ в системах электроснабжения при наличии поB лупроводниковых преобразователей может оказаться недопустимой. Тогда в сетях с полуB проводниковыми преобразователями примеB няются ИРМ совместно с фильтрами, обеспеB чивающими фильтрацию высших гармоник тока нелинейной нагрузки. В этом случае сисB тема, состоящая из ИРМ и фильтров, предB ставляет собой фильтрокомпенсирующее устB ройство (ФКУ), которое обеспечивает одноB временно компенсацию реактивной мощности основной частоты и фильтрацию высших гарB монических. ФКУ представляет собой многофункB циональный электротехнический комплекс, предназначенный для нормализации основB

114

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 1.49. Параллельно включенные фильтры, настроенные на фильтрацию начального спектра ка нонических высших гармоник: K — контакт контактора ных ПКЭ по напряжению в точке присоедиB нения преобразователя к питающей электриB ческой сети путем компенсации реактивной мощности, потребляемой преобразователем, и локализации гармоник тока, генерируемых преобразователем [10]. ФКУ целесообразно размещать в узле подключения нелинейной нагрузки. Улучшение КЭ при работе электроприво дов с полупроводниковыми преобразователями. Уменьшение искажений синусоидальной форB мы кривой напряжения в точке присоединеB ния полупроводникового преобразователя к сети может быть достигнуто путем применеB ния многопульсных схем. Пульсность схемы определяется числом пульсаций выпрямленB ного напряжения за один период основной частоты. Трехфазная мостовая схема является шестипульсной. На основе трехфазных мостоB вых схем выполняют схемы с большей пульсB ностью (применяются 12B, 24B, 36Bпульсные схемы). Повышение коэффициента мощности моB жет быть достигнуто посредством схем преобB разователей с уменьшенным потреблением реB активной мощности. Возможно два варианта решения этой задачи [10]. Первый связан с усB ложнением законов фазового управления схеB мой УВ при естественной коммутации тириB сторов. Во втором варианте используются компенсационные выпрямители. Их силовая схема содержит конденсаторы, осуществляюB щие искусственную коммутацию тиристоров, что позволяет частично или полностью комB

пенсировать реактивную мощность, потребB ляемую выпрямителем из сети. Применение полупроводниковых преобB разователей с усложненными законами фазоB вого управления или компенсационных выB прямителей не может решить проблему уменьшения искажений синусоидальной формы кривой напряжения, так как в фазном токе преобразователя сохраняются высшие гармоники. Основным средством улучшения КЭ в системе электроснабжения, содержащей элекB троприводы с полупроводниковыми преобраB зователями, является применение ФКУ. В состав ФКУ входит набор параллельно включенных фильтров, настроенных на фильтрацию начального спектра каноничеB ских высших гармоник, генерируемых полуB проводниковыми преобразователями (n = 5, 7, 11, 13). Фильтры состоят из последоваB тельно включенных конденсаторов и реактоB ров, образуя резонансные LCцепочки, котоB рые одновременно генерируют в сеть емкоB стный ток основной частоты (рис. 1.49). Каждая резонансная цепочка набирается по условию последовательного резонанса наB пряжения на частоте фильтруемой высшей гармоники: nw0 Lф =

1 , nw0Cф

(1.67)

где n — номер фильтруемой высшей гармоники; w0 — номинальная круговая частота сети; Lф —

ВЛИЯНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ НА ЭЛЕКТРИЧЕСКУЮ СЕТЬ индуктивность фильтрового реактора; Сф — емB кость конденсатора. При выполнении данного условия осущеB ствляется фильтрация nBй гармоники напряB жения. Например, на одной из шахт для групB повой компенсации влияния на сеть двух скиB повых подъемов (2,5 и 4 МВт) и двух клетьеB вых подъемников (2´0,8 МВт), оборудованных приводами системы ТП–Д, было установлено ФКУ на напряжение 6 кВ мощностью 6300 квар с фильтрами, настроенными на 3B, 5B, 7B и 11Bю гармоники. На практике фильтр редко бывает точно настроенным на частоту гармоники, котоB рую он должен подавить, по следующим причинам: – частота питающей сети может измеB ниться, что приводит к пропорциональному изменению частоты гармоники; – индуктивность реактора и емкость конB денсатора могут изменяться в процессе эксB плуатации. Реактивная мощность основной частоты Qф, генерируемая в сеть LCцепочкой фильтра, равна: Qф =

U л2 , 1 - w0 Lф w0Cф

где Uл — линейное напряжение сети в точке подключения фильтра. В тех случаях, когда по условиям треB бований обеспечения качества напряжения необходимо регулирование реактивной мощности, возможны два варианта схем ФКУ (рис. 1.50): – ФКУ со ступенчатым регулированиB ем реактивной мощности (ФКУ–С), содерB жащее несколько конденсаторноBреакторB ных групп (ступеней), включаемых в работу путем автоматического или ручного управB ления; – ФКУ с непрерывным «косвенным» реB гулированием реактивной мощности (ФКУ– К), содержащее постоянно подключенную к сети фильтроконденсаторную группу (ФКГ) и параллельно включенный управляемый регуB лятор реактивной мощности. Ф К У с т у п е н ч а т о г о т и п а. В ФКУ–С с помощью механических или быстродейстB вующих тиристорных выключателей к сети подключаются или от нее отключаются отB дельные ступени ФКУ и тем самым осуществB

115

ляется дискретное регулирование реактивной мощности (рис. 1.50, а). Стандартное ФКУ–С обычно состоит из нескольких ступеней Ф1…Ф4, которые являются резонансными LCBфильтрами, настроенными, например, на 5B, 7B, 11B и 13Bю гармоники. ФКУ подключаB ется к общим шинам (ОШ), от которых полуB чают питание также регулируемые электроB приводы с полупроводниковыми преобразоваB телями. При включении ФКУ–С реактивная мощность Qш на ОШ равна Qш = Qп.п - QФКУBС, где Qп.п — реактивная мощность, потребляемая полупроводниковыми преобразователями (в данB ном случае — ТП); QФКУBС — реактивная мощB ность, генерируемая ФКУ–С. ФКУ с непрерывным «косвенB н ы м » р е г у л и р о в а н и е м. В данном вариB анте фильтры подключены к сети постоянно. Реактивная мощность, генерируемая ими в сеть, также постоянна. В качестве регулятора суммарной реактивной мощности такой устаB новки могут служить различные варианты управляемых потребителей реактивной мощB ности: – силовые реакторы с последовательно включенным с ними вентильным регулятором переменного тока; – трансформаторыBреакторы с вентильB ным регулятором переменного тока во вторичB ной цепи трансформатораBреактора; – тиристорноBреакторная регулирующая группа (ТРГ); – реакторы с подмагничиванием и др. Мощность управляемой части таких устаB новок выбирается согласно требуемой глубине регулирования ФКУ по реактивной мощности основной частоты. На рис. 1.50, б показана схема ФКУ с неB прерывным «косвенным» регулированием реB активной мощности, содержащим постоянно подключенную к сети ФКГ и ТРГ. Работа данного типа ФКУ–К характериB зуется следующим. Управляемым устройстB вом ФКУ–К является ТРГ, представляющая собой ТП, в цепь выпрямленного тока котоB рого включен сглаживающий реактор. Индуктивность сглаживающего реактора в ТРГ выбирается из условия обеспечения граничноBнепрерывного режима при заданB ном выпрямленном токе. В случае, когда имеет место большая индуктивная мощность

116

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 1.50. Варианты схем ФКУ: а — со ступенчатым регулированием реактивной мощности; б — с непрерывным «косвенным» регулированием реактивной мощности: K1–K4 — контакты контакторов; Lp — индуктивность сетевого реактора нагрузки, ТРГ «закрывается» и емкостная мощность ФКГ целиком отдается в сеть. КоB гда компенсации не требуется, ТРГ полноB стью «открывается» и развивает «индуктивB ную» мощность, при этом суммарная реакB тивная мощность ФКГ и ТРГ, т.е. общая реB активная мощность ФКУ–К, должна быть близка к нулю. В промежуточных режимах обеспечиB вается непрерывное регулирование реактивB ной мощности ФКУ–К по требуемому закоB ну, причем регулирование осуществляется с высоким быстродействием. Таким образом, по условиям компенсации реактивной мощB ности в резко переменных режимах такая система обладает очевидными преимущестB вами.

Реактивная мощность на ОШ при работе ФКУ–К равна Qш = Qп.п - QФКГ + QТРГ, где QФКГ — реактивная мощность, генерируеB мая ФКГ; QТРГ — реактивная мощность, поB требляемая ТРГ. Существенным достоинством ТРГ в данB ном случае является то, что в целях унификаB ции электрооборудования может быть испольB зован тот же тип ТП, какой применяется для регулируемых электроприводов. Опытные устройства ФКУ–К с ТРГ проB ходили промышленные испытания на крупном карьерном экскаваторе ЭКГB20. Такие систеB мы используются на буровых установках.

ВЛИЯНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ НА ЭЛЕКТРИЧЕСКУЮ СЕТЬ Их применение обеспечило нормальную рабоB ту буровых установок при питании от «слабых» линий электропередачи до 9…11 км, что преB вышает общепринятые в настоящее время нормы (6…8 км). Некоторые предположительB ные недостатки ФКУ–К (потери в тиристорB ной регулирующей группе ТРГ и дополнительB ные искажения напряжения) в количественB ном отношении несущественны и поэтому практически не должны являться препятствиB ем для применения. Сравнение ступенчатого ФКУ с быстроB действующими тиристорными выключателяB ми и ФКУ с непрерывным «косвенным» регуB лированием реактивной мощности показываB ет, что по капитальным затратам оба варианB та регулирования реактивной мощности приB мерно равны. Массогабаритные показатели первого чуть лучше, но зато схемная надежB ность второго варианта выше, загрузка конB денсаторов фильтров равномернее, а регулиB рование реактивной мощности плавное (бесB ступенчатое). Быстродействие второй систеB мы заведомо достаточно для динамической компенсации влияния на сеть электропривоB дов систем ТП–Д. Удельная стоимость (на 1 квар генерируеB мой мощности) фильтров примерно в 2 раза выше, чем стоимость КБ (13…25 у.е./квар). Удельная стоимость управляемых ФКУ выше, чем для КБ примерно в 2,5…3 раза. Однако эти затраты окупаются улучшением условий эксплуатации электрооборудования и мехаB низмов предприятия. Перспективным средством компенсации реактивной мощности являются полупроводни ковые источники реактивной мощности, в котоB рых применяются запираемые полупроводниB ковые приборы: двухоперационные тиристоB ры, силовые транзисторы. Регулирование наB пряжения в таких преобразователях осуществB ляется методами широтноBимпульсной модуB ляции (ШИМ). Это позволяет работать в реB жиме как генерирования реактивной мощноB сти, так и ее потребления. Кроме того, при соответствующем закоB не управления полупроводниковые ИРМ пригодны для генерирования управляемых высших гармоник в противофазе с фактичеB скими гармониками вентильных преобразоB вателей. Таким образом, полупроводникоB вый ИРМ может работать в режиме не тольB ко управляемого компенсатора реактивной мощности, но и активного фильтра высших

117

гармоник. Применение таких ИРМ пока огB раничено относительно высокой стоимостью (~100 у.е./квар). Методы улучшения КЭ при работе час тотнорегулируемого электропривода перемен ного тока. Значительный интерес представB ляет наиболее часто встречающийся на пракB тике случай питания ЭД переменного тока от преобразователя частоты со звеном постоB янного тока. П р и м е н е н и е Ф К У. В большинстве случаев выпрямитель преобразователя часB тоты выполнен по трехфазной мостовой схеме. При этом необходимо различать два варианта выполнения выпрямителя: на тиB ристорах и на диодах. В случае выполнения выпрямителя на тиристорах он управляем и закономерности влияния частотноBрегулиB руемого электропривода переменного тока на питающую сеть не отличаются от законоB мерностей воздействия на сеть тиристорноB го электропривода постоянного тока. ПоB этому основным способом улучшения КЭ здесь является ФКУ. При выполнении выпрямителя на диоB дах их переключение происходит при угле естественной коммутации, равном 0 эл. град. Поэтому коэффициент мощности выпрямиB теля близок к единице и потребление реакB тивной мощности минимально. Отсюда моB жет быть сделан вывод, что применение часB тотноBрегулируемого электропривода с неB управляемым выпрямителем позволит обойB тись без ФКУ. Однако этот вывод не являетB ся бесспорным. Применение преобразователя частоты с неуправляемым выпрямителем не решает полB ностью проблемы искажения формы напряжеB ния сети. Для получения нормативного коэфB фициента искажения синусоидальной формы напряжения сети необходимо использование ФКУ. Чтобы обеспечить нужное отклонение напряжения на вводе электротехнического комплекса при мощности электропривода, соB измеримой с мощностью системы электроB снабжения, также может потребоваться вклюB чение ФКУ. Применение активного выпряB м и т е л я. Другим способом улучшения КЭ при работе частотноBрегулируемого электроB привода переменного тока является применеB ние преобразователей частоты с активным выB прямителем [19]. Под последним понимается выпрямитель на полностью управляемых поB

118

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

лупроводниковых приборах (например, силоB вых транзисторах), работающих в релейном режиме или в режиме ШИМ. Это дает возB можность обеспечить требуемые значения таB ких ПКЭ, как отклонение напряжения на ввоB де электротехнического комплекса и коэффиB циент искажения синусоидальной формы наB пряжения сети, получить коэффициент мощB ности, равный 1. Требуемые ПКЭ обеспечиваются посредB ством алгоритмов управления полупроводниB ковыми приборами в релейном режиме или режиме ШИМ. Активные выпрямители позволяют реаB лизовать двусторонний обмен энергией с питающей сетью и тем самым улучшить энергетические показатели электропривода, обеспечить практически синусоидальный сетевой ток, регулировать коэффициент мощности. При управлении преобразователем частоB ты используется прямое микропроцессорное управление. Поэтому усложнение системы управления преобразователем частоты с активB ным выпрямителем будет касаться только проB граммного обеспечения. П р о б л е м а « д л и н н о г о » к а б е л я. В современных преобразователях частоты для регулирования скорости ЭД переменного тока широко применяются транзисторные автономB ные инверторы напряжения (АИН) с ШИМ выходного напряжения. Регулирование скороB сти ЭД переменного тока посредством ШИМ выходного напряжения порождает проблему «длинного» кабеля. Выходное напряжение АИН представляет собой последовательность прямоугольных имB пульсов высокой частоты. Импульсы имеют различные полярность и длительность. АмплиB туда импульсов одинакова и равна постоянноB му напряжению на входе АИН. Высокая круB тизна импульсов напряжения отрицательно влияет на качество переходных процессов в цепи АИН — соединительный кабель — асинB хронный двигатель (АД). Прохождение импульсного сигнала с круB тым фронтом вызывает колебательные процесB сы в кабеле, приводящие к появлению перенаB пряжений на зажимах АД. С увеличением длины кабеля импульсы напряжения, приклаB дываемого к обмоткам АД, значительно возB растают (примерно в 2 раза). Импульсные пеB ренапряжения приводят к снижению срока службы изоляции обмоток двигателя.

На практике применяются два эффективB ных способа ограничения перенапряжений на обмотках АД: установка последовательного LCBфильтра на выходе АИН и установка паB раллельного RCBфильтра непосредственно у зажимов двигателя. Математические модели электротехниче ских комплексов (ЭТК), содержащих электро приводы с полупроводниковыми преобразова телями. Выводы об эффективности применеB ния ФКУ можно сделать только после расчеB тов ПКЭ для конкретной схемы электроснабB жения. Поэтому необходимо иметь математиB ческие модели, позволяющие судить о КЭ при различных режимах работы электроприводов. Ввиду сложности математических моделей электроприводов с полупроводниковыми преB образователями, рассчитать их характеристики можно только на ЭВМ. При расчетах энергетических показатеB лей ЭТК для наиболее часто встречающегося на практике случая, когда полупроводникоB вый преобразователь является выпрямитеB лем, применяется математическая модель, в основу которой положен метод гармоничеB ских составляющих. Суть этого метода заB ключается в переходе от дифференциальных уравнений относительно мгновенных значеB ний токов и напряжений к алгебраическим относительно высших гармоник искомых тоB ков и напряжений. Математическая модель, описание коB торой дано в литературе [29, 44, 45], учитыB вает одновременную работу нескольких электроприводов, процессы коммутации в преобразователях, пульсации выпрямленноB го тока, структуру системы электроснабжеB ния. Данная математическая модель может быть использована для расчета энергетичеB ских показателей при работе тиристорных электроприводов постоянного тока и элекB троприводов переменного тока, получающих питание от преобразователей частоты со звеB ном постоянного тока. Методика расчета энергетических покаB зателей по методу гармонических составляюB щих состоит из ряда этапов: составления схеB мы замещения ЭТК; написания уравнений усB тановившегося режима работы по методу узB ловых потенциалов и уравнений связи между высшими гармониками фазного тока ТП и наB пряжением сети; решения уравнений; опредеB ления ПКЭ. Этапы данной методики поясним на примере.

ВЛИЯНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ НА ЭЛЕКТРИЧЕСКУЮ СЕТЬ

119

Рис. 1.51. Однолинейная схема участка электрической сети, питающей тиристорные электроприводы постоянного тока (а), и ее схема замещения (б) 1. Схема ЭТК. На рис. 1.51, а приведена однолинейная схема участка электрической сети, питающей тиристорные электропривоB ды постоянного тока. Электроснабжение усB тановки осуществляется от воздушной линии электропередачи ВЛ напряжением 6 кВ. Электроэнергия от силового трансформатора Тр поступает на общие шины с номинальным напряжением 660 В. От общих шин ОШ пиB таются все тиристорные преобразователи электроприводов. Используется ФКУ ступенB чатого типа ФКУ–С, содержащее две ступеB ни: Ф1 и Ф2. Работают также вспомогательB ные электропотребители ЭВ. 2. Уравнения установившегося режима работы. На рис. 1.51, б показана схема заB мещения ЭТК. Параметры всех элементов

схемы замещения приведены к напряжению 6 кВ. Данная схема содержит следующие осB новные элементы: источник синусоидальB ной ЭДС Е; комплексные сопротивления элементов системы электроснабжения до линии электропередачи 6 кВ Z s = Rs + jX s , линии электропередачи 6 кВ Z л6 = Rл6 + jX л6 , силового трансформатора Z т = Rт + jX т, вспомогательных электропотребителей Z э = = Rэ + jX э , ступеней ФКУ–С Z ф1 = Rф1 + + j(X L1 - XC) и Z ф2 = Rф2 + j(X L2 - XC), сетеB вых реакторов Х р; источники тока I 1 , I 2, коB торые моделируют работу тиристорных электроприводов постоянного тока и опреB деляют их влияние на сеть. В установившемся режиме все токи и наB пряжения являются периодическими функB

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

120

циями от времени, их можно разложить в ряB ды Фурье в комплексной форме. Если предпоB ложить, что внешняя по отношению ко всем преобразователям трехфазная электрическая сеть обладает линейными параметрами и симB метрична, то, согласно принципу наложения, схему рассчитывают для каждой комплексной амплитуды ряда Фурье отдельно, после чего можно найти реальные токи и напряжения в системе. Для схемы замещения (рис. 1.51, б) можB но составить по методу узловых потенциалов уравнения, решение которых позволит найти токи и напряжения в исследуемой системе. Данная схема содержит два независимых узла: 1 и 2. Потенциал узла 0 принимается равным нулю. В общем случае для произвольной гарB моники с номером n могут быть записаны слеB дующие уравнения для узловых потенциалов: для узла 1

j1nG11n + j2nG12n = I11n ;

(1.68)

для узла 2

j1nG 21n + j2nG 22n = I 22n ,

(1.69)

где j1n , j2n — комплексные амплитуды гармоB ник потенциалов узлов 1 и 2; G11n , G 22n — сумма проводимостей ветвей, сходящихся в узлах 1 и 2; G12n — сумма проводимостей ветвей, соедиB няющих узлы 1 и 2, взятая со знаком «-» (G12n = G 21n ); I11n , I 22n — комплексные амплитуB ды узловых токов узлов 1 и 2. Узловые токи в уравнениях (1.68) и (1.69) вычисляются по следующим формулам: М

ù é 1 I11 = -å I in ; I 22n = E n ê ú, R R j X X ( + ) + n ( + ) s s û i =1 л6 ë л6 где I in — комплексные амплитуды гармоник фазных токов со стороны переменного напряB жения ТП; М — число работающих преобразоB вателей; E n — комплексная амплитуда гармоB ники ЭДС системы. В рассматриваемом ЭТК применяются трехфазные мостовые преобразователи. ПоB этому токи и напряжения в трехфазной цепи содержат гармоники, номера которых удовлеB творяют условию n = 6k ± 1, где k = 0, 1, 2, 3,… Указанные уравнения записываются для всех гармоник, для которых справедливо данное условие. Полученная система уравнений полностью описывает установившиеся проB цессы в системе. При решении уравнений заданным является источник синусоидальB ной ЭДС Е. Все высшие гармоники ЭДС в узле 0 равны нулю.

Решая полученные уравнения, можно найти реальные токи и напряжения в системе. Однако в уравнениях кроме узловых потенB циалов неизвестными являются также высшие гармонические составляющие фазных токов ТП I in , т.е. число неизвестных здесь превышаB ет число уравнений. Поэтому необходимо иметь уравнения связи между неизвестными I in и потенциалами тех узлов, к которым подB ключены преобразователи. В качестве уравнений связи рекомендуB ется использовать уравнения, приведенные в работах [29, 44, 45], которые получены при совместном применении метода гармоничеB ских составляющих и преобразования ЛапB ласа. Уравнения связи выведены в общем виде и могут применяться для исследования систем, содержащих тиристорные электроB приводы. 3. Методика решения уравнений. При реB шении уравнений (1.68) и (1.69) совместно с уравнениями связи возникает трудность, свяB занная с тем, что коэффициенты в уравнениях связи зависят от углов управления a i и комB мутации g i всех ТП. Эти углы в общем случае неизвестны. В то же время заданными величиB нами являются средние значения выпрямленB ных токов и напряжений всех тиристорных электроприводов, так как их значения опредеB ляются условиями технологии работы элекB троприводов. С другой стороны, средние значения выB прямленных токов и напряжений есть функB ции от углов управления a i и коммутации g i [29, 44, 45]. Следовательно, при нахождении высших гармоник напряжения необходимо совместно решать систему уравнений, соB стоящую из уравнений (1.68), (1.69) и уравнеB ний для средних значений выпрямленных тоB ков и напряжений. Так как система уравнеB ний нелинейна, в качестве метода их совмеB стного решения рекомендуется метод НьютоB на. При этом предварительно надо задаваться углами g i и a i всех ТП и потенциалами во всех узлах схемы. Следует отметить, что уравнения узлоB вых потенциалов (1.68), (1.69) записываются для каждой высшей гармоники и поэтому обB щая система уравнений содержит бесконечB ное число неизвестных. В этом случае необB ходимо ограничиться конечным числом высB ших гармоник узловых потенциалов без ущерба для точности вычисления энергетичеB ских показателей.

ВЛИЯНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ НА ЭЛЕКТРИЧЕСКУЮ СЕТЬ При решении составленной системы уравнений находят основную и высшие гарB моники узловых потенциалов. Далее по заB кону Ома определяют гармоники токов, протекающих через каждый элемент, и гарB моники напряжений на каждом элементе. По известным значениям токов и напряжеB ний судят об активных и реактивных мощB ностях в системе, потерях мощности в элеB ментах системы, коэффициенте искажения синусоидальности кривой напряжения. В случае, когда полупроводниковый преобразователь нельзя представить со стороB ны системы электроснабжения в виде трехB фазного мостового выпрямителя (например, при исследовании влияния на сеть тиристорB ного преобразователя напряжения или преобB разователя частоты с непосредственной свяB зью), удобно воспользоваться прикладными компьютерными программами, специально предназначенными для анализа и расчета сиB ловых полупроводниковых схем, содержащих такие вентильные элементы, как диоды, тиB ристоры, транзисторы. Задачи анализа и расB чета подобных схем могут решаться при поB мощи пакета MatLab, который содержит сисB тему визуального моделирования Simulink и пакет расширения Power System Blockset . Библиотека пакета Simulink представляет собой набор визуальных объектов, используя которые, можно исследовать практически люB бую систему электропривода с полупроводниB ковым преобразователем. Почти для всех блоB ков существует возможность настройки параB метров. Параметры настройки отражаются в панели окна настройки выбранного блока. ПаB кет Simulink основан на построении блочных схем путем переноса блоков из библиотеки компонентов в окно редактирования создаваеB мой блокBдиаграммы модели. Затем модель заB пускается на выполнение. Пакет расширения Power System Blockset служит для моделирования электротехничеB ских систем, содержащих силовые вентильные ключи, преобразовательные устройства, элекB тродвигатели различного типа, устройства управления и т. п. Пакет связан с системой Simulink, имеет свою библиотеку компонентов и позволяет проектировать и моделировать электроприводы с полупроводниковыми преB образователями на уровне их функциональных и даже принципиальных электрических схем. В работе [1] приведено описание модели электропривода по системе НПЧ–АД, разраB

121

ботанной в среде Simulink при использовании пакета расширения Power System Blockset. МоB дель учитывает особенности элементов реальB ного преобразователя и системы управления, позволяет определить токи и напряжения в системе, активную и реактивную мощности, коэффициент искажения синусоидальности кривой напряжения сети. Условия возникновения резонансных явле ний в системе сеть–ФКУ. При произвольном выборе параметров элементов ЭТК изBза наB личия конденсаторов на стороне переменного тока возможно возникновение резонанса тоB ков на высших гармониках. Это значительно искажает форму напряжения сети, а следоваB тельно, нормальная работа электроприводов и другого электрооборудования становится неB возможной. На рис. 1.52, а приведена расчетная схема для определения условий возникновения резоB нансных режимов для случая одноступенчатоB го ФКУ. Она получена из схемы замещения, приведенной на рис. 1.51, б для идеализироB ванного случая, когда активные сопротивлеB ния элементов системы электроснабжения равны нулю, а нагрузка вспомогательных электроприводов ЭВ намного меньше нагрузB ки электроприводов. Из расчетной схемы следует, что паралB лельный резонанс токов на высшей гармониB ке, номер которой равен nр , наступает при выB полнении условия nр ( X s + X л 6 + X т + X L ) =

XС . nр

Номер высшей гармоники, на которой наступает резонанс (относительная резонансB ная частота), равен nр =

XС . X s + X л6 + X т + X L

(1.70)

Из приведенных выражений следует, что резонансная частота уменьшается при увеличении емкости конденсаторов (что соB ответствует снижению емкостного сопротивB ления конденсаторов) и возрастает при уменьшении эквивалентного индуктивного сопротивления сети. При совпадении резоB нансной частоты с частотой одной из гармоB ник тока, генерируемых преобразователем, происходит усиление гармоник тока и наB пряжения в питающей сети.

122

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 1.52. Расчетная схема для определения условий возникновения резонансных режимов (а) и час тотная характеристика сети (б) Настройка ступеней ФКУ на фильтрацию начального спектра канонических высших гарB моник исключает возникновение опасных реB зонансных режимов. Из условия последовательного резонанса напряжения [см. формулу (1.67)] следует, что номер фильтруемой высшей гармоники равен nф =

1 w0 Lф × Cф

=

XС . XL

(1.71)

Сравнение выражений (1.70) и (1.71) поB зволяет сделать следующий вывод: резонансная частота всегда ниже частоты настройки фильтB ра, независимо от индуктивности сети. СледоB вательно, настройка ступени ФКУ на фильтраB цию низшей по номеру канонической гармониB ки nmin (для шестипульсной схемы nmin = 5, для 12Bпульсной nmin =11) дает возможность исклюB чить появление опасных резонансных режимов. В общем случае расчетная схема замещеB ния для определения условий возникновения

ВЛИЯНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ НА ЭЛЕКТРИЧЕСКУЮ СЕТЬ резонансных режимов имеет более сложную структуру, чем на рис. 1.52, а. В этом случае для установления условий возникновения реB зонансных режимов удобно пользоваться часB тотной характеристикой сети. При исследоваB нии резонансных режимов под частотной хаB рактеристикой сети понимается зависимость модуля входного сопротивления сети относиB тельно точки присоединения преобразователя к сети от частоты. Зная зависимость комплексного входного сопротивления от частоты, можно построить частотную характеристику сети. Максимумы графика частотной характеристики соответстB вуют частотам, при которых наступает парал лельный резонанс токов, минимумы — частотам, при которых наблюдается последовательный резонанс напряжений в ФКУ. В качестве примера на рис. 1.52, б поB строена частотная характеристика сети для схемы на рис. 1.51. Ступень ФКУ Ф1 настроеB на на фильтрацию пятой гармоники, ступень Ф2 — на фильтрацию седьмой гармоники. Параллельный резонанс токов наступает при относительных частотах n = 3,5 и 5,7. При работе трехфазного шестипульсного мостового преобразователя в системе присутствуют высB шие гармоники с номерами n = 5; 7; 11, ... ПоB этому в рассматриваемом случае параллельноB го резонанса токов не наступает. При выбранных параметрах конденсатоB ров и реакторов ФКУ последовательный резоB нанс напряжений имеет место при относиB тельных частотах n = 4,7 и 6,7. Однако близость данных частот к каноническим гармоникам с номерами n = 5 и 7 позволяет значительно уменьшить содержание высших гармоник в кривой напряжения сети. Важно отметить, что КБ не следует приB менять без фильтровых реакторов в системах с мощными тиристорными электроприводами, так как они в сочетании с индуктивностью сеB ти образуют резонансные контуры, усиливаюB щие эти гармоники. Их, однако, можно исB пользовать в системах, в которых мощность вентильных электроприводов составляет £10 % от нагрузки участка. При этом надо выбирать конденсаторы с номинальным напряжением несколько выше номинального напряжения сети. В противном случае срок службы конB денсаторов существенно сокращается. В связи с параллельным резонансом при мощности электроприводов с полупроводниB ковыми преобразователями, превышающей

123

10…20 % от мощности всей нагрузки, вместо КБ рекомендуется устанавливать ФКУ. Методика выбора ФКУ. Выбор ФКУ долB жен осуществляться на основе расчета ПКЭ в точке присоединения преобразователя к сети с учетом взаимозависимости работы всех элеB ментов системы электроснабжения. Только таB кой подход позволит выбрать ФКУ, которое обеспечит требуемое КЭ при минимальных стоимости и массогабаритных показателях. При проектировании ФКУ следует иметь в виду, что необходимость полного снижения уровней гармоник практически отсутствует; достаточно снизить их до предела, определяеB мого техническими требованиями, например до значения, допустимого по ГОСТ 13109–97. В связи с тем что расчет режимов и нахожB дение параметров ФКУ представляют собой сложную многофакторную задачу, при практиB ческих разработках целесообразно исследовать системы электропривода с ФКУ в два этапа [29]. На первом этапе на основе упрощенных расчетов и инженерных соображений выбираB ют одинBдва типовых режима, наиболее тяжеB лых по отклонению напряжения питания на вводе установки, реактивной мощности и коB эффициента искажения синусоидальности наB пряжения, и для них предварительно устанавB ливают параметры ФКУ. На втором этапе на ЭВМ выполняют точB ные расчеты для каждого типового режима раB боты электроприводов по всем интересующим энергетическим показателям. В случае неудовB летворительного результата следует скорректиB ровать параметры ФКУ и провести повторные расчеты, которые требуют уже небольших заB трат времени. На основании сказанного предлагается следующая методика выбора ФКУ для ЭТК с регулируемым электроприводом. 1. А н а л и з п р о б л е м ы К А в рассматB риваемой системе и разработка технических требований к ФКУ как регулятору КА. 2. В ы д е л е н и е т и п о в ы х р е ж и м о в р а б о т ы у с т а н о в о к. Для каждого типового режима работы установок выполняют расчеты активной, реактивной и полной мощностей электроприводов, находят коэффициент мощB ности. 3. П р е д в а р и т е л ь н ы й в ы б о р р е а к B тивной мощности и параметров Ф К У. На основе упрощенных расчетов и инB женерных соображений выбирают одинBдва режима, наиболее тяжелых по отклонению наB

124

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

пряжения питания на вводе установки, реакB тивной мощности и коэффициента искажения синусоидальности напряжения, и для них предварительно выбирают общие параметры и число ступеней ФКУ. Если преобразователь имеет переменный график потребления реактивной мощности, то максимальная реактивная мощность регулиB руемого ступенчатого ФКУ должна выбиратьB ся по режиму максимального потребления реB активной мощности. После выбора числа ступеней и распредеB ления реактивной мощности между ступенями находят емкость и индуктивность для каждой ступени ФКУ. Далее выбирают конденсаторы и реактоB ры со значениями емкости и индуктивности, близкими к расчетным. Все дальнейшие расчеB ты выполняют для выбранных конденсаторов и реакторов. При выборе ФКУ для систем электроB снабжения, содержащих полупроводниковые преобразователи, фильтры настраивают на частоты гармоник канонического ряда, начиB ная с минимального номера. Например, для шестипульсного преобразователя необходимо устанавливать фильтры, начиная с пятой гарB моники. 4. С о с т а в л е н и е с х е м ы з а м е щ е н и я и системы уравнений для расчета э н е р г е т и ч е с к и х х а р а к т е р и с т и к. СоB ставляют схему замещения для расчета энергеB тических характеристик, содержащую источниB ки ЭДС и комплексные сопротивления линий электропередачи, силовых трансформаторов, ФКУ и других элементов. Полупроводниковые преобразователи со стороны переменного тока представляют в виде источников тока, которые учитывают влияние преобразователей на сеть. По методу узловых потенциалов для схемы заB мещения составляют уравнения относительно высших гармоник узловых потенциалов. 5. Т о ч н ы й р а с ч е т э н е р г е т и ч е B с к и х х а р а к т е р и с т и к и проверка соответB ствия энергетических характеристик требоваB ниям ГОСТ 13109–97 и технического задания. Для каждого типового режима решают составленную систему уравнений. По найденB ным значениям токов и напряжений для кажB дого типового режима работы выполняют точB ные расчеты отклонения первой гармоники напряжения от номинальной величины, значеB ний активной, реактивной и полной мощноB стей в точках подключения электроприводов,

коэффициента искажения синусоидальности кривой напряжения, потерь мощности. Далее для каждого типового режима раB боты осуществляют проверку соответствия отB клонения напряжения и коэффициента искаB жения синусоидальности напряжения сети требованиям ГОСТ 13109–97 и технического задания. Если для определенного режима треB бования не выполняются, то увеличивают чисB ло ступеней ФКУ и заново решают уравнения, после чего опять находят ПКЭ и осуществляB ют их проверку. Этот процесс повторяют до тех пор, пока не будет обеспечено требуемое КЭ. Если при данном числе ступеней ПКЭ далеки от преB дельных значений, то число ступеней ФКУ может быть уменьшено. 6. П р о в е р к а п р а в и л ь н о с т и в ы б о B р а э л е м е н т о в Ф К У. Для всех типовых реB жимов работы и числа ступеней ФКУ рассчиB тывают токи и напряжения для каждого элеB мента ФКУ, потерь в ФКУ, проверяют праB вильность выбора элементов ФКУ по току и напряжению. 7. Р а з р а б о т к а т е х н и ч е с к о й д о к у B м е н т а ц и и, необходимой для изготовления ФКУ, его наладки и эксплуатации. 1.6. МЕХАНИЧЕСКАЯ ЧАСТЬ ЭЛЕКТРОПРИВОДА Механические характеристики механиз мов. Механическая часть электропривода (МЧЭП) осуществляет передачу механической энергии от ротора ЭД к исполнительному орB гану рабочей машины и преобразование этой энергии. Данное прямое направление энергии от источника электроэнергии соответствует основному назначению электропривода. ОбB ратное направление возникает от активного источника механической энергии РМ. В состав МЧЭП входят ротор двигателя и механический преобразователь вида движения. Исполнительный орган хотя и относится к раB бочей машине, но является неотъемлемой чаB стью всей подвижной механической системы, приводимой в движение двигателем и опредеB ляющей режимы работы электропривода. К механическому преобразователю могут быть отнесены различные передачи (редукторB ные, ременные, цепные, канатные); пневматиB ческие и гидравлические усилители; кривоB шипноBшатунные механизмы и другие преобB разовательные устройства. МЧЭП выполняет

МЕХАНИЧЕСКАЯ ЧАСТЬ ЭЛЕКТРОПРИВОДА важную согласующую функцию движений роB тора двигателя с ИО РМ, а именно снижение скорости и повышение сил, передаваемых на исполнительный орган от ротора двигателя, при некотором уменьшении передаваемой мощности за счет потерь в МЧЭП. В числе параметров, характеризующих МЧЭП, моменты инерции J; массы m; коэфB фициенты: жесткости с; трения скольжения mс и качения fк; зазоры. К переменным, опредеB ляющим поступательное и вращательное двиB жения, относятся соответственно: перемещеB ния S и j; скорости v и w; ускорения a и e исB полнительных органов рабочей машины и отB дельных ее узлов; действующие силы F и моB менты М. В электроприводе переменные мехаB нического движения принято называть меха ническими координатами. Моменты (силы), воздействующие на МЧЭП, по месту приложения подразделяются на две части: сосредоточенные на исполнительB ном органе моменты (силы) нагрузки и распреB деленные по элементам МЧЭП моменты (силы) трения, возникающие как реакция на движение. Распределенные моменты (силы), именуемые реактивными, всегда направлены против движеB ния, они могут быть и моментами (силами) наB грузки на исполнительном органе РМ (в металB лорежущих станках, на валу насоса, вентилятоB ра). Моменты (силы) нагрузки, воздействующие на исполнительный орган от постороннего исB точника энергии, называются активными. Зависимость реактивных и активных моB ментов (сил) от скорости именуется механиче ской характеристикой механизма (рис. 1.53). Механическая характеристика активной наB

Рис. 1.53. Типовые механические характеристи ки механизмов

125

грузки (например, механизма подъема без учеB та потерь от трения) имеет вид вертикальной прямой 1 (рис. 1.53). Для нагрузки типа сухого трения механическая характеристика (кривая 2) терпит разрыв при скорости, равной нулю: Мс = ½Мс½sign (w). Силы и моменты типа вязкого трения лиB нейно зависят от скорости: M c = b в.т w, где b в.т — коэффициент вязкого трения. Механическая характеристика этого вида нагрузки представлена кривой 3. Вентиляторная нагрузка зависит от квадB рата скорости (кривая 4): Мс = bw2, где b — коэффициент пропорциональности. Такой характеристикой обладают турбоB механизмы, работающие на сеть без противоB давления, различные воздуходувки, центроB бежные вентиляторы. Для турбомеханизмов, функционирующих на противодавление, завиB симость момента от скорости становится боB лее сложной и диктуется параметрами сети. Момент нагрузки типа постоянной мощности зависит от скорости обратно пропорционально Мc = k/w, где k — постоянный коэффициент, имеющий размерность мощности. Подобную характеристику имеют, наприB мер, механизмы главного движения металлоB режущих станков (кривая 5 на рис. 1.53). Статические нагрузки могут быть также случайными функциями от времени, которые характеризуются статистическими параметраB ми: математическим ожиданием, дисперсией, спектральной плотностью. Такой характер ноB сит, например, ветровая нагрузка, действуюB щая на антенны, краны и другое оборудоваB ние, установленное на открытом воздухе. При этом для механизмов поворота Мc может завиB сеть еще и от положения. Нагрузки многих механизмов, например прессов, поршневых насосов, летучих ножниц, имеют циклический характер. Параметры цикB лической нагрузки: амплитуда и частота — заB висят от скорости вращения, положения. Расчетные механические схемы. КинемаB тические схемы реальных электроприводов отB личаются многообразием, поэтому для матеB матического описания МЧЭП используют расB

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

126

1.13. Формулы приведения механических величин Формулы приведения Приводимые величины

Перемещение

вращательного движеB поступательного движеB вращательного движеB ния к вращательному ния к вращательному ния к поступательному

jпр i = ji i

jпр j = S j / r

S пр i = ji r

wпр i = wi i

wпр j = v j / r

v пр i = wi r

Djз.пр i = Djз i ii

Djз.пр j = DS j / r

DS з.пр i = Djз i r

M пр i = M i / i

M пр j = F j r

Fпр i = M i / r

Коэффициент жесткости

cпр i = ci / i

cпр j = c j r

cпр i = ci / r 2

Момент инерции, масса

Jпр i = Ji / i 2

Jпр j = m j r 2

mпр i = Ji / r 2

Коэффициент внутреннего трения упругой передачи

b пр i = b i / i 2

b пр j = b i r 2

b пр i = b i / r 2

Скорость Кинематический зазор Момент, сила

2

четные механические схемы, рассматриваемые далее, которые составляют по кинематическим схемам. Если параметры кинематической схеB мы приводят к какомуBнибудь валу (чаще всеB го к валу двигателя), получают схему вращаB тельного движения, если же к поступательно движущемуся элементу (например, к грузу), получают схему поступательного движения. Расчетная механическая схема состоит из инерционных элементов (моментов инерции, масс), соединенных между собой в общем слуB чае через зазор Dj0 упругими связями с коэфB фициентами жесткости с и вязкого трения b в.т . Основные формулы приведения механиB ческих величин к одному элементу даны в табл. 1.13. Приведение моментов и сил к какоB муBлибо элементу осуществляется на основе баланса мощности в МЧЭП. Формулы привеB дения моментов статической нагрузки к валу двигателя соответственно при вращательном и поступательном движениях рабочего органа имеют вид: – для прямого направления передачи меB ханической энергии (двигательного режима приводной ЭМ) M c = MРО / iSh и M c = FРОr / h; – для обратного направления передачи механической энергии (тормозного режима приводной ЭМ) M c = MРО h / iS и M c = FРОrh, где MРО и FРО — соответственно момент и сила нагрузки на рабочем органе; iS = w1 / wPO — обB

2

щее передаточное отношение от вала двигателя к рабочему органу, определяемое отношением угловых скоростей вала двигателя и рабочего органа; r = vPO / w1 — радиус приведения силы нагрузки к валу двигателя, равный отношению линейной скорости рабочего органа к угловой скорости двигателя; h — коэффициент полезB ного действия механической части электроприB вода, который зависит как от направления пеB редачи энергии, так и от текущего значения моB мента нагрузки. Механическая часть электропривода как объект управления. При анализе МЧЭП как объекта управления за входное воздействие принимают электромагнитный момент двигаB теля как функцию, не зависимую от времени. Возмущающими внешними воздействиями явB ляются моменты сопротивления. С позиций механики представляет интерес анализ экстреB мальных значений, например, моментов, возB никающих в отдельных элементах кинематиB ческой цепи. Это важно для определения прочностных и надежностных, а также массоB габаритных показателей подвижной части электропривода. Применительно к МЧЭП как к объекту управления решается задача, возникающая при анализе динамики электропривода: по изB вестным силам и моментам определить законы изменения положения, скорости и ускорения различных частей МЧЭП. При решении обB ратной задачи, наоборот, по заданному закону движения находят необходимые для него входB ные силы и моменты. Анализ динамики механической части электропривода выполняют на основе уравB

МЕХАНИЧЕСКАЯ ЧАСТЬ ЭЛЕКТРОПРИВОДА нений движения с использованием тестовых режимов во временнËй области или амплиB тудноBфазовых характеристик в частотной области. По уравнениям движения составляB ют структурную схему объекта управления, по ней получают интересующие передаточB ные функции, строят логарифмические амB плитудноBчастотные характеристики (ЛАЧХ) и логарифмические фазочастотные характеB ристики (ЛФЧХ). Известны различные методы получения уравнений динамики. Для электропривода со сложной механической частью используют уравнения Лагранжа второго рода в обобщенB ных координатах: d æ ¶L ç dt çè ¶qi

ö ¶L = Qi , ÷÷ ø ¶qi

где L — функция Лагранжа, определяемая как разность кинетической Wк и потенциальной Wп энергий системы, L = Wк - Wп; qi — iBя обобB щенная координата; qi — скорость iBй обобщенB ной координаты; Qi — обобщенная сила, прилоB женная к iBй обобщенной координате. Ниже приведены уравнения движения и структурные схемы для распространенных меB ханических систем. Одномассовая механическая сисB т е м а. В простейшем случае МЧЭП представляет собой жесткое приведенное звено (рис. 1.54, а), уравнение движения которого имеет вид JS

dw = M - M c, dt

где JS — суммарный момент инерции двигателя и механизма; М — момент двигателя; Мс — моB мент сопротивления. Структурная схема механической части электропривода для этого случая представляB ется так, как показано на рис. 1.54, б.

Рис. 1.54. Расчетная (а) и структурная (б) схе мы жесткого приведенного звена

127

Рис. 1.55. ЛАЧХ и ЛФЧХ жесткого приведен ного звена Передаточная функция W ( p) = w( p) / [M ( p)] соответствует типовому интегрирующему элеB менту, ЛАЧХ и ЛФЧХ которого приведены на рис. 1.55. Двухмассовая механическая сисB т е м а. Расчетная схема МЧЭП показана на рис. 1.56. Соответствующие уравнения движения имеют следующий вид: dw1 = M - M12 - M c1 ; dt dw J2 2 = M12 - M c 2; dt ¢ + M12 ¢¢ = c12(j1 - j2) + b12(w1 - w2), M12 = M12 J1

где J1 — момент инерции первой массы; J2 — то же, второй массы; с12 — упругость передачи; ¢ = c12(j1 - j2) — упругий момент передачи; M12 ¢¢ = b12(w1 - w2) — коэффициент внутренB b12 и M12

Рис. 1.56. Расчетная схема двухмассовой меха нической системы

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

128

него вязкого трения упругой передачи и соотB ветствующий момент вязкого трения; М — моB мент двигателя; Мс1 — момент сопротивления на стороне первой массы; Мс2 — то же, на стоB роне второй массы; j1 и j2 — углы поворота первой и второй инерционных масс соответстB венно. Для поступательно движущегося мехаB низма с упругой связью уравнения движения приобретают вид dv1 = F - F12 - Fc1 ; dt dv m2 2 = F12 - Fc 2; dt F12 = c12( X1 - X 2) + b12(v1 - v 2), m1

где m1 — первая масса; m2 — вторая масса; F12 — упругая сила передачи; X1 и X2 — соответсвенно перемещения первой и второй масс. Для двухмассовой упругой системы струкB турная схема представлена на рис. 1.57. Приведенным уравнениям и структурной схеме соответствуют передаточные функции для выходных переменных w1, w2, M12 при управляющем воздействии М и M c1 = M c2 = 0: Ww 1 ( p) =

w1 ( p) T22 p 2 + Tb p + 1 1 ; = M ( p) T122 p 2 + Tb p + 1 (J1 + J2) p

Ww 2 ( p) =

Tb p + 1 w2( p) 1 ; = M ( p) T122 p 2 + Tb p + 1 (J1 + J2) p

WM 12 ( p) =

Tb p + 1 M12( p) J2 . = M ( p) T122 p 2 + Tb p + 1 J1 + J2

Передаточные функции для выходных переменных w1, w2, M12 при возмущающем воздействии M c2 и M = M c1 = 0: Ww 1 ( p) =

T p +1 w1 ( p) 1 ; = - 2 2b M c2( p) T12 p + Tb p + 1 (J1 + J2) p

Ww 2 ( p) =

T 2 + Tb p + 1 1 w2( p) ; = - 21 2 M c2( p) T12 p + Tb p + 1 (J1 + J2) p

WM 12 ( p) =

T p +1 M12( p) J1 . = 2 2b M c2( p) T12 p + Tb p + 1 J1 + J2

где T1 = 1 / W1 — постоянная времени, опредеB ляемая частотой свободных колебаний первой массы при неподвижной второй, W1 = c12 / J1 ; T2 = 1 / W 2 — постоянная времени, определяеB мая частотой свободных колебаний второй массы при неподвижной первой, W 2 = c12 / J2 ; T12 = 1 / W12 — то же, для двух подвижных масс, W12 = W12 + W 22 ; Tb = b12 / c12 — постоянная вреB мени, соответствующая действию вязкого треB ния внутри упругого элемента передачи. Двухмассовая механическая система представляет собой колебательное звено втоB рого порядка с малым коэффициентом демпB фирования x = Tb / 2T12 » 0,03...0,05 (для металB лических передач — длинных валов, стальных тросов, редукторов и т.п.). Учет слабого мехаB нического демпфирования позволяет количеB ственно оценивать максимальные силы в пеB редачах при резонансах. ЛАЧХ и ЛФЧХ, соответствующие привеB денным передаточным функциям при отсутстB вии механического демпфирования для первой и второй масс, показаны на рис. 1.58. Анализ ЛАЧХ позволяет сделать следуюB щие выводы: – в области низких частот МЧЭП можно представлять в виде интегрирующего звена с моментом инерции, равным сумме всех моB ментов инерции; c (J + J2) – на частоте W = W12 = 12 1 наблюB J1J2 дается явление резонанса, причем при отсутствии демпфирования амплитуды колебаний скорости и упругого момента стремятся к бесконечности;

Рис. 1.57. Структурная схема двухмассовой упругой системы

МЕХАНИЧЕСКАЯ ЧАСТЬ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

129

Рис. 1.58. ЛАЧХ и ЛФЧХ для скоростей первой (а) и второй (б) масс – в области высоких частот поведение первой массы описывается интегрирующим звеном с моментом инерции, равным моменту инерции только первой массы; поведение втоB рой массы определяется ослабленной связью с первой (двигателем); – при проектировании электропривода с широкой полосой пропускания частот (Wс > > W12) в МЧЭП необходимо учитывать упруB гость передачи. Трехмассовая механическая сисB т е м а. Уравнения движения трехмассовой упругой механической системы (рис. 1.59, а) без учета внутреннего демпфирования имеют вид

dw1 = M - M12 - M c1; dt dw J2 2 = M12 - M 23 - M c2; dt dw J3 3 = M 23 - M c3 ; dt J1

М12 = с12(j1 - j2); М23 = с23(j2 - j3). Соответствующая структурная схема при М с1 = М с2 = 0 приведена на рис. 1.59, б. Характеристическое уравнение для трехB массовой упругой механической системы имеB ет вид

Рис. 1.59. Расчетная (а) и структурная (б) схемы трехмассовой механической системы

130

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА e3 = 1 - A1 cos W1t + A2 cos W 2t . e1

é c J (J + J2) + c23 J1 (J2 + J3 ) 2 pê p 4 + 12 3 1 p + J1J2J3 ë +

c12c23 (J1 + J2 + J3 ) ù ú = 0. J1J2J3 û

Из анализа корней этого биквадратного уравнения следует, что в данном случае имеB ются два колебательных звена, соединенных последовательно, и, значит, существуют две резонансные частоты: W1 и W2. Для электроприводов с трехмассовой меB ханической частью предложены условия доB пустимого пренебрежения высшими резонансB ными частотами, при которых трехмассовая система может быть приведена к двухмассоB вой. Уравнение движения трехмассовой систеB мы при постоянном значении управляющего момента М и нулевых значениях моментов наB грузки Мс1 = Мс2 = 0 в операторной форме заB писывается как æ p2 öæ p 2 ö e ç + 1 ÷çç 2 + 1 ÷÷e 3 = 1 , ç W2 ÷ W2 p è ø è 1 ø где e1 = M / (J1 + J2 + J3 ) — среднее ускорение системы; e3 — ускорение третьей массы; A1 = = K р2 / (K р2 - 1) — амплитуда колебаний с низшей частотой W1, амплитуда же колебаний с высшей частотой W 2 составляет A2 = 1 / (K р2 - 1). Здесь K р = W 2 / W1. Зависимость от времени ускорения e 3 соB ставляет

Так как высшей частоте соответствует меньшая амплитуда и к тому же электромехаB нический преобразователь энергии является фильтром низкой частоты, то при определенB ных условиях колебаниями высокой частоты можно пренебречь. На практике чаще всего коB лебания высокой частоты не учитывают, если их амплитуда Dj3 ; 2 ï 12 12 1 ïï í M12 = 0 п ри | j1 - j¢2 | £ Dj3 ; ï ï M ¢ = M [1 + Di (j )]; w¢ = w [1 + Di (j )]; M 2 2 2 M 2 12 ï 12 ï ï dM12 = c (w - w¢ ); 2 12 1 ï dt ï ïî M в.т = -b в.т (w1 - w2), где J2, с12, Dj3 , w2, j2 — параметры и переменB ные величины, приведенные к валу двигателя.

Рис. 1.62. Расчетная схема МЧЭП с вращательным движением РО

132

Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Расчетная модель передачи характеризуB ется передаточным числом i = 1 + Dimax cos Wt , где Dimax — максимальное отклонение передаB точного числа от среднего значения; W — часB тота пульсаций передаточного числа. Из этих уравнений видно, что наряду с внешними возмущениями на валах двигателя и РО машины с непостоянством передаточноB го числа и радиуса приведения подвержены внутренним возмущениям, обусловленным изB менением внутренних параметров механичеB ской части при ее движении. Эти колебания в механике принято называть параметрически возбуждаемыми. Для механизма, момент инерции котороB го зависит от угла поворота j, уравнение двиB жения записывается в виде JS (j)

dw w dJS (j) + = M - M c (j). 2 dj dt 2

Для механизма, чей момент инерции явB ляется функцией от времени t и не зависит от собственного движения, уравнение движения выглядит следующим образом: JS (t )

dw dJ (t ) + w S = M - M c (t ). dt dt

Для многокоординатных установок с взаимосвязанными координатами (робототехB нические системы, системы наведения различB ного назначения) математическое описание включает в себя нелинейные зависимости и уравнения. Например, механическая подвижB ная часть двухкоординатной опорноBповоротB ной установки с азимутальной «а» и угломестB ной «у» угловыми координатами, модель котоB рой представлена на рис. 1.63, описывается системой уравнений ì d 2j1 y ; ï M y - M12 y = J1 y dt 2 ï ï M12 y = cy (j1 y - j2 y ); ï d 2j2 y ï ïï M12 y - M c y (j2 y , j2 a ) = J2 y dt 2 ; í d 2j1 a ï ï M a - M12 a = J1 a dt 2 ; ï ï M12 a = ca (j1 a - j2 a ); ï 2 ï M12 a - M c a (j2 y , j2 a ) = J2 a (j2 y ) d j2 a , dt 2 îï где M c y , M12 a — моменты нагрузки (например, ветровой).

Рис. 1.63. Расчетная модель двухкоординатной опорноповоротной установки Демпфирующие свойства электроприво да. В ряде случаев при анализе динамичеB ских режимов МЧЭП исходят из предполоB жения независимости момента двигателя от его скорости, при этом момент принимается постоянным или в виде заданной функции от времени М(t). На самом деле, благодаря электромеханической связи, осуществляеB мой через зависимость ЭДС двигателя от скорости, момент двигателя является функB цией от скорости. Применительно к двигатеB лю постоянного тока с линейной механичеB ской характеристикой уравнение механичеB ской характеристики можно представить в виде M = b(w0 - w), где w0 — скорость идеальB ного холостого хода; b — жесткость механиB ческой характеристики. К такой характеристике при приемлемых допущениях может быть приведен ряд разомкB нутых и замкнутых систем электроприводов постоянного, а в некоторых случаях — переB менного тока [16]. Система уравнений, описывающая двиB жение двухмассовой электромеханической системы (ДЭМС) электропривода с указанной линейной механической характеристикой при пренебрежении электромагнитной инерционB ностью, трением и зазорами в кинематической цепи, примет вид М = b(w0 - w1 ); dw1 = M - M12; dt dw J2 2 = M12 - M c ; dt dM12 = c12(w1 - w2). dt J1

МЕХАНИЧЕСКАЯ ЧАСТЬ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

133

Рис. 1.64. Структурная схема ДЭМС Структурная схема ДЭМС, соответствуюB щая этим уравнениям, приведена на рис.1.64. Из структурной схемы видно, что колебаB ния скорости w1 благодаря наличию внутренB ней обратной связи по скорости вызывают коB лебания момента. Демпфирующее действие электропривода обусловлено отводом энергии механических колебаний в электрическую часть системы. Энергию колебаний за цикл можно определить по формуле Tц

DAц = ò w1 (t )M (t )dt . 0

Если W1 и М меняются по гармоническоB му закону с частотой W, то DAц = 0,5Tц Dw1 max ´ ´DM max cos(p - arctg TэW). Из этого выражения следует, что демпфирование отсутствует при бесконечно большой (когда Dw1 max = 0) либо при нулевой (тогда DМmax = 0) жесткости меB ханической характеристики. Между этими крайними значениями b = 0 и b = ¥ имеется оптимальное значение жесткости b опт , при коB тором демпфирование проявляется наиболее сильно. Нулевое значение b означает постоянстB во момента, что наблюдается при питании двигателя от источника момента, сформироB ванного с помощью контура момента двигаB теля. В процессах пуска и торможения с неB изменным моментом, а значит, и током в сиB ловой цепи возникают недемпфированные противофазные колебания двух масс. БескоB нечные значения b можно рассматривать как нулевое значение активного сопротивления в силовой цепи, что означает отсутствие потерь электроэнергии и незатухающие колебания двух масс. На демпфирование в ДЭМС опредеB ляющее влияние оказывает соотношение инерционных масс установки g = (J1 + J2) / J1. Создаваемый электроприводом момент вязB кого трения воздействует на первую массу, поэтому отвод энергии колебаний второй массы возможен только через упругое взаиB

модействие масс. Чем больше g, тем больше колебания первой массы J1 и тем выше демпфирование. Если J2 M2, то двиB гатель не выйдет на естественную характериB стику и останется работать на первой реостатB ной характеристике. Пример выполнения узB лов пуска и торможения противовключением по принципу тока приведен на рис. 2.9. В силовую цепь двигателя включены тоB ковые реле пуска KА1 и торможения KА4. При

РЕЛЕЙНОBКОНТАКТОРНЫЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯМИ 145 Рис. 2.9. Схема узлов пуска и тормо жения по принципу тока

включении контактора KМ1 или KМ2 в первую очередь вступает в работу узел торможения включением контактора KМ4, шунтирующего тормозной резистор R4 (см. рис. 2.4) и реле KА4. Замыкание контакта KМ4 в цепи пускоB вых контакторов дает разрешение на работу узла пуска. Промежуточные реле K0 и K1 исB ключают подачу напряжения на катушки конB такторов KМ4 и KМ3B2 до момента полного отпускания реле KА4 и KА1. Управление пуском и торможением по принципу скорости аналогично управлению по принципу тока при условии однозначной взаимосвязи тока и скорости. Данное условие выполняется при пренебрежимо малых элекB тромагнитных постоянных времени в режиB мах пуска и торможения. При пуске по принB ципу скорости с повышенным напряжением в зоне высоких скоростей могут возникнуть броски тока, существенно превышающие доB пустимые значения. Поэтому данный принB цип управления для пуска практически не исB пользуется. Важнейшей типовой функцией, возлагаеB мой на РКСУ, является защита электрической и механической частей электропривода от аваB рийных режимов. Задача узла защиты — отB ключить двигатель от источника питания и осB тановить РО производственной машины. АваB рийными режимами в электрических цепях двигателя могут быть: короткие замыкания,

кратковременные и длительные перегрузки по току двигателя, перебои в электроснабжении, недопустимое снижение напряжения сети. Аварийная пауза в электроснабжении может привести к самозапуску двигателя и к не конB тролируемому оператором движению рабочего органа (РО) после возобновлении электроB снабжения. Для исключения самозапуска исB пользуется так называемая нулевая защита (нулевая блокировка), осуществляемая с поB мощью кнопки управления с самовозвратом или командоконтроллера с нулевым замыкаюB щим контактом. При недопустимом уровне снижения наB пряжения для номинально загруженных асинхронных и синхронных двигателей возB никают токовые перегрузки. Кроме того, изBза разных коэффициентов возврата аппаB ратов управления нарушается правильная раB бота РКСУ. Защита от недопустимого уровня снижения напряжения выполняется с помоB щью реле напряжения с высоким коэффициB ентом возврата. Аварийными режимами в механической части электропривода могут быть: превышение допустимого момента в механической передаB че (заклинивание механизма); расцепление РО с валом двигателя; превышение допустимой скорости двигателя или РО; выход РО за преB делы зоны допустимых перемещений. НаибоB лее опасно расцепление РО с валом двигателя

146

Глава 2. УПРАВЛЕНИЕ КООРДИНАТАМИ ЭЛЕКТРОПРИВОДА 2.2. Аварийные режимы и защитные средства от них Аварийные режимы

Защита

В электрической части Короткие замыкания

Быстродействующие автоматы; плавкие предохраB нители; реле максимального тока; тепловое реле

Перегрузка силовых цепей по току Перебои в электроснабжении Недопустимое снижение напряжения в сети

Нулевая блокировка; реле минимального наB пряжения; реле минимального тока

В механической части Перегрузка механизма по моменту (заклиниваB Муфта предельного момента; предохранительB ние) ная шпонка Расцепление РО с валом двигателя

Двойная тормозная система

Превышение допустимой скорости РО

Реле максимальной скорости

Выход РО за пределы зоны допустимых переB мещений

Защитные путевые выключатели

в пассажирских подъемноBтранспортных устаB новках с активным моментом нагрузки (лифB тах, канатных дорогах, эскалаторах), когда возможен наезд с большой скоростью РО на жесткую преграду. Защита от такого аварийноB го режима выполняется установкой тормозной системы непосредственно на РО. Перечень типовых аварийных режимов и соответствующих средств защиты от них приB веден в табл. 2.2. Кроме перечисленных видов защиты общего назначения имеются защитB ные средства, учитывающие специфику произB водственных установок и их технологические режимы, например различные защитные блоB

кировки в лифтах, защита от отсутствия подаB чи смазочного материала и охлаждающей жидB кости в металлорежущих станках, а также от пробуксовки шкивов и барабанов в подъемB ноBтранспортных установках. Пример выполнения типового узла защиты приведен на рис. 2.10. Узел реализует следуюB щие защиты: максимальноBтоковую FA1, миниB мальноBтоковую FA2, тепловую FP, от превыB шения допустимой скорости SRF, от недопусB тимого снижения напряжения и нулевую блоB кировку FV, от выхода РО из допустимой зоны перемещений SQ1F, SQ2F, от коротких замыB каний в цепи управления FU1 и FU2.

Рис. 2.10. Схема узла защиты

ДИСКРЕТНЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ДВИЖЕНИЕМ 2.3. ДИСКРЕТНЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ДВИЖЕНИЕМ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ Общая характеристика и метод синтеза дискретных логических СУ (ДЛСУ). ДЛСУ выполняются на контактной и бесконтактB ной аппаратуре с использованием реле, лоB гических элементов, цифровых узлов, проB граммируемых логических контроллеров и т.п. ДЛСУ осуществляют автоматизацию движения рабочих органов (РО) установки в технологических режимах. Они вырабатываB ют и подают команды на выполнение в опB ределенной последовательности операций: выбора направления и скорости движения, пуска, торможения, создания паузы, возобB новления движения, а также защитного отB ключения электропривода и остановка РО в аварийных режимах. Установка может иметь несколько РО, каждый из которых приводится в движение своим индивидуальным двигателем. ТребуеB мый технологический режим таких установок осуществляется согласованной работой двигаB телей, которая обеспечивается ДЛСУ. К поB добным установкам могут быть отнесены, наB пример, лифт, имеющий в качестве РО кабиB ну, дверь кабины, дверь шахты; станок с инстB рументальным магазином и механизмом подаB чи инструмента; многокоординатный манипуB лятор и т.п. При синтезе ДЛСУ исходят из заданного технологического цикла движения РО, по коB торому составляется последовательность всех операций, необходимых для выполнения цикла [13], например загрузка РО, пуск двиB гателя для движения в нужном направлении с требуемой скоростью, торможение и останов двигателя, создание паузы для разгрузки РО и т.д. Каждой отдельной операции соответствуB ет определенная часть ДЛСУ — узел ДЛСУ. Такими узлами можно воспользоваться как «кирпичиками» для построения всей системы управления. Выполняемый на основе узлов

147

синтез носит название синтез методом типо вых узлов. Идея данного синтеза заключается в осуB ществлении двух процедур: декомпозиции — выделении в составе создаваемой ДЛСУ функB циональных узлов, соответствующих необхоB димым технологическим операциям, и ком позиции — воссоединении узлов в единую сисB тему управления. Данные процедуры выполняB ются поэтапно: 1) выделение отдельных операций для ДЛСУ и составление последовательности их выполнения; 2) выбор и составление узлов ДЛСУ для выделенных операций; 3) выполнение электрических соединеB ний узлов и составление принципиальной схеB мы ДЛСУ; 4) проверка составленной схемы ДЛСУ детальным анализом ее работы. Выполнение этапа 1 представляет собой составление алгоритма работы ДЛСУ в той или иной форме. От того, насколько праB вильно и точно составлены операции, завиB сят правильность отбора узлов и работоспоB собность синтезируемой ДЛСУ в целом. Для выполнения синтеза ДЛСУ имеются опредеB ленные приемы формализации синтеза с исB пользованием математического описания ДЛСУ. Математическое описание ДЛСУ. Общей функциональной моделью ДЛСУ является ко нечный автомат (КА) — многополюсник с m входами и r выходами (рис. 2.11, а). На входы от датчиков и командных аппаратов поступают дискретные сигналы — логические двухуровB невые переменные xi. На выходах выделяются дискретные управляющие воздействия — лоB гические переменные yi. В преобразовании входных переменных в выходные участвуют в общем случае некоторые внутренние переменB ные (q1, q2, …, ql). Таким образом, переменные yi являются функциями от входных и внутренB них переменных КА.

Рис. 2.11. Конечный автомат (а) и векторное представление его переменных (б)

148

Глава 2. УПРАВЛЕНИЕ КООРДИНАТАМИ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Число возможных значений для m входB ных, l внутренних и r выходных переменных КА равно соответственно 2m = M; 2l = L; 2r = R, конечно и само число возможных функций, выделяющихся на выходах КА. Состояние КА на каждом устойчивом такте характеризуется наборами значений переменных на входе, внутри и на выходе КА: Xi = {x1i, x2i, …, xmi} — iBй набор значений m входных переменных (iBе состояние входов), где i = 1, 2,…, М — номер набора; {X1, X2, …, XM} — множество всех состояB ний входов; Qi = {q1i, q2i, …, qli} — iBй набор значений l внутренних переменных (iBе состояние КА), где i = 1, 2, …, L — номер набора; {Q1, Q2, …, QL} — множество внутренних состояний КА; Yi = {y1i, y2i, …, yri} — iBй набор значений r выходов (iBе состояние выходов КА), где i = 1, 2, …, R — номер набора; {Y1, Y2, …, YR} — множество состояний выходов. Данные наборы значений переменных могут рассматриваться как векторные переB менные на входе и выходе КА (рис. 2.11, б). ВременнÏми интервалами КА являются такты. На устойчивом такте состояние КА может сохраняться сколь угодно долго. ПереB ход из одного состояния в другое осуществB ляется на неустойчивом кратковременном такте (такте включения или отключения апB парата). В зависимости от способа перехода коB нечный автомат относится к асинхронному или синхронному типу. В асинхронном КА смена тактов вызывается изменением уровня переB менной. В синхронном КА такты сменяются по той же причине, но только в моменты дейB ствия синхронизирующих импульсов, создаB ваемых генератором неизменной частоты. В зависимости от способа формирования логиB ческих функций конечные автоматы подраздеB ляются на однотактные, или комбинационB ные, и многотактные, или КА с памятью. В комбинационных КА функции q и y формируB ются на одном устойчивом такте по значениям входных переменных х на данном такте:

ний входных переменных х на данном такте и от значений q на предыдущем такте n - 1 : q[n] = j(x[n], q[n - 1]); y[n] = y(x[n], q[n - 1]), т.е. q и y не являются однозначными функцияB ми х, а зависят от предыдущего состояния КА. Функциональное содержание КА как многополюсника (см. рис. 2.11, а) определяетB ся системами l функций переходов qi[n] = jI(x1[n], x2[n], …, xm[n], q1[n - 1], q2[n - 1], …, ql[n - 1]), где i = 1, 2, …, l, и r функций выходов yi[n] = yI(x1[n], x2[n], …, xm[n], q1[n - 1], q2[n - 1], …, ql[n - 1]), где i = 1, 2, …, r. Если перейти от отдельных функций qi[n], qi[n - 1], yi[n] и входных переменных xi[n] к их наборам значений Q[n], Q[n - 1], Y[n], X[n], то вместо l + r функций с m + l переменB ными получим две функции от двух переменB ных: функцию переходов Q[n] = j (X[n], Q[n - 1])

(2.1)

и функцию выходов Y[n] = y (X[n], Q[n - 1]).

(2.2)

Функциям (2.1), (2.2) соответствует струкB турная схема конечного автомата в векторной форме (рис. 2.12). Для логических функций переходов и выB ходов, как и для любой математической функB ции, существуют три формы их представления: табличная, графическая и аналитическая. ТабB

q[n] = j(x[n]); y[n] = y(q[n], x[n]) = f(x[n]). В многотактном КА функции q и y на такте n формируются в зависимости от значеB

Рис. 2.12. Структурная схема КА: КС1, КС2 — комбинационные схемы, формиB рующие функции переходов и выходов; ЭП — элемент памяти; хс — синхронизирующий сигнал

ДИСКРЕТНЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ДВИЖЕНИЕМ личная форма выражений (2.1) и (2.2) имеет вид прямоугольной матрицы со столбцами наB боров Xi[n] и со строками наборов Q[n - 1]. Однако табличное представление недосB таточно наглядно, в нем не отражен процесс перехода КА из одного состояния в другое. БоB лее наглядным оказывается графическое изоB бражение функций переходов и выходов в форме графов и циклограмм. Граф можно построить исходя из таблиB цы переходов и выходов. Вершинами графов являются L разных состояний КА, которые можно выделить из клеток таблицы. Переход из состояния Q[n - 1] в состояние Q[n] изоB бражается направленной дугой с указанием на ней набора X[n], соответствующего данноB му переходу [9]. Граф оказывается более комB пактным в изображении, чем таблица. В нем отсутствуют повторяющиеся наборы Q[n]. Однако в графе не отражается временной процесс смены состояний КА, который важB но иметь для управления движением РО электроприводов. Циклограмма работы КА весьма наглядB но отражает временной процесс управления, но ценой более громоздкого графического изображения, в котором участвуют все переB менные проектируемой ДЛСУ. Однако в синB тезе методом типовых узлов необходимость в построении циклограммы возникает при разB работке только отдельных узлов, а не всей сисB темы управления. Поэтому при решении воB просов анализа и синтеза ДЛСУ электроприB водов предпочтение отдается методу циклоB грамм. Составленные тем или иным способом таблица, граф или циклограмма для функций переходов и выходов представляют собой соB ответствующую форму алгоритма КА. Переход от данного алгоритма к его реализации аппаB ратным или программным способами упрощаB ется, если перевести алгоритм в аналитичеB скую форму, т.е. в форму структурных формул алгебры логики. Из теоремы разложения следует, что люB бая логическая функция (Y) многих переменB ных (z1, z2, …, zm) может быть представлена в следующей форме [12]: Y = f(z1, z2, …, zт) = = z1f(1, z2, …, zm) + z1f(0, z2, …, zm). (2.3) Теорема доказывается проверкой данного разложения подстановкой значений z1 = 1 и

149

z1 = 0 в формулу (2.3). Разложив каждое слаB гаемое выражения (2.3) последовательно по этой формуле и по всем переменным zi, полуB чим соотношение для функции Y : 1 Y = K11 × f (Z1) + K 21 × f (Z 2) + ... + K M × f (Z M ) = M

= å K 1j ×f (Z j ),

(2.4)

j =1

1 где K 1j = z11 j z21 j ×...× zmj = 1 — конституент единиB цы; f(Zj) - значение функции для jBго набора переменных; j = 1, 2, …, M; М = 2m; zij1 = 1 — единичная форма iBй переменной zij в jBм наB боре m переменных; zij1 = zij , если zij =1, и zij1 = zij , если zij = 0. В выражениях (2.3), (2.4) и в последуюB щих знаки суммирования (+, å), умножения (×), и черта над переменной означают соответB ственно логические операции дизъюнкции («ИЛИ»), конъюнкции («И») и инверсии (отB рицания) («НЕ»). Среди общего числа наборов M = 2m есть М1 таких, для которых f(Zj) = 1, и М0 таких, для которых f(Zj) = 0. При этом выражение (2.4) можно представить в виде M1

M0

j =1

j =1

Y = å K 1j × f (Z j )1 + å K 1j × f (Z j )0 .

(2.5)

Из формулы (2.5) следует дизъюнктивная нормальная форма (ДНФ) представления логиB ческой функции: M1

1 , Y = å K 1j = K11 + K 21 + ... + K M

(2.6)

1

j =1

т.е. любая логическая функция может быть представлена дизъюнкцией конституентов едиB ницы для тех наборов значений переменных, для которых функция равна 1. Так как второе слагаемое в формуле (2.6) равно нулю, то в ДНФ для набора М0 M0

å K 1j = Y

и

j =1

1 1 . Y = (Y ) = K11 + K 21 + ... + K М = K11K 21 ´ ...´ K М 0

0

1 Поскольку K 1j = z11 j z21 j ×...× zmj = z11j + z21 j + ... 1 , то, введя обозначение для нулевой форB ...+ zmj

мы iBй переменной в jBм наборе - zij0 = zij1 = 0 и

Глава 2. УПРАВЛЕНИЕ КООРДИНАТАМИ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

150

для конституента нуля - K 0j = K11 = z10j + z20 j +... ...+

0 zmj

= 0, получим так называемую конъюнк

тивную нормальную форму (КНФ) представлеB ния логической функции: М0

0 = Õ K i0 , Y = K10 × K 20 ×...× K M 0

(2.7)

i =1

т.е. любая логическая функция может быть представлена конъюнкцией конституентов нуB ля для тех наборов значений переменных, для которых функция равна нулю. Синтез ДЛСУ методом циклограмм. МеB тод циклограмм представляет собой опредеB ленную формализацию процедуры синтеза ДЛСУ методом типовых узлов. Таблица пеB реходов и выходов, граф, циклограмма — это формы математического описания, форB мы представления конечного автомата. ЗаB дача первой части синтеза - преобразовать технологическое задание на работу электроB привода в одну из данных форм алгоритма, по которой составляется завершенный анаB литический алгоритм в виде структурных формул. Задача второй части синтеза - пеB рейти к практической реализации полученB ного алгоритма, выбрав ту или иную элеB ментную базу. В рассматриваемом методе синтеза инB струментом формирования алгоритма ДЛСУ выбирается циклограмма, поскольку решаетB

ся задача автоматизации движения РО элекB троприводов в технологическом цикле их раB боты. Практически оказывается достаточно использовать метод циклограмм для поB строения не всей ДЛСУ, а ее отдельных наиB более сложных в функциональном отношеB нии узлов. В процедуре подобного синтеза выделяB ются две части: абстрактный синтез - процесс преобраB зования исходного технологического задания на работу электропривода в завершенный алB горитм конечного автомата в виде структурB ных формул алгебры логики; структурный синтез - процесс преобраB зования алгоритма в ДЛСУ на выбранной элеB ментной базе. Поскольку результатом абстрактного синB теза являются структурные формулы, а средB ством их получения служит циклограмма, то необходимо установить взаимосвязь циклоB грамм со структурными формулами. Для проB стейшей циклограммы с одной выходной пеB ременной и одним периодом включения выB деляются две обобщенные входные переменB ные: функция включения S ¢ и функция отклю чения S ¢¢ (рис. 2.13, а). Функция S ¢ приобретает на включающем такте Dtв единичное значение (логическая 1) и сохраняет его на всем включающем интервале t в¢ . Функция S ¢¢ имеет также единичное значеB ние на всем включающем интервале, но обнуB

' е такты и периоды (а), входные и выходные Рис. 2.13. Функции включения, отключения, временны переменные (б) циклограммы: Тц — время цикла

ДИСКРЕТНЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ДВИЖЕНИЕМ ляется на отключающем такте Dtо. Функция S ¢ осуществляет включающее воздействие на выB ходную переменную у, переводя ее из нулевоB го состояния в единичное. Функция S ¢¢ выполB няет отключающее воздействие на переменB ную у, переводя ее из единичного состояния в нулевое. Штриховые линии на рис. 2.13, а означаB ют, что функции включения и отключения моB гут иметь на указанных интервалах как едиB ничные, так и нулевые значения. В качестве функций S ¢ и S ¢¢ могут быть и отдельные переB менные, и объединения переменных в дизъB юнктивной или конъюнктивной форме. НаB пример, х2 + х1 = S ¢, х 3 х 4 = S ¢¢ (рис. 2.13, б). В рассматриваемой циклограмме у = 1 только на одном периоде включения tв, когда S ¢ = 1 и S ¢¢ = 1. На всех других устойчивых тактах у = 0. Тогда, согласно ДНФ [см. формулу (2.6)], для функции Y структурная формула определится как: Y = S ¢S ¢¢. Если циклограмма для Y имеет n периоB дов включения, то n

Y = å S i¢S i¢¢, i =1

где S i¢, S i¢¢ — функции включения и отключения на iBм периоде включения. Циклограмма, отражающая операцию заB держки времени, приведена на рис. 2.14. При заB держке времени на включение tвкл (рис. 2.14, а) Y = S ¢S ¢¢[+t вкл ] и при задержке времени на отключение tоткл (рис. 2.14, б) Y = S ¢S ¢¢[+t откл ].

151

На основе циклограммы ДЛСУ определяB ются описывающие ее структурные формулы, являющиеся алгоритмом управления. По структурным формулам затем составляется и принципиальная схема ДЛСУ. Основные этапы синтеза методом циклоB грамм в составе выделенных его двух частей следующие: 1) составление исходной циклограммы по технологическому заданию на движение элекB тропривода; 2) преобразование исходной циклограмB мы в реализуемую циклограмму; 3) составление структурных формул по реализуемой циклограмме; 4) выбор элементной базы для ДЛСУ; 5) составление принципиальной схемы ДЛСУ при аппаратном способе управления или программы работы универсального управB ляющего устройства (программируемого конB троллера) при программном способе управлеB ния; 6) проверка правильности работы построB енной ДЛСУ. Этапы 1–3 представляют собой абстрактB ный синтез, этапы 4–6 - структурный. Под реализуемой циклограммой подразуB мевается циклограмма, не противоречащая законам алгебры логики и практически выB полнимая с помощью аппаратуры. В основе реализуемости циклограммы лежит принцип однозначности логических функций: одинакоB вым состояниям КА соответствуют лишь одиB наковые значения выходной переменной, или наоборот: разным значениям выходной переB менной могут отвечать только разные состояB ния КА. Но разным состояниям КА могут соотB ветствовать как разные, так и одинаковые знаB чения выходной переменной. Состояние КА определяется по входным (независимым) xi и

Рис. 2.14. Циклограммы, отражающие операции задержки времени на включение (а) и отключение (б)

152

Глава 2. УПРАВЛЕНИЕ КООРДИНАТАМИ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 2.15. Примеры нереализуемых циклограмм с нарушением принципа однозначности на тактах 1, 3 (а) и 2, 4 (б) внутренним (дополнительным) qi переменным. На рис. 2.15 приведены примеры нереализуеB мых циклограмм. При одинаковых состояниях на устойчиB вых тактах 1 и 3 (рис. 2.15, а) и тактах 2 и 4 (рис. 2.15, б) имеют место разные значения выходной переменной у. Следовательно, приB веденные циклограммы нереализуемы. Если по нереализуемой циклограмме поB строить узел ДЛСУ, то он либо не будет вклюB чаться или отключаться, либо станет давать ложные включения или отключения. Общее достаточное условие реализуемости циклограммы формулируется следующим обраB зом: чтобы из нереализуемой циклограммы получить реализуемую, достаточно ввести доB полнительные переменные так, чтобы создать на всех устойчивых тактах цикла различные состояния КА. Данное достаточное условие можно разделить на три обязательных условия реаB лизуемости циклограммы. Необходимо, чтобы: 1) S ¢ = const = 1 для интервала t ³ t в¢ от наB чала Dtв . 2) S ¢¢ = const = 1 для интервала t ³ t в¢ до наB чала Dtо и S ¢¢ = 0 для интервала t > Dtо от начала Dtо. 3) S ¢S ¢¢ = 0 для интервала t = tо. Условия 1 и 2 обеспечивают у = 1 для t = = tв, а условие 3 исключает у = 1 для t = tо. Сформулированные три условия графически иллюстрируются циклограммой, приведенной на рис. 2.14, а. Выполнение всех трех необхоB димых условий окажется достаточным для реаB лизуемости циклограммы.

Для выполнения условий 1–3 имеются три способа. С п о с о б 1. Если S ¢ = V ¹ const, то ввоB дится такая дополнительная переменная q ¢, чтобы V + q ¢ = const на интервале t в¢ . Тогда y = (V + q ¢)S ¢¢. С п о с о б 2. Если S ¢ = W ¹ const, то ввоB дится такая дополнительная переменная q ¢¢, чтобы W + q ¢¢ = const на интервале t в¢ . Тогда y = (W + q ¢¢)S ¢. С п о с о б 3. Если S ¢S ¢¢ ¹ 0 на tо, то вводитB ся такая дополнительная переменная q ¢¢¢, чтобы S ¢S ¢¢q ¢¢¢ = 0 на интервале tо. Тогда y = S ¢S ¢¢q ¢¢¢. Для вводимых дополнительных переB менных должны определяться функции включения и отключения. В качестве дополB нительных переменных могут использоваться и некоторые входные и выходные переменB ные, имеющиеся в исходной циклограмме, если их комбинации удовлетворяют условиям 1–3 (рис. 2.14, б).

2.4. ЛОГИЧЕСКИЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ НА ОСНОВЕ ФАЗЗИЛОГИКИ Общие положения и принципы фаззило гики. ДЛСУ, построенные на двухуровневых дискретных элементах релейного типа, усB пешно решают задачи автоматизации рабоB ты электроприводов в технологических цикB лах и относятся к верхнему уровню управлеB ния. Методической основой их построения является классическая логика с булевой алB геброй.

ЛОГИЧЕСКИЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ НА ОСНОВЕ ФАЗЗИBЛОГИКИ ДЛСУ в состоянии решать и некоторые задачи нижнего уровня управления, выполняя функцию регулятора с несложным нелинейB ным алгоритмом релейного действия. ПримеB ром может быть регулятор, осуществляющий режим позиционирования, т.е. перемещения РО в некоторую позицию, где должно быть достигнуто его положение равновесия. Для данного режима можно составить следующий алгоритм управления [18]: если знак отклонения Dх = х - хуст РО от установившегося положения равновесия хуст * и знак производной отклонения D x совпадают, то РО удаляется от положения равновесия и требуется большое управляющее воздействие Uу с противоположным знаком. Если же знаки * Dх и D x различны и значение скорости доста точно, то управляющее воздействие Uу может быть равно нулю.

153

Данный алгоритм можно представить треB мя математическими усло виями: *

*

ЕСЛИ Dх ³ а И D x = x ³ -b, ТО Uу = -1; * ЕСЛИ Dх £ а И D x £ b, ТО Uу = +1; ИНАЧЕ Uу = 0. Единичные значения Uу следует понимать как максимальные логические уровни с разB ными знаками, соответствующие необходимоB му значению физического управляющего возB действия. Если принять за объект управления шаB рик, перемещающийся по некоторой поверхB ности, а за управляющее воздействие Uу силу, прикладываемую к шарику (рис. 2.16, а), то сформулированные условия представляют соB бой необходимые условия устойчивости ОУ в положении равновесия. В совокупности данB

Рис. 2.16. Объект управления (а), фазовый портрет его движения (б) и схема реализации логического алгоритма управления (в)

154

Глава 2. УПРАВЛЕНИЕ КООРДИНАТАМИ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

ные условия будут и достаточными, но при наB личии силы трения. Для более общего случая ОУ, например сложной электромеханической системы, соB вокупность сформулированных условий соB храняется как приближенное условие устойB чивости, которое может быть эксперименB тально или расчетно скорректировано в отB ношении параметров а, b, Uу. Для значений нелинейной функции управления Uу в плосB * кости Dх, D x выделено три области (рис. 2.16, б). Если в начальный момент вреB мени объект управления (шарик) находится на расстоянии от положения равновесия * Dхнач < -а и имел скорость D x наR > b, то, соB гласно алгоритму управления Uу = 0, и двиB жение шарика будет продолжаться до полоB жения Dх = а с неизменной скоростью * * D x = D x наR при отсутствии трения или с уменьшающейся скоростью при его налиB чии. В момент Dх = а управляющее воздейB ствие Uу = -1, начинается торможение, а заB тем — движение в обратном направлении. Шарик будет совершать затухающие колебаB ния вокруг положения равновесия, пока не остановится гдеBто внутри интервала [-а, а]. Недостатками приведенного алгоритма являются колебательный характер движения около положения равновесия и возникновение режима автоколебаний при моменте трения, равном нулю. Причина колебаний вокруг положения равновесия — отсутствие необходимого управB ления в зоне, где Uу = 0. Это — следствие ограB ниченной регулирующей возможности двухB уровневой жесткой логики. Недостаток такого алгоритма, построенB ного на основе классической жесткой логики, можно устранить, если использовать так назыB ваемую фаззиBлогику. На ее основе можно обеспечить устойчивое высококачественное позиционирование и при отсутствии момента трения. ФаззиBлогика (ФЛ) в переводе с английB ского — нечеткая, нежесткая, приближенная логика. Родившаяся в 60Bе годы прошлого веB ка как развитие теории множеств примениB тельно к информационным системам [16], она находит сегодня все большее применение в различных технических системах как средство управления. Применительно к электроприводу фаззиBлогика используется для определенного класса задач управления как нижнего, так и верхнего уровня.

В отличие от классической логики с двуB мя качественными или количественными уровнями («истинно–ложно», «да–нет», «едиB ница–ноль»), которая не позволяет описать многообразие, многоцветность мира и ассоB циативный (объединяющий в общие понятия) способ мышления человека; ФЛ использует многоуровневое представление физических веB личин (табл. 2.3). В левой части таблицы физические велиB чины, факты, утверждения делятся жестко, бесB компромиссно, на два уровня. В правой части таблицы кроме крайних двух уровней имеются и промежуточные. При этом переход от одного уровня к другому не резкий, а с перекрытием соседствующих уровней. Для определенных физических величин и фактов их двухуровневое классическое представление «истинно–ложно», «да–нет» полностью справедливо и точно. НаB пример, на вопрос: движется ли РО, можно отB ветить только однозначно «да» или «нет». Но на вопрос: как движется РО (быстро, медленно, очень медленно), двухуровневая логика не дает ответа, а ФЛ позволяет его получить. Выделение уровней в логике — это ассоB циативное свойство мышления человека, коB гда качественная характеристика физических величин и процессов, формируемая словесно (прилагательными, наречиями), оценивается количественно не отдельными числами, а неB которыми числовыми множествами с нерезкиB ми границами. 2.3. Примеры уровней в классической и фаззилогике Уровень в классической логике

Уровень в ФЛ

Световой фон: Световой фон: белый–светB белый–черный лоBсерый–темноBсерый– черный Тепловой реB жим: холодB ный–теплый

Тепловой режим: холодB ный–прохладный–теплый– жаркий

Скорость двиB Скорость движения: нулеB жения: нулеB вая–малая–средняя–больB вая–ненулевая шая Утверждение какогоBлибо факта: да–нет

Утверждение какогоBлибо факта: да–скорее да, чем нет–ни да, ни нет–скорее нет, чем да–нет

ЛОГИЧЕСКИЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ НА ОСНОВЕ ФАЗЗИBЛОГИКИ Фундаментальным понятием ФЛ, введенB ным ее основоположником — американским проф. электротехники Л. Заде, является фаззимножество (ФМ). В математической лоB гике есть общее понятие множества как сово купности объектов, каждый из которых должен обладать или не обладать определенным свойст вом. Это множество характеризуется только одним показателем: все его объекты равноценB ны относительно определяющего его свойства. В отличие от данного понятия множества фаз зимножество характеризуется двумя показа телями: вопервых, фактом принадлежности объектов ко множеству и, вовторых, степенью их принадлежности к данному множеству. Применительно к техническим системам объектами ФМ являются значения некоторой физической переменной: значение температуB ры, скорости перемещения, электрического напряжения, тока и т.д. Словесное (лингвисB тическое) выражение физической переменной считается логической переменной в ФЛ. Свойством, объединяющим значения физичеB ской переменной в ФМ, является выделенная некоторая качественная оценка в лингвистиB ческой форме для логической переменной, наB пример отрицательная малая (NS), нулевая (Z), положительная средняя (РМ), положительная большая (РВ) и т.п. Данные качественные оценки ФМ называются термами. Степень принадлежности значений физической переB менной x к ФМ, к данному терму, определяетB ся так называемой функцией принадлежности (ФП) m(х). Значения ФП определяются в пределах 0…1 на интервале х от х = а , где m(а) = 0, до х = b, где m(b) = 0. Внутри интервала [а, b] есть точка х = с, где m(с) = 1. По своему виду m(х) напоминает функцию распределения веB роятности величины х с максимумом плотноB

155

сти вероятности, равным единице, события А, названного термом, в точке х = с и с плавным уменьшением от 1 в обе стороны до 0. СходстB во m(х) с функцией распределения вероятности лишь внешнее, а по существу определения паB раметров ФП — формы, места расположения центра с и границ интервала х возлагается на эксперта в соответствующей области. ФизичеB ская переменная на заданном интервале Х ее измерения от хmin до хmax характеризуется ряB дом ФМ (А1, А2, …, Аn) с функциями принадB лежности m1(х), …, mn(х). На рис. 2.17 в качестве примера переменB ная температура помещения представлена терB мами: положительная низкая (РS) для х = Т = = 4…17 °С; положительная средняя (РМ) для x = = 12…27 °С; положительная высокая (РВ) для x > 23 °С. Выделенным ФМ А1, А2, А3 соответB ствуют ФП m1(х), m2(х), m3(х) с центрами с1, с2, с3, в которых m(х) = 1. Сама суть ФЛ в ее нежесткости и приB ближенности обуславливает наличие участков перекрытия термов [аi + 1, bi], где нарушается однозначность принадлежности значений пеB ременной х только одному терму. Ширина участков перекрытия может быть различной, в пределе и нулевой. Но максимальная шириB на ограничивается очевидным условием: там, где для одного терма mi(х) = 1, для другого моB жет быть 1 > mi ± 1(х) > 0 с исходным условием mi ± 1(x) = 0. При построении ФП приоритетное значение приобретает расстановка центров ФП, где имеет место m(сi) = 1, что означает бесспорную принадлежность значения х = сi к соответствующему терму. Если ФП для температуры помещения составлены экспертомBмедиком, то темпераB тура Т = 20 °С, как наиболее комфортная для самочувствия человека, будет принята за среднюю, но Т = 10 °С бесспорно холодная,

Рис. 2.17. Пример ФМ и ФП

156

Глава 2. УПРАВЛЕНИЕ КООРДИНАТАМИ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

когда требуется включение обогревателя, а Т = 30 °С — несомненно высокая, когда неB обходимо включение кондиционера. Но при Т = x температура относится одновременно к двум термам: РS и РМ, и возникает проблеB ма, какое из двух значений ФП принять. Данная проблема решается компромиссно, на основе принципов совмещения множеств, изB вестных из математической логики в форме трех операций: – усреднения, или конъюнкции, K(m1, m2) = = m1 Ù m2 = min[m1(х), m2(х)] — принцип миниB мума; – объединения, или дизъюнкции, D(m1, m2) = = m1 Ú m2 = max[m1(х), m2(х)] — принцип максиB мума; – инверсии, или дополнения, m( x ) = 1 - m( x ). Операции K(m1, m2) и D(m1, m2) взаимосвяB заны: K(m1, m2) = 1 - D(m1 , m 2); D(m1, m2) = 1 - K (m1 , m 2). Результат операций усреднения и объеди нения ФМ А1 и А2 одной переменной х привеB ден на рис. 2.18, а. Штриховая линия означает конъюнкцию двух ФП (m1 Ù m2), сплошная лиB ния — дизъюнкцию двух ФП (m1 Ú m2). ОпераB ции усреднения и объединения ФМ А1i и А2j двух разных переменных х1 и х2 выполняются в каждый фиксированный момент времени ti, когда х1 = x1(ti ) и х2 = x2(ti), также по принциB пам минимума [m1(xi) Ù m2(x2)] и максимума [m1(x1) Ú m2(x2)] (рис. 2.18, б). Аналогичные операции могут применяться и для большего числа ФМ и переменных. Приведенные выше операции позволяют принять одно определенное значение функB ции принадлежности в зоне взаимного переB крытия ФМ с неоднозначной к ним принадB лежности измеренного значения переменной.

Это дает основание для принятия определенB ного решения и относительно значения выB ходной переменной у, являющейся управляюB щим воздействием в системе с фаззиBуправB лением. Структура и алгоритм фаззиуправления. ФЛ является основой некоторых интеллектуB альных СУ. К понятию «интеллектуальные» относят сегодня многие системы управления, в том числе те, которые в той или иной форме имитируют систему мышления человека с цеB лью решения технических, экономических, информационных задач. Так называемые «нейронные сети» на компьютерном уровне моделируют приближенно структуру мозговой системы человека. Ценное свойство нейронных сетей, вытеB кающее из мозговой деятельности человека, — обучаемость, т.е. возможность с помощью опB ределенного правила обучить систему преобB разовывать входные воздействия (данные) в желаемые выходные действия (данные). На основе этого свойства нейронные сети расB сматривают как универсальный аппроксимаB тор, способный реализовывать любые преобB разования входных воздействий или данных в выходные. К другому типу интеллектуальных СУ относятся системы с фаззиBуправлением. В этих системах моделируется не структура мозговой системы человека, как в нейронных сетях, а процесс мышления человека — проB цедура принятия им решения. Схема данного процесса такова: оценки условий ситуации — их восприятие — принятие решения (логичеB ское заключение) на основе базы знаний — исполнение. Например: ЕСЛИ реактивный ток цеховой подстанB ции положительный большой, ТО ток перевозB

Рис. 2.18. Операции усреднения и объединения ФЛ для одной переменной (а) и для двух разных пе ременных (б)

ЛОГИЧЕСКИЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ НА ОСНОВЕ ФАЗЗИBЛОГИКИ буждения синхронного компенсатора дать большой; ЕСЛИ температура воздуха положитель ная низкая И влажность высокая, ТО ток элекB тронагревателя дать средний; ЕСЛИ давление в котле выше нормального ИЛИ температура очень высокая, ТО топливB ный вентиль закрыть. В более кратной форме можно запиB сать так: ЕСЛИ х есть А, ТО у есть В; ЕСЛИ х1 есть А1 И х2 есть А2, ТО у есть В1; ЕСЛИ х1 есть А1 ИЛИ х2 есть А2, ТО у есть В2. Здесь выражения «х есть А», «у есть В» озB начают, что значение переменной х принадлеB жит ФМ А, значение переменной у принадлеB жит ФМ В. Приведенные записи в развернутой или свернутой форме представляют собой правила, определяющие взаимосвязь входных и выходB ных переменных функций фаззиBлогики. Как и в классической логике, в ФЛ логические функB ции формируются операторами конъюнкции (И) или дизъюнкции (ИЛИ), но не с числами 0 и 1, а с ФМ Аi и Вj. Приведенная третья форма правила с двумя входными переменными х1 и х2, объединенными оператором ИЛИ, может быть заменена первой формой правила для каB ждой переменной в отдельности: ЕСЛИ х1 есть А1, ТО у есть В; ЕСЛИ х2 есть А2, ТО у есть В.

157

Поэтому основной формой правил для многих входных переменных остается их усB реднение, т.е. конъюнкция: ЕСЛИ x1 є А1,i1 И x2 є А2,i2 И … … И xn є Аn,in, ТО h є Вj,

(2.8)

где x1, x2, … xn — измеренные конкретные значения входных физических переменных х1, х2, …, хn; h — вычисленное конкретное значение физической выходной переменной у; А1,i1, А2,i2, …, Аn,in — термы входных переB менных, первый индекс которых означает номер переменной, а второй индекс — ноB мер терма; Вj — терм с номером j выходной переменной. Набор соответствующих выражению (2.8) правил является алгоритмом фаззиBуправлеB ния. В структуре фаззиBуправления можно выделить, как и в любой традиционной сисB теме, управляющую часть — систему управB ления и объект управления. Собственно система фаззиBуправления состоит из четыB рех блоков, выполняющих последовательно в три этапа процедуру формирования алгоB ритма управления как функции управляюB щих воздействий у от входных переменных х1 , х2, …, хn (рис. 2.19). Блок фаззификации Ff преобразует входные физические переB менные х1 , х 2, …, х n в термы Аi лингвистичеB ских переменных и выделяет для каждого

Рис. 2.19. Блочная структура системы фаззиуправления

158

Глава 2. УПРАВЛЕНИЕ КООРДИНАТАМИ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

момента времени (для каждого временного такта) значения ФП m i (хi ) для активизироB ванных правил. Блок логического заключения Inf в соотB ветствии с правилами, заложенными предваB рительно экспертом в блок базы знаний RAM, определяет термы Вj выходной лингвистичеB ской переменной и присваивает им согласно принципам ФЛ значения функции принадB лежности mj(у). Блок дефаззификации Dff преобразует термы Вj в управляющий сигнал у = h. Если фаззиBуправление должно вырабатывать неB сколько управляющих воздействий, то такое многоканальное фаззиBуправление можно расB сматривать как несколько параллельно рабоB тающих фаззиBустройств. Рассмотрим вопрос формирования алгоB ритма фаззиBуправления в приведенной на рис. 2.19 структуре [11]. Основу алгоритма составляет свод праB вил, который находится в блоке базы данных. Для n входных переменных, каждая из котоB рых имеет m термов, максимальное число праB вил mn. Правила составляются экспертом на основании его понимания задачи управления. Если речь идет о регулируемой динамической системе со сложным или неполным математиB ческим описанием, то за основу алгоритма управления может быть принято условие усB тойчивости релейноBуправляемой системы, но в расширенной логической форме. РассмотB рим свод правил. 1. Чем больше по модулю отклонение |Dx| координаты х от желаемого уровня равновесия хжел, тем больше должно быть противодейстB вующее этому отклонению управляющее возB действие 2. Чем больше тенденция к увеличению отклонения |Dx|, тем больше должно быть противодействующее ей управляющее воздейB ствие. 3. При большом отклонении |Dx| и больB шой тенденции к его уменьшению |Dx| требуетB ся нулевое или небольшое управляющее возB действие, уменьшающее |Dx| . Если объект управления имеет полное математическое описание, то за основу может быть принят линейный алгоритм, решающий заданную задачу управления линеаризованным объектом. Соответствующие найденному алгоB ритму правила проверяются (экспериментальB но или расчетно) и при необходимости корB ректируются.

Правила составляются с учетом следуюB щих рекомендаций: 1) свод правил должен быть достаточно полным для выполнения поставленной задачи управления, без неучтенных возможных ситуаB ций с измеряемыми координатами, уводящих процесс изBпод контроля; 2) каждое правило должно быть проB стым, содержащим одно условие и одно заB ключение; 3) для получения более качественного процесса управления не должно оставаться не перекрытых хотя бы двумя правилами ФМ; 4) чем разнообразнее тестовые сигналы в процессе составления алгоритма, тем менее чувствительную к появлению в условиях эксB плуатации непредусмотренных возмущающих воздействий систему можно получить. Дополнительно к своду правил в состав алгоритма входят функции принадлежности, определяющие количественную взаимосвязь физических переменных с лингвистическими, т.е. с термами. К форме ФП m(х) предъявляютB ся минимальные требования вследствие приB ближенного принципа управления на основе ФЛ. Важно, чтобы функция m(х) плавно наB растала от нуля при х = а до максимального, равного 1 при х = с, и плавно снижалась до нуB ля при х = в (см. рис. 2.17). Для простоты математического описания ФП представляются обычно треугольной или трапецеидальной формами. Но важными коB личественными показателями являются значеB ния левой а и правой b границ и центра с ФП. Число ФП на каждую физическую переменB ную выбирают из соображений качества управления. С увеличением числа ФП качестB во управления повышается, однако при этом усложняется алгоритм и ужесточаются требоB вания к его быстродействию. Имеющийся опыт построения систем с фаззиBуправлением показал, что трех–пяти ФП для каждой входB ной переменной и пяти–семи ФП для выходB ной переменной оказывается достаточно для приемлемого качества решаемых задач управB ления в электротехнике. Реализация алгоритма управления в регуB лируемых электротехнических системах возлаB гается на фаззиBрегулятор (ФР). Процедура построения алгоритма ФР, выполняемого поB этапно, представлена в виде структурной схеB мы (рис. 2.20). Для простого, но достаточно распростраB ненного варианта фаззиBуправления с двумя

ЛОГИЧЕСКИЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ НА ОСНОВЕ ФАЗЗИЛОГИКИ

159

Рис. 2.20. Структурная схема построения алгоритма ФР входными х1 и х2 и одной выходной у пере менными свод правил может быть представ лен компактно в виде таблицы правил (рис. 2.21). Каждая из двух входных перемен ных имеет пять термов: NB; NS; Z; PS; PB, а выходная переменная, являющаяся управ

ляющим воздействием, — семь термов: NB; NM; NS; Z; PS; PM; PВ. Рассмотрим процесс преобразования зна чений входных переменных х1 = x1 и х2 = x2 в управляющее воздействие у = h в системе фаззиуправления (см. рис. 2.19), для которой

160

Глава 2. УПРАВЛЕНИЕ КООРДИНАТАМИ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 2.21. Табличное представление алгоритма ФР с двумя входными и одной выходной пере менными имеются таблица правил и функции принадB лежности (рис. 2.21). Процедуру формироваB ния управляющего воздействия, выполняемую в три этапа, можно пояснить на примере дейB ствия двух правил (рис. 2.22):

1) ЕСЛИ x1 є А12 И x2 є А22, ТО h6 є В6 = = РМ; 2) ЕСЛИ x1 є А11 И x2 є А22, ТО h7 є В7 = = РВ. На этапе фаззификации входные физичеB ские переменные преобразуются в соответстB вующие термы. Для распространенного на практике варианта ФП треугольной формы, когда левое аi и правое bi граничные значения ФП совпадают с центром сi - 1 предыдущего ФП и с центром сi + 1 последующего ФП, т.е. аi = сi - 1; bi = сi + 1; сi = аi -1 = bi + 1, математичеB ское описание ФП имеет следующий вид: ml1(х) = 1, если х < с1; mli(х) = (х - сi - 1)/(ci - сi - 1), если сi - 1 £ х < < сi; i = 2, …, m, где m — число термов переB менной х; mri(х) = (х - сi + 1)/(ci - сi + 1), если сi £ х < < сi + 1; i = 1, …, (m - 1); mrm(х) = 1, если х ³ cm . Здесь индекс l обозначает левую сторону ФП, а индекс r — правую. Для рассматриваемого примера значения х1 = x1 и х2 = x2, измеренные в некоторый моB мент времени, определяют два значения ФП термов А12, А22 для первого правила: m12 = 0,7, m22 = 0,4 — и два значения термов А11, А22 для второго правила: m11 = 0,3, m22 = 0,4. На этапе логического заключения выходB ным термам переменной у присваиваются значения ФП входных переменных с общим

Рис. 2.22. Реализация двух правил по принципу минимумамаксимума

ЛОГИЧЕСКИЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ НА ОСНОВЕ ФАЗЗИBЛОГИКИ условием m(у) £ m(х) и конкретно для правил с оператором «И» согласно принципу миниB мума: m(у) = m6 = min(m12, m22) = m22 = 0,4 для В6 по правилу 1; m(у) = m7 = min(m11, m22) = m11 = 0,3 для В7 по правилу 2. В результате выходные термы В6 = РМ и В7 = РВ оказываются усеченными минимальB ными значениями входных функций принадB лежности. Полученные по двум активизироB ванным правилам термы В6 и В7 объединяются по принципу максимума (оператор «ИЛИ») в один общий терм: В = В6 V В7. В общем случае два значения x1 и x2 могут активизировать чеB тыре правила, которые объединят четыре выB ходных терма. Таким образом, на этапе логического заB ключения происходит преобразование входB ных термов в выходные с передачей от входа к выходу значений функций принадлежности по принципу минимума–максимума, получившеB му название min–maxрегулятор Мамдани (по имени его автора). В данном логическом заключении залоB жен некоторый компромисс по принятию решения: минимизация входных ФМ комB пенсируется определенным образом максиB мизацией выходного ФМ. Полученный реB зультирующий терм В определяет множество возможных значений управляющего воздейB ствия у. Вопрос, как выбрать одно конкретB ное значение h для физической выходной переменной, решается на третьем этапе преB образования. На этапе дефаззификации логическая переменная должна быть преобразована в определенное значение физической переB менной — управляющего воздействия. Пусть активизировано только одно правило, наB пример правило 1. Одному значению m6 = 0,4 усеченного терма В6 соответствует все мноB жество значений у — от начала терма до его конца по оси абсцисс. При этом все значеB ния у средней части терма, где m6 = const = = 0,4, равноценны по принадлежности к терB му В6, но различны по величине: в левой части они меньше, а в правой больше. Для интегральной оценки одним числом всего множества возможных значений у в ФЛ приB нимают (эвристически) абсциссу центра тяB жести площади усеченной части терма. Для

161

одного правила это центр терма. Так, для первого правила у = h6. Практически всегда бывают активизироB ваны несколько правил, для которых имеет место объединенный терм В, усеченный разB ными уровнями функций принадлежности. Методом центра тяжести усеченной площади находится интегральное значение h управляюB щего воздействия (рис. 2.22): у кон

h=

ò уm(у)dу

у наR у кон

.

ò m(у)dу

у наR

Данный метод в отношении расчета знаB чения у довольно сложен, требует много месB та в памяти управляющего устройства, сниB жая его быстродействие. Поэтому на практиB ке, вводя некоторые упрощения в данный меB тод, используют его достаточно несложную модификацию в виде так называемой синглеB тонBфункции: 4

y=

å m i ci i =1 4

,

åm i i =1

где mi — значение ФП, присвоенное iму выходB ному терму; сi — центр iго выходного терма. Выделим особенности фаззиBуправления, в основу которого положена ФЛ. Лингвистические переменные — терB мы — количественно оцениваются не отB дельными числовыми значениями, а числоB выми множествами, перекрывающими друг друга. В этом смысле фаззиBуправление слеB дует отнести к категории управления «в больB шом». ФаззиBуправление в принципе не требует знания точной модели объекта, оно организует приближенную стратегию управления, модеB лируя способ мышления человека. ФаззиBуправление позволяет выразить в простых лингвистических терминах любой необходимый для задачи управления алгоB ритм (линейный или нелинейный), который должен быть предварительно составлен эксB пертом. ФаззиBконтроллер, реализующий управB ление, — это включенная в процесс управлеB

162

Глава 2. УПРАВЛЕНИЕ КООРДИНАТАМИ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

ния и работающая в реальном времени эксB пертная система, которая применяет ФЛ для преобразования качественных логических пеB ременных — термов. Отмеченные особенности позволяют очерB тить круг задач управления, которые могут эфB фективно решаться на основе ФЛ для многих электротехнических систем. ФаззиBуправление предпочтительно тоB гда, когда необходимый алгоритм управления проще сформулировать лингвистическим пуB тем, а в тех областях применения, где возB можно и фаззиB, и традиционное управление, предпочтение отдается тому способу, котоB рый дает лучший результат по требуемому показателю. ФаззиBуправление не подходит для поB строения высокоточных систем регулироваB ния, однако может успешно использоваться для указанных систем как дополнительное реB гулирующее средство в режимах отработки больших воздействий, когда проявляются неB линейности ОУ и основной регулятор не обесB печивает удовлетворительного качества данB ных режимов. ФаззиBуправление способно придавать нелинейным системам свойство робастности (нечувствительности к малым изменениям паB раметров). Оно оказывается целесообразным как средство приближенной параметрической адаптации в установках с изменяющимися паB раметрами, где точные традиционные системы параметрической адаптации сложнее структурB но и труднее реализуемы по условиям устойB чивости. Весьма перспективно применение фазB зиBуправления в ряде сложных и трудно опиB сываемых математически технологических процессах. Для таких объектов данное управB ление с учетом дополнительных факторов, влияющих на процесс, позволяет его улучшить по различным показателям. ФЛ, моделируя процесс мышления челоB века, может заменять его в управлении самоB ходными транспортными средствами (автомаB шинист, автоводитель). Фаззиуправление в электроприводах. В реB гулируемых технических объектах требуемый алгоритм управления является определенным законом регулирования. Данный закон форB мируется программным или аппаратным споB собами фаззиBрегулятором (ФР), представB ляющим собой объединение на некоторой элементной базе трех блоков фаззиBуправлеB

ния: Ff, Inf, Dff (рис. 2.23, а). Простейший, но достаточно распространенный ФР имеет два входа и один выход со сводом правил, предB ставленным в виде одной таблицы. В более общем случае с n входами и m выходами ФР оказывается многоканальным по числу выхоB дов и функционально представляет собой m ФР с m сводами правил и с общими n входаB ми. Объединенные конструктивно данные ФР образуют управляющее устройство — фазB зиBконтроллер. Применительно к электроприводам можB но выделить два уровня для фаззиBуправления: 1) верхний, при котором осуществляется управление технологическим процессом через электроприводы, являющиеся в данном слуB чае непосредственными электромеханическиB ми регуляторами этого процесса; 2) нижний, при котором улучшаются показатели качества собственно электроприB вода, при этом ФР может быть как основB ным, так и дополнительным средством управления (рис. 2.23, б). В первом варианте объектами воздейстB вия ФР верхнего уровня могут быть простейB шие нерегулируемые электроприводы, осуB ществляющие «мягкое», приближенное поB зиционирование РО по выходным командам (например, «Приоткрыть немного вентиль», «Открыть полностью», «Прикрыть наполоB вину» и т.п.). Для управления технологичеB ским процессом могут использоваться и реB гулируемые электроприводы, обеспечиваюB щие требуемые изменения скорости РО по команде ФР (например, «Уменьшить немноB го подачу насоса», «Увеличить максимально» и т.п.). При этом системы регулирования каждого в отдельности электропривода могут выполняться и традиционными средствами, а фаззиBконтроллер обеспечивает их взаимоB связанную работу в технологическом проB цессе. В качестве примера фаззиBуправления нижнего уровня рассмотрим процедуру синтеB за ФР позиционного электропривода, подвижB ная часть которого представляет собой двухB массовую систему маятникового типа с гибкой подвеской РО. Практически это может быть электропривод тележки некоторой крановой установки (рис. 2.24). Задача управления состоит в осуществB лении электроприводом позиционирования, т.е. перемещения РО (груза массой m2) в определенную позицию с устранением

ЛОГИЧЕСКИЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ НА ОСНОВЕ ФАЗЗИBЛОГИКИ

163

Рис. 2.23. Варианты фаззиуправления с прямым (а) и дополнительным (б ) ФР: ОУ — объект управления; Р — регулятор

Рис. 2.24. Подъемнотранспортный механизм с маятниковой подвеской рабочего органа с грузом

Глава 2. УПРАВЛЕНИЕ КООРДИНАТАМИ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

164

раскачивания груза в ней. Оператор (краB новщик) на основании приобретенного опыB та работы выполняет данную задачу соответB ствующими переключениями командоконB троллера, изменяющими величину и знак управляющего воздействия — приводного моB мента Mп двигателя, создающего силу воздейB ствия на тележку: Fп = M п / r, где r - радиус приведения. ФР должен заменить оператора, что быB вает необходимо в тех условиях производства, где человек не может присутствовать. При этом система управления должна быть дополB нена датчиком угла ДУ отклонения маятникоB вой подвески от вертикали. Для построения традиционного регуляB тора потребовалось бы математическое опиB сание ОУ и затем известными из теории авB томатического управления методами синтеB за для линейных систем определить алгоB ритм регулятора. Однако данный объект управления является сложной нелинейной электромеханической системой, математиB ческое описание которой можно получить, применяя уравнения Лагранжа второго рода для координат масс m1 и m2 (без учета сил трения): d æ ¶T ç dt çè ¶x1 T =

ö ¶T d æ ¶T ÷÷ = Fп ; çç ¶ x dt 1 ø è ¶j1

m1 x12 2

+

ö ¶T ÷÷ = -m2 gl sin j; ø ¶j

m2( x1 - lj cos j)2 m2l 2j 2 sin 2 j , + 2 2

где Т — кинетическая энергия системы; x1, j — соответственно скорость массы m1 и угловая скорость массы m2; g — ускорение свободного падения; l — длина подвески. После дифференцирования получится система двух нелинейных уравнений второго порядка с двумя переменными (х1 и j): (m1 + m2) x1 - m2lcos j j + m2lj 1 sin j = Fn ; j - m2l cos jx1 = -m2 gl sin j. m2l 2 Решая данную систему уравнений отноB сительно угла j, можно получить результиB рующее уравнение второго порядка для колеB баний массы m2: m1 + m2 sin 2 j  j+ m1 + m2 +

m2 g F cos j . j2 sin jcos j + sin j = п (m1 + m2)l m1 + m2 l

При условии m2sin2j 180°. При исследовании минимальноBфазовых систем, где все нули и полюса передаточных функций системы лежат в левой полуплоскоB сти комплексных чисел, а ЛАЧХ и ЛФЧХ одB нозначно связаны между собой, достаточен анализ только ЛАЧХ системы. В этом случае значение фазы, град, при некоторой частоте wх может быть определено по соотношению [5]

Из соотношения (2.11) вытекает также простой способ определения фазы на частоB те среза wс разомкнутой системы. Если обоB значить ЛАЧХ прямого канала передачи как L1, а ЛАЧХ канала обратной связи как L2, то для частоты среза L1 + L2 = 0 или L1 = -L2. Тогда фаза при частоте среза, град, опредеB лится по ординатам DLн и DLв, отстоящим на расстоянии декады от частоты среза соотB ветственно в сторону низких и высоких часB тот (рис. 2.29, б), как

j(wх) = 2,25DL,

j(wс) = 2,25(DLн + DLв).

(2.11)

где DL — изменение ЛАЧХ на интервале, равB ном двум декадам, с частотой wх посредине, дБ (рис. 2.29, а). При своей простоте формула (2.11) дает точный результат, если ЛАЧХ имеет вид ломаB ной прямой с постоянными наклонами.

(2.12)

Анализ динамических свойств системы по ее аппроксимированным ЛАЧХ может быть показан на примере системы со структурной схемой, представленной на рис. 2.30. Здесь звенья системы с коэффициентом усиления k1 и постоянными времени Т1…Т4 образуют пряB

Рис. 2.30. Структурная схема динамической системы с обратными связями

172

Глава 2. УПРАВЛЕНИЕ КООРДИНАТАМИ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 2.31. Аппроксимированные ЛАЧХ замкнутой динамической системы мой канал регулирования, а звенья с постоянB ными времени Т8 …Т10 — канал основной обB ратной связи. Три звена с постоянными вреB мени Т5…Т7 представляют собой корректируюB щую связь, образующую второй параллельный канал отрицательной обратной связи. На рис. 2.31 представлены аппроксимироB ванные ЛАЧХ для прямого канала L1, а для цеB пей обратных связей — их обратные ЛАЧХ L2 обр и L3 обр. На характеристиках указана кратB ность их наклона для всех участков, а в точках излома даны сопрягающие частоты. ПостроенB ные ЛАЧХ дают возможность оценить устойчиB вость и степень колебательности системы. Для системы (см. рис. 2.30) ЛАЧХ прямоB го L1 и обратного L2 обр каналов без корректиB рующей связи пересекаются при частоте w1. Если сумма ординат DLн1 и DLв1 между этими характеристиками, отстоящими на расстоянии декады от частоты w1, будет > 80 дБ и, соответB ственно, по формуле (2.12) фаза в точке w1 превысит 180°, то такая замкнутая система буB дет неустойчива. При параллельной коррекции системы прежде всего обеспечивают устойчивость конB тура стабилизации, образованного прямым каB

налом и корректирующей связью. ЛАЧХ пряB мого канала L1 и обратная ЛАЧХ канала корB ректирующей обратной связи L3 обр на рис. 2.31 пересекаются дважды: при частоте w2 и при часB тоте w3 в области низких частот. Если на расB стоянии декады от частоты w2 сумма ординат между этими характеристиками DL2 = DLн2 + + DLв2 < 80 дБ, то на частоте w2 фаза будет b0 a0

Рассмотренная система адаптивного управB ления характеризуется простейшим алгоритмом сигнальной адаптации типа x a.c = h sign ( x м - x ), который можно реализовать на операционном усилителе. Однако к объекту управления предъB являются повышенные требования в отношеB нии его линейности, разрядности характериB стического полинома, диапазона допустимых

изменений параметров. При значительных изB менениях параметров нарушается скользящий режим и система может потерять устойчивость динамического процесса. Для двухконтурного электропривода с двумя изменяемыми параметрами: сопротивB лением силовой цепи и моментом инерции электропривода J — сигнальная адаптация поддерживает оптимальный процесс управлеB ния с эталонной моделью второго порядка, наB строенной, например, на модульный оптимум. Передаточный коэффициент kк.т и постоянная времени Тт контура тока изменяются незначиB тельно изBза изменений сопротивления силоB вой цепи. Параметр J может изменяться весьB ма существенно в электроприводах некоторых подъемноBтранспортных установок, роботов. Приведенной на рис. 2.39 структурной схеме АСЭМ для двухконтурного электроприB вода соответствуют передаточные функции для регулятора, эталонной модели и ОУ: Wp ( p) = kp ; Wм ( p) = WОУ ( p) =

kм ; 2Tэ.м (Tэ.м p + 1) + 1

kк.т kо.с / kд , Jр(Tт p +1)

где Тэ.м — постоянная времени эталонной модеB ли, равная расчетному значению оптимальной постоянной времени контура тока; kм = 1/ kо.с — коэффициент обратной связи по скорости; kд — коэффициент двигателя. Полученные согласно уравнению (2.31) и условиям устойчивого скользящего режима выражения b1 / b0 = 2 / Т т и a1 / a0 = 1 / Т т свидеB

Рис. 2.39. Структурная схема АСЭМ

ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДА (СУЭП) тельствуют о возможности реализовать для данного электропривода АСЭМ. Система класса АСЭМ является в общем случае сложной системой. Несколько проще оказывается система класса АСНМ, в которой функцию настраиваемой модели (НМ) выполB няет адаптивное наблюдающее устройство (АНУ) (см. рис. 2.38, б). Для рассматриваемой адаптивной системы принимается передаточB ная функция ОУ: WОУ ( p) =

у ( р) В0 pm + В1 pm -1 + ... + Вm , = U ( р) p n + D1 p n -1 + ... + Dn

(2.32)

где m < n, а параметры Bi и Di — неизменные или незначительно изменяемые во времени с неизB вестными значениями. Первая задача АНУ — оценить параметB ры Bi, Di и вектор состояния ОУ X (t ) = [ x1 , x 2, ..., x n ]т , где х1 — доступная измерению выB ходная координата y =[10 ... 0]x1. Исходную передаточную функцию (2.32) приводят к форме простых дробей, поделив числитель и знаменатель (2.32) на полином (n - 1)Bй степени ( p + l 2)( p + l 3 )...( p + l n ) с действительными отрицательными корнями l 2, l 3 , ..., l n : 1 1 b1 + b2 + ... + bn y ( р) p + l2 p + ln , (2.33) = 1 1 U ( р) ( p - d ) - d d ... n 2 1 p + ln p + l2 где принято максимальное значение степени полинома числителя m = n - 1. Коэффициенты bi и di [см. формулу (2.33)] являются функциями соответственно от Вi, li и Di, li. Если знаменатель формулы (2.33) дополнить слагаемыми l1 - l1, то выB ходная координата ОУ будет определяться выB ражением y=

1 éæ 1 1 + ... + bn êç b1 + b2 p + l 1 ëçè p + l2 p + ln æ 1 1 + çç d'1 + d2 + ... + dn p +l2 p +ln è

ö ÷÷U + ø

ö ù ÷÷y ú, (2.34) ø û

где d'1 = d1 + l 1. Принцип самонастройки АНУ состоит в том, что значения параметров объекта восстаB навливаются интегрированием их производB ных, оцениваемых через произведения соотB ветствующих оценок переменных состояния и

183

рассогласования Dy = y - y между доступной измерению переменной у и ее оценкой y [7]:  ü  d1 = a 1yDy ; b1 = b1UDy ; ï ý    di = a i zi Dy ; bi = b iWi Dy ,ïþ

(2..35)

где ai, bi — выбираемые положительные числа; zi =

y U ; W i = ; где i = 2, …, n. p + li p + li

Оценка выходной переменной определяB ется согласно уравнениям (2.34) и (2.35): 1 ´ p + l1  + b W + ... + b W + d¢y + d z + ... + d z¢ ]. ´[bU 2 2 n n 2 2 n n 1 1 y =

Выбранные значения параметров ai, bi, li определяют быстродействие и динамическую точность оценок параметров ОУ. После переB ходного процесса наблюдающего устройства оценки di и bi становятся равными параметрам di и bi, а переменные состояния АНУ z2, ..., zn и сигналы W 2, ..., W n могут использоваться для оценки переменных состояния ОУ в принятой форме его описания [см. формулу (2.33)]: x 2 = d2 z2 + b2W 2, ..., x n = dn zn + bnW n . Вторая задача АНУ — сформировать возB действия, корректирующие параметры имеющеB гося регулятора (параметрическая адаптация) или создающие необходимые параметры для вводимой параллельной коррекции (сигнальная адаптация). Оба вида адаптации обеспечивают автоматически путем самонастройки АНУ залоB женный оптимальный процесс движения объекB та при разных значениях его параметров. 2.10. ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДА (СУЭП) Понятие «цифровые СУЭП». К цифровым системам управления (ЦСУ) относятся систеB мы, состоящие из цифровых элементов (ЦЭ). Термин «цифровой элемент» означает опредеB ленную конструктивную электротехническую единицу дискретного действия, выполняющую различные функции: логические, вычислиB тельные, преобразовательные, запоминания сигналов. В составе ЦСУ ЦЭ образуют узлы, решающие те или иные задачи управления.

184

Глава 2. УПРАВЛЕНИЕ КООРДИНАТАМИ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 2.40. Схема цифровой системы управления одной координатой электропривода: ЦЗУ — цифровое задающее устройство; ЦС — цифровой сумматор; ЦР — цифровой регулятор; ЦАП — цифроаналоговый преобразователь; АЦП — аналогоBцифровой преобразователь; УП–Д — система управляемый преобразователь (УП) — двигатель, в которой УП является выходной, исполB нительной частью СУЭП На рис. 2.40 дана схема ЦСУ с некоторой координатой х электропривода, где заглавныB ми буквами обозначены многоразрядные цифB ровые сигналы. Входной цифровой сигнал хз0 устанавлиB вает исходные параметры для хз, например хз max, x з max , xз max , что означает для выходной управляемой координаты электропривода х, например для перемещения, соответственно заданные значения перемещения, максимальB но допустимые скорости и ускорения. Схема ЦСУ, за исключением ЦАП и АЦП, по своей структуре аналогична непреB рывной СУЭП с теми же функциональными узлами, но выполненными на аналоговых элементах. Достоинства ЦСУ определяются достоинствами ЦЭ по сравнению с аналогоB выми: высокими помехоустойчивостью и точностью датчиков скорости и положения, простотой и удобством цифрового задания программы на движения электропривода, неуклонной тенденцией к снижению габаB ритных размеров и стоимости ЦЭ, к повыB шению надежности и степени интеграции цифровых узлов. Функциональные узлы ЦСУ (см. рис. 2.40) могут быть реализованы двояко: 1) аппаратно — каждый функциональный узел представляет собой самостоятельный отB дельный блок в составе ЦСУ, выполненный на микросхемах малой и средней степеней интеB грации;

2) программно — функциональные узлы изготовляются на едином универсальном цифB ровом устройстве — микроЭВМ, и алгоритм их функционирования определяется програмB мой работы этого устройства. При необходимости изменить алгоритм управления ЦСУ при аппаратном способе поB требуется сменить и соответствующие блоки управления. При программном способе для изменения алгоритма управления нужно лишь изменить программу на той же элементной баB зе. Такие ЦСУ находят широкое применение в электроприводах производств, где возможны изменения технологических процессов, следоB вательно, требуются изменения и в задачах управления верхнего уровня. Благодаря быстB рому совершенствованию современной техноB логии изготовления микроЭВМ и микропроB цессорных устройств, повышению их качества и снижению стоимости программный способ управления как верхнего, так и нижнего уровB ня все шире внедряется в системы управления электроприводов. Цифровые СУЭП (ЦСУЭП) отличаются от непрерывных СУЭП главным образом элеB ментной базой, ее дискретностью по уровню сигналов и времени их действия. ЦСУЭП, как и непрерывные СУЭП, формируют те же треB буемые по задачам управления алгоритмы, исB пользуют те же методы управления: модального управления; подчиненного регулирования, поB следовательной и параллельной коррекции и

ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДА (СУЭП) т.п. Однако в реализации алгоритмов управлеB ния может проявляться дискретность ЦСУЭП и отражаться на динамических и точностных показателях электропривода. Расчетные модели ЦСУ с учетом дискрет ности по уровню. При любом способе построеB ния ЦСУ дискретное представление значений цифровых переменных, определяемое конечB ным числом их разрядов, вносит отличие в преB образование сигнала по сравнению с непрерывB ными СУЭП. Эта так называемая дискретность по уровню, или квантованность по уровню, моB жет существенно влиять на динамические и точностные показатели электропривода с ЦСУ. Наибольшая квантованность сигнала имеет меB сто в таких преобразовательных элементах, как цифровые датчики, представляющие собой аналогоBцифровые (АЦП) и цифроаналоговые (ЦАП) преобразователи. Квантованность АЦП по уровню выражается в его многоступенчатой характеристике управления (рис. 2.41, а). Такая характеристика вносит нелинейB ность в ЦСУ. Передаточный коэффициент АЦП как отношение единицы выходной велиB чины 1 к единице входной величины Dx 0 kАЦП = 1 / Dx 0 = Dx 0-1

185

определяет только усредненную выходную пеB ременную у ср = kАЦП x.

(2.36)

Если заменить выходную переменную у на переменную x ¢ в масштабе входной величиB ны х, то разность x ¢ - х = Dхп определит помеху от квантованности по уровB ню в виде периодической функции от х. Тогда учет нелинейной характеристики АЦП может быть выполнен с помощью расчетной модели АЦП, которой соответствует структурная схеB ма, приведенная на рис. 2.41, б. Средний квадрат ошибки от квантования как дисперсия помехи определяется интегралом

Dx п2 =

1 Dx 0

+0,5 Dx 0

ò

-0,5 Dx 0

(- x )2dx =

Dx 02 . 12

При интегральной оценке влияния помехи квантования структурная схема АЦП упрощаетB ся (рис. 2.41, в). При этом АЦП представляется линейным звеном, на входе которого кроме поB

Рис. 2.41. Характеристика управления (а), уточненная (б) и упрощенная (в) расчетные модели АЦП

Глава 2. УПРАВЛЕНИЕ КООРДИНАТАМИ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

186

лезного сигнала х действует помеха Dхп типа «белого шума» с равновероятными значениями в пределах ±0,5Dх0 с корреляционной функцией Rп (t) = Dx п2d(t ), где d(t) — дельтаBфункция, и спектральной плотностью, равной дисперсии помехи: S п (w) = Dx п2 =

Dx 02 . 12

В таком представлении АЦП влияние поB мехи от квантования сигнала учитывается инB тегральной оценкой ошибки регулирования Dх координаты электропривода: ¥

Dx 2 =

¥

1 Dx 2 | Wп ( jw)| 2S п (w)dw = 0 ò | Wп ( jw)| 2dw, ò 12 p 0 p0 (2.37)

½ x ½ ½ — модуль передаточной где | Wп ( jw) | =½ ½ Dx п ½ функции системы регулирования по каналу поB мехи квантования. Если при описании АЦП ограничиться усредненной характеристикой управления [см. формулу (2.36)], то эффект квантования при преобразовании сигнала в АЦП можно не учиB тывать. Таким образом, имеются три варианта расчетной модели АЦП с квантованным по уровню выходным сигналом: 1) нелинейное звено с многоступенчатой релейной характеристикой управления, характеB ризуемой структурной схемой на рис. 2.41, а, б; 2) линейное звено с дополнительным сигналом в виде помехи с вероятностным хаB рактером типа «белого шума» с постоянной спектральной плотностью, равной дисперсии помехи (рис. 2.41, в); 3) линейное непрерывное звено без учета квантованности (2.36). Все сказанное в отношении АЦП распроB страняется и на ЦАП лишь с тем изменением, что входной величиной ЦАП является безразB мерная цифровая переменная у, а выходной — размерная квантованная по уровню переменB ная х. Следовательно,

Если для регулируемой координаты элекB тропривода задана допустимая ошибка Dхдоп, то влияние квантования по уровню можно оценить по значению ошибки Dх регулируеB мой координаты от воздействия помехи Dхп: Dx = kDx 0 < 01 , Dx доп , если квантование не учитывается (модель 3); Dx = kDx 0 ³ Dx доп , если оно учитывается полностью (модель 1); 01 , Dx доп £ Dx = kDx 0 < Dx доп , если квантоB вание учитывается интегрально (модель 2). В этих формулах, согласно выражению (2.37), ¥

k=

1 | Wп ( jw) | 2 dw. 12 p ò0

Дискретные передаточные функции и струк турные схемы контура регулирования электропри вода. Цифровые СУЭП с программным спосоB бом управления строятся на основе универсальB ного управляющего устройства — микроЭВМ (рис. 2.42). Все необходимые функции ЦСУ: формирование задающего сигнала хз, сравнение с сигналом обратной связи Dх = хз - х, формироB вания алгоритма управления у — после предваB рительной загрузки некоторых начальных параB метров хз0 выполняются расчетно, последоваB тельно по программному циклу микроЭВМ, заB нимающему интервал времени Тр. В данный цикловой период входят временные интервалы считывания показаний датчиков, расчета алгоB ритма, реализации сигнала управления. Исполнительная часть СУЭП — УП может быть как непрерывным, так и дискретным с неB которым временнÏм интервалом дискретности Тп (например, управляемый выпрямитель с тиB ристорными или транзисторными ключами, широтноBимпульсный преобразователь). При этом в ЦСУ будут действовать два временнÏх

хср = kЦАП у, где kЦАП = Dх0 — передаточный коэффициент ЦАП (Dх0 — дискретная единица выходной пеB ременной ЦАП).

Рис. 2.42. Схема цифрового контура электро привода с микроЭВМ

ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДА (СУЭП)

187

квантователя в общем случае с разными периоB дами Тр и Тп. Квантователи, условно изобраB женные на рис. 2.42 ключами, вращающимися с угловыми частотами

2p 2p и , обновляют знаB Tp Tп

чения управляющего воздействия у на выходе микроЭВМ и электродвижущую силу УП в моB менты замкнутого состояния ключей. Работа квантователей, т.е. работа микроB ЭВМ и УП, должна быть синхронизирована. Если значения периодов Тр и Тп кратны один другому и между передними фронтами начальB ных импульсов отсутствует временной сдвиг Dt, то вместо двух последовательно действуюB щих квантователей можно рассматривать один — с периодом T = max(Tp , Tп ). В процессе работы ЦСУ при сохранении синхронизма синфазность действия квантоваB телей по ряду причин может нарушаться, выB зывая дополнительное чистое запаздывание Dt0 , изменяемое в пределах 0 < Dt 0 £ min(Tp , Tп ). При Тр = Тп Dt0 max = Т. Так как надежную информацию о конкретном значении и измеB нении Dt0 получить затруднительно, то в пракB тических расчетах по синтезу и анализу ЦСУ электропривода принимают в зависимости от конкретной задачи одно из двух значений чисB того запаздывания: Dt0 = 0 или vt0 = Т [13, 15]. ЦСУ с программным способом управлеB ния без учета квантованности по уровню матеB матически описываются на основе теории имB пульсных систем. Непрерывный сигнал х(t) преобразуется в квантованный по времени имB пульсный сигнал хи(nТ) с амплитудноBимB пульсной модуляцией при Ти = const, когда амB плитуда импульса равна или пропорциональна мгновенному значению х(t) в начале каждого периода дискретности Т (рис. 2.43). При Ти ® 0 импульсный сигнал вырождается в так назыB ваемую решетчатую функцию х[nT] = х[n], цеB лочисленный аргумент которой определяется номером такта n временнËй дискретности. Анализ и синтез импульсных систем основаны на дискретном преобразовании Лапласа в форB мах [15]: – Dпреобразования D( p) =

– zпреобразования F ( z) =

¥

å f [n]z- n ,

n =0

где f [nT] = f [n] — решетчатая функция (оригиB нал); D(p) и F(z) — изображения решетчатой функции; z = e pT. На рис. 2.44 приведена структурная схема преобразования непрерывного сигнала в дисB кретный по времени. Импульсный элемент (ИЭ) представляется в схеме дельтаBфункцией d(t - nT) = ¥ для t = nT, d(t - nT) = 0 для t ¹ nT с изображением по Лапласу выходного сигB нала ИЭ: ¥

Х б ( p) = ò x (t )d(t - nT )е - pT dt = x[n]. 0

Передаточная функция экстраполятора (Э) определяется отношением изображений его выB ходной и входной величин при n = const: WЭ ( p) =

Х Э ( p) Х Э ( p) = = Х Э* ( p). Х б ( p) x[n]

Для прямоугольной формы импульса с продолжительностью, равной Т, передаточная функция Э имеет вид WЭ ( p) =

1 - е - pT z - 1 . = p zр

Э совместно с непрерывным звеном (НЗ) составляют приведенное звено (ПЗ) с соответстB

¥

å f [nT ]e - pnT

n =0

или

Рис. 2.43. Непрерывный и квантованный по времени сигналы ЦСУ

Рис. 2.44. Структурная схема импульсного звена совместно с непрерывным звеном

188

Глава 2. УПРАВЛЕНИЕ КООРДИНАТАМИ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

вующей ему приведенной передаточной функB цией (ППФ): Wп ( p) = WЭ ( p)WНЗ ( p) =

z -1 WНЗ ( p) . z p

(2.38)

Последний элемент в структурной схеме (см. рис. 2.44) означает выделение из временнËй реакции НЗ или ПЗ на импульсное воздействие значений у(t) в дискретные моменты времени, т.е. выделение решетчатой функции у[n]. Дискретную передаточную функцию для приведенного звена можно найти как zBпреобB разование выражения (2.38): ì z - 1 WНЗ ( p) ü z - 1 ìWНЗ ( p) ü Wп ( z) = Z í Zí ý= ý. p þ z î z î p þ Так как 1/р есть Лапласово изображение единичной функции 1(t), то WНЗ(р)/р предB ставляет собой изображение переходной функB ции h(t) непрерывного звена, т.е. реакции НЗ на единичный скачок. Следовательно, Z {WНЗ ( p) / p} = Z {hНЗ[n]} и Wп ( z) =

z -1 Z {hНЗ[n]}, z (2.39)

где hНЗ [n] — переходная решетчатая функция НЗ. Используя полученные структурную схеB му для звеньев с импульсным входным воздейB ствием и их передаточные функции, можно

составить структурную схему и дискретную пеB редаточную функцию (ДПФ) для цифрового контура регулирования координаты электроB привода с учетом квантования по времени. Приведенная на рис. 2.45, а структурная схема не учитывает нелинейности от квантоB ванности по уровню. Непрерывным звеном в данной схеме является объект управления (ОУ) с передаточной функцией WОУ(р), выходной координатой у которого может быть, например, ток или момент, скорость, положение (угол поB ворота) электропривода. К ПЗ целесообразно отнести все звенья разомкнутого в точке Р конB тура с передаточными функциями: непрерывной Wп ( p) = kЦАП kо.с kАЦП

z -1 WОУ ( p) z p

и дискретной Wп ( z) = kЦАП kо.с kАЦП

z -1 Z {hОУ [n]}, (2.40) z

где kо.с — коэффициент обратной связи. ДПФ разомкнутого контура W0 ( z) = WЦР ( z)Wп ( z), где WЦР(z) — ДПФ цифрового регулятора (ЦР). В свернутом виде структурная схема цифB рового контура регулирования получит вид, представленный на рис. 2.45, б.

Рис. 2.45. Развернутая (а) и свернутая (б) структурные схемы цифрового контура регулирования

ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДА (СУЭП) Для определения динамических свойств цифрового контура регулирования решается задача анализа, т.е. рассчитывается переходная функция замкнутого контура x[n] = h[n] для xз[n] = 1[n], по которой оцениваются перерегуB лирование и время переходного процесса. Процесс может быть рассчитан на основании ДПФ замкнутого контура W ( z) =

х ( z) W0 ( z) B( z) = = х з ( z) 1 + W0 ( z) D( z)

с помощью формулы разложения. Однако для получения общего решения для x[n] потребуетB ся определение корней характеристического полинома D(z), что в случае высокого порядка полинома оказывается непростой задачей. Без определения корней расчет переходного проB цесса выполняется численно, методом разностB ных уравнений. Методика синтеза цифрового контура. Цель синтеза — определить тип и параметры ЦР, обеспечивающего желаемые статические и диB намические показатели электропривода. К жеB лаемым показателям так же, как и для аналогоB вого контура, могут относиться точность регуB лирования координаты, время переходного процесса, перерегулирование. Если при синтезе достигается наилучшее значение какогоBлибо показателя (минимальное время переходного процесса, максимальная точность регулироваB ния и т.п.), то такой синтез будет оптимальным по данному показателю и процедура его выполB нения сведется к оптимизации контура по данB ному показателю [2]. Цифровой контур в свернутом виде (см. рис. 2.45, б) состоит из двух звеньев: ЦР — изB меняемой части и приведенного непрерывного звена — неизменной части. Поэтому непоB средственным объектом синтеза является ЦР. Метод синтеза последовательной коррекции по желаемой передаточной функции разомкB нутого контура, используемый для непрерывB ных СУЭП, применим и для ЦСУ, для котоB рых вместо непрерывных передаточных функB ций должны использоваться ДПФ. Условие определения ДПФ ЦР: WЦР ( z) =

W0 жел ( z) , Wп ( z)

(2.41)

где

желаемая

ДПФ разомкнутого контура; B( z) — то же, замкнутого контура; Dжел ( z) Dжел(z) — желаемый дискретный характеристиB ческий полином замкнутого контура. Процедура синтеза ЦР выполняется слеB дующим образом. Пусть заданы динамические показатели в виде желаемой непрерывной пеB реходной функции замкнутого контура hжел(t). Эта функция при заданном периоде квантоваB ния Т переводится в решетчатую — hжел[n]. Желаемая ДПФ замкнутого контура находится по формуле (2.39)

Wжел ( z) =

Wжел ( z) =

х ( z) z -1 = Z { hжел[n]}. х з ( z) z

По формуле (2.42) определяется W0 жел(z), а по соотношению (2.41) с учетом выражения (2.40) — ДПФ ЦР WЦР ( z) = =

W0 жел ( z) Wп ( z)

=

Z {hжел[n]} . z -1 æ ö Z {hжел[n]} ÷Z {h0Y [n]}kЦАП kАЦП kо.с ç1 z è ø

В данном синтезе остается вопрос, можB но ли реализовать выбранную желаемую динаB мику при заданном объекте управления? Ведь пожелать можно любую динамику, например сколь угодно быструю. Можно ли ее реализоB вать в замкнутом цифровом контуре теоретиB чески и практически? Ответ на данный вопрос дают условия реализуемости желаемой динаB мики цифрового контура регулирования [13]: 1) физической реализуемости замкнутого контура; 2) «грубости» системы, когда небольшие изменения параметров ЦР вызывают незначиB тельные изменения показателей процесса в замкнутом контуре; 3) получения желаемого процесса в люB бые моменты времени внутри периода дисB кретности Т; 4) получения в контуре регулирования астатизма порядка n. Если выполнить данные условия, то можB но получить результирующее «уравнение реаB лизуемости»: P( z)M ( z) + ( z - 1)v N ( z) = Dжел ( z),

W0 жел ( z) =

Wжел ( z) — 1 - Wжел ( z)

(2.42)

189

(2.43)

где М(z) и N(z) — искомые полиномы соответB ственно порядков lм и lN; lр + lм < l,; n + lN = l.

Глава 2. УПРАВЛЕНИЕ КООРДИНАТАМИ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

190

По данному уравнению могут быть найB дены методом сравнения коэффициентов праB вой и левой частей полиномы M(z) и N(z), коB торые определяют ДПФ разомкнутого контура и его регулятора: ü ï ï ý W0 жел ( z) M ( z)Q( z) WЦР ( z) = = ,ï n -n п Wп ( z) ( z - 1) N ( z) ïþ

W0 жел ( z) =

P( z)M ( z) ; ( z - 1)n N ( z)

(2.44)

где Q(z) — дискретная передаточная функция объекта управления. Таким образом, уравнение реализуемости (2.43) позволяет осуществить корректный синтез цифрового контура, обеспечивающий желаемую динамику при выполнении перечисленных выB ше условий. В данном синтезе используется изB вестная для непрерывных систем методика станB дартных уравнений: по желаемым значениям динамических показателей выбирается соответB ствующее стандартное характеристическое уравB нение Dжел(p), которое переводится в дискретB ную форму Dжел(z), имеющую тот же порядок l = = n + lN. Найденные из уравнения реализуемости полиномы M(z) и N(z) позволяют определить по формуле (2.44) тип и параметры ЦР. В частном случае, когда заданная желаеB мая ДПФ замкнутого контура имеет вид Wжел ( z) =

B( z) = B( z) z - l = zl

= b0 z -( l -m ) + b1 z -( l -m +1) + ... + bm z - l , (2.45) выходная координата данного замкнутого конB тура определится выражением x[n] = b0 x з[n - (l - m)] + + b1 x з[n - (l - m + 1)] + ... + bm x з[n - l ]. (2.46) Если на вход замкнутого контура подать единичный входной сигнал xз[n] = 1[n], то пеB реходный процесс в соответствии с уравнениB ем (2.46) закончится за конечное число тактов n = l, после которых x[n] = x з[n] = b0 + b1 + ... + bm = = const = 1. Таким образом, обеспечение желаемой ДПФ замкнутого контура в форме выражения (2.45) является условием оптимальности конB тура по быстродействию, т.е. условием миниB мального времени переходного процесса t п.п min = lT , где l — порядок характеристического полинома.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Башарин А.В., Постников Ю.В. Примеры расчета автоматизированного электропривода на ЭВМ: учеб. пособие для вузов. Л.: ЭнергоB атомиздат, 1990. 512 с. 2. Бессекерский В.А., Попов Е.П. Теория систем автоматического регулирования. М.: Главная редакция физикоBматематической лиB тературы, 1972. 768 с. 3. Борцов Ю.А. Адаптивные электропривоB ды и следящие системы // Приводы. Л.: МашиB ностроение, 1991. С. 3–31. 4. Борцов Ю.А., Поляхов Н.Д., Путов В.В. Электромеханические системы с адаптивным и модальным управлением. Л.: Энергоатомиздат, 1984. 216 с. 5. Борцов Ю.А., Суворов Г.В., Шестаков Ю.С. Экспериментальное определение параметров и частотных характеристик автоматизированных электроприводов . Л.: Энергия, 1969. 104 с. 6. Воронов А.А. Введение в динамику сложB ных управляемых систем. М.: Наука, 1985. 352 с. 7. Кузовков Н.Г. Модальное управление и наблюдающие устройства. М.: МашиностроеB ние, 1976. 184 с. 8. Мееров М.В. Синтез структур автоматиB ческого регулирования высокой точности. М.: Наука, 1967. 424 с. 9. Свами М., Тхуласираман К. Графы, сети и алгоритмы: пер. с англ. М.: Мир, 1984. 455 с. 10. Справочник по теории автоматического управления / под ред. А.В. Красовского. М.: Наука, 1987. 712 с. 11. Терехов В.М. Алгоритмы фаззиBрегуляB торов в электротехнических системах // ЭлекB тричество. 2001. № 12. 12. Терехов В.М. Дискретные и непрерывB ные системы управления в электроприводах. М.: ИздBво МЭИ, 1989. 80 с. 13. Терехов В.М. Непрерывные и цифровые системы управления скоростью и положением электроприводов. М.: ИздBво МЭИ, 1996. 100 с. 14. Терехов В.М., Осипов О.И. Системы управления электроприводов: учебник для вузов / под ред. В.М. Терехова. М.: Академия, 2005. 304 с. 15. Цыпкин Я.З. Теория линейных имB пульсных систем. М.: Физматгиз, 1963. 400 с. 16. Heidev H., Tryba V. Energiesparen durch einB en adaptiven FuzzyBRegler f hr Heizungsanlagen. FuzB zy Logik, Theorie und Praxis. Dortmund, 1994, 447 S. 17. Kessler С. Ein Betrag zur Theorie mehrB schleifiger Regelungen // Regelungstechnik, 1960. H. 8. S. 261. 18. Zadeh L.A. Fuzzy Sets // Information and Control. 1965, H. 8: S. 338–353.

Глава 3 ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА 3.1. ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА Серии двигателей постоянного тока. БольB шинство двигателей постоянного тока — это коллекторные машины. Их основными констB руктивными элементами являются: станина с закрепленными на ней главными и добавочныB ми полюсами, вращающийся якорь с обмоткой и коллектором, а также щеточный узел. ГлавB ные полюсы с обмоткой возбуждения или с поB стоянными магнитами создают магнитный поB ток машины, обмотки добавочных полюсов обеспечивают нормальную коммутацию тока якоря. В двигателях средней и большой мощB ности для устранения влияния реакции якоря также применяют компенсационную обмотку, расположенную на главных полюсах. Обмотка возбуждения может подключаться к отдельному источнику постоянного тока (двиB гатели с независимым возбуждением), параллельB но к источнику питания якоря двигателя (двигаB тели с параллельным возбуждением), последоваB тельно с якорной обмоткой (двигатели с послеB

довательным возбуждением). Двигатели со смеB шанным возбуждением имеют две обмотки: незаB висимого и последовательного возбуждения. По исполнению, назначению, области применения и условиям эксплуатации двигаB тели подразделяют на общепромышленные, крановые, металлургические, крановоBметалB лургические, тяговые, экскаваторные, судоB вые, специальные (для привода станков, робоB тов, манипуляторов, автотракторные, бытовой техники, высокомоментные и др.). Двигатели могут быть малой (200 кВт) мощности, иметь разные значения номинальных напряB жений питания и частоты вращения, отличатьB ся конструкцией, высотой оси вращения, заB щищенностью от внешней среды. В табл. 3.1 приведены технические харакB теристики основных коллекторных двигателей постоянного тока отечественного производстB ва [10, 11]. Статические и динамические свойства дви гателей постоянного тока с независимым возбу ждением. Схема включения двигателя постоянB

3.1. Технические характеристики двигателей постоянного тока Номинальные Серия (тип) мощность, кВт

напряжеB ние, В

частота вращеB ния, мин-1

4П; (4ПО); 0,16…5,5; (4ПБ) 0,14…2,2

50…220; 110, 220

750…1500; 750…3000

(4ПФ); (4ПB355)

220, 440; 440, 600

425…3070; 200…1250

2,0…250; 110…800

Область применения, функциональное назначение, отличительные свойства

Общепромышленное назначение, тиристорB ный электропривод станов, унифицированная конструкция. Широкорегулируемый электропривод станков. Привод крупных металлорежущих станков, маB нипуляторов с частыми пусками, реверсом, наB бросами нагрузки

ПБВ, 2ПБВ 0,2…5,4

44…78,5; 30…172

500…1000

Привод механизмов станков и манипуляторов высокомоментный

ПГ (ПГТ)

60, 110, 220, 440

3000

Следящий и широкорегулируемый электроприB вод станков с гладким якорем

1…9

ДПУ

0,18…1,1 36, 120, 140

3000

Привод станков с ЧПУ и роботов

ДК1

0,18…0,54

1000

Привод механизмов станков и манипуляторов высокомоментный

36…110

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

192

Окончание табл. 3.1 Номинальные Область применения, функциональное назначение, отличительные свойства

Серия (тип) мощность, кВт

напряжеB ние, В

частота вращеB ния, об/мин-1

2П

0,18…220

110, 220, 340, 440

500…3350

Широкорегулируемый электропривод с повыB шенной перегрузочной способностью

П2

3150… 12 500

440, 600, 750, 930

25…125

Привод экскаваторов, подъемников, испытаB тельных стендов, прокатных станов

МП, 2МП, 3МП

1000… 25 000

440, 750, 930, 1000

32…300

Привод экскаваторов, испытательных стендов, прокатных станов

Д

2…185

220, 440

410…1200

Привод кранов, металлургических механизмов с повторноBкратковременным режимом работы

ДР

1,12…4,3

100, 220

3000

Привод роботов и манипуляторов, двигатель с дисковым якорем и возбуждением от постоянB ных магнитов

ДС

3,5…150 110, 220, 440

115…1260

Безредукторный привод рольгангов

ЭД

230…411

381…750

585…2500

Тяговый привод колесных пар тепловозов

5…45

80…250

515…1500

Привод рудничных аккумуляторных и контактных электровозов, взрывозащищенное исполнение

43…560

190…750

560…1860

Привод самоходных кранов, электропоездов, гоB родского транспорта, автосамосвалов, насосов

3ДТ, 4ДТ, 0,5…21 ГТ, РТ, 3ДН

24…110

1200…3600 Привод аккумуляторных подъемноBтранспортB ных машин, электромобилей, насосов

ДРТ, ДПТР

4,2…33

80…250

500…2400

Привод рудничных аккумуляторных электровоB зов, взрывозащищенное исполнение

500…1120

440, 600

32…1250

Привод механизмов ковшовых и роторных эксB каваторов

3,6…220

110…440

480…1430

Привод механизмов одноковшовых экскаваторов

2…60

110, 220

605…1740

Привод судовых механизмов

ЭТ, ЭДР ДК

МПЭ, МПВЭ ДПЭ, ДЭ, ДПВ ДПМ

ного тока с независимым возбуждением приB ведена на рис. 3.1, а. Его обмотки обозначены: Я — якоря, ДП — добавочных полюсов, КО — компенсационная и ОВ — возбуждения. Работа такого двигателя для мгновенных значений переменных описывается системой уравнений [3, 4]: diв ü ; ï dt ï di ïï uя = e + iяRя + Lя я ; dt ý F = f (iв ); M = kFiя ; e = kFw;ï ï dw ï M - Mс = J , ïþ dt uв = iвRв + Lв

(3.1)

где uя и uв — напряжения питания обмоток соответственно якоря и возбуждения; е — противоBЭДС двигателя; Lв и Rв — индукB тивность и сопротивление обмотки возбужB дения; Lя и Rя — соответственно индуктивB ность и сопротивление обмоток якорной цеB пи; k = pпN/(2pa) — конструктивный коэфB фициент двигателя (pп — число пар полюсов; N и а — число соответственно активных проводников и параллельных ветвей якорB ной обмотки); F и M — соответственно магB нитный поток и электромагнитный момент двигателя; Мс — момент сопротивления на валу двигателя; J — момент инерции элекB тропривода.

СВОЙСТВА ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

193

Рис. 3.1. Схема включения (а), электромеханические и механические характеристики (б) двигателя постоянного тока с независимым возбуждением Уравнения соответственно электромеха нической и механической характеристик двига теля выглядят так: U я I яRя ; kF kF U MRя . w= я kF (kF)2 w=

(3.2) (3.3)

Характеристики двигателя линейны (рис. 3.1, б) и имеют характерные точки: скоB рость идеального холостого хода w0 = Uя/(kФ) при Iя = 0, М = 0, а также ток и момент коB роткого замыкания (при w = 0) Iя.к.з = Uя/Rя и Мк.з = kФIя.к.з. Уравнение механической характеристики (3.3) может быть также представлено в форме w = w0 -

M , b

где b = (kF)2/Rя — жесткость механической хаB рактеристики двигателя.

Электромеханическую и механическую характеристики двигателя при номинальB ных значениях напряжения питания обмотB ки якоря Uя.ном , магнитного потока F ном и отсутствии в цепи обмотки якоря дополB нительных резисторов называют естествен ными. Искусственные характеристики двигателя будут иметь место при отличных от номинальB ных значений напряжения питания обмотки якоря и магнитного потока двигателя, а также при введении в цепь якоря добавочных резиB сторов. При введении добавочных резисторов Rдоб (рис. 3.2, а) увеличивается суммарное сопротивление якорной цепи и уменьшается жесткость механических характеристик двиB гателя. Скорость идеального холостого хода при этом остается неизменной, а ток и моB мент короткого замыкания снижаются. На рис. 3.2, б представлено семейство механичеB

Рис. 3.2. Схема включения (а), электромеханические и механические характеристики (б) двигателя постоянного тока с независимым возбуждением при дополнительном сопротивлении в якорной цепи

194

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

Рис. 3.3. Схема включения (а), электромеханические (б) и механические (в) характеристики двигателя по стоянного тока с независимым возбуждением при дополнительном сопротивлении в обмотке возбуждения ских и электромеханических характеристик двигателя для ряда значений Rдоб. Введение резисторов в цепь якоря двигателя является

средством ограничения его тока и регулироB вания скорости двигателя (значения w1…w3 при М = Мс на рис. 3.2, б).

Рис. 3.4. Схема включения (а), электромеханические и механические характеристики (б) двигателя постоянного тока с независимым возбуждением при питании от управляемого преобразователя

СВОЙСТВА ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА Изменение потока двигателя (изBза наB сыщения магнитной цепи) возможно лишь в сторону его уменьшения от значения Фном. При снижении тока возбуждения двигателя (рис. 3.3, а) скорость w0 будет увеличиваться, ток Iя.к.з останется неизменным, а момент коB роткого замыкания Мк.з уменьшится (рис. 3.3, б, в). В результате скорость двигателя возросB тает в пределах допустимых нагрузок (w1…w3 при М = Мс). Изменение напряжения Uя возможно также только в сторону уменьшения по отноB шению к номинальному. При снижении наB пряжения Uя, например с помощью управляеB мого преобразователя УП (рис. 3.4, а), уменьB шаются значения w01…w03 и w1…w3, а жестB кость механических характеристик при этом остается постоянной (рис. 3.4, б). При закороченном на дополнительный резистор Rд якоре (рис. 3.4, в) двигатель буB дет работать в режиме динамического тормоB жения. При этом его механическая характеB ристика будет проходить через ноль скороB сти идеального холостого хода с жесткостью, определяемой сопротивлением резистора Rд (рис. 3.4, г). На рис. 3.5 показаны области допустиB мых значений тока якоря Я и скорости w двигателя. Номинальные режимы работы двигателя отмечены жирными точками с коB ординатами |Iя,ном|, |wном|. При скорости |w| < < wном длительно допустимый ток либо равен номинальному в случае принудительного

195

охлаждения двигателя от специального венB тилятора, либо уменьшается для самовентиB лируемых двигателей изBза ухудшения теплоB отвода (штриховые линии А и В). На коротB кое время двигатели допускают перегрузку — работу с током Imax > Iя.ном; здесь ограничеB ние тока связано с условиями его нормальB ной коммутации (штриховые линии C и D), обычно Imax /Iя.ном = 2…2,5. На рис. 3.5 линиями 1–3 показаны электромеханические характеристики, на коB торых сплошной линией отмечены участки длительно допустимых режимов, а штрихоB вой — участки кратковременных режимов работы. Максимальное значение скорости wmax ограничено механической прочностью вращающихся частей двигателя. Отношение wmax /wном примерно равно 2…2,5 для обычB ных двигателей и может достигать 5 для спеB циальных двигателей. Динамические свойства двигателя по стоянного тока с независимым возбуждением определяются системой уравнений (3.1), коB торой соответствует структурная схема на рис. 3.6, где Tв = Lв /Rв — электромагнитB ная постоянная времени обмотки возбуждеB ния; Tя = Lя /Rя — электромагнитная постоB янная времени обмотки якоря. ИндуктивB ность Lв при работе двигателя на различных участках кривой намагничивания определяB ется как æ dF Lв = 2 pп wв çç è dI в

ö ÷÷, ø

где wв — число витков обмотки возбуждения двигателя. Индуктивность якорной цепи Lя двигаB теля приближенно можно вычислить по форB муле Lя =

Рис. 3.5. Области допустимых значений тока якоря и скорости двигателя постоянного тока

xU ном , pп wном I ном

где x = 0,6 для некомпенсированных и x = 0,25 для компенсированных двигателей. Примерные значения соответствующих постоянных времени, c: Tв = 0,2…5 и Tя = 0,02… 0,1. Постоянная времени Tв возрастает с увелиB чением мощности двигателя. Большие значеB ния Tя соответствуют некомпенсированным и тихоходным двигателям. При F = const структурная схема двигатеB ля преобразуется в вид, представленный на

196

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

Рис. 3.6. Структурная схема двигателя постоянного тока с независимым возбуждением

Рис. 3.7. Структурная схема двигателя постоянного тока при постоянном магнитном потоке рис. 3.7. Этой структурной схеме отвечает слеB дующее операторное уравнение: (TяTм p 2 + Tм p + 1)w( p) =

U я ( p) M с ( p)(1 + Tя p) , kF b

где Tм = J/b — электромеханическая постоянная времени двигателя. Примерные значения Tм = = 0,05…0,4 с. Передаточные функции двигателя имеB ют вид: по задающему воздействию Uя W д.з ( p) =

w( p) 1 ; = U я ( p) kF(Т яТ м р 2 + Т м р + 1)

по возмущающему воздействию Мс W д.в ( p) =

w( p) 1 + Tя p . =M с ( p) b(TяTм p 2 + Tм p + 1)

Характер переходных процессов в струкB туре на рис. 3.7 зависит от соотношения Tм /Tя. При Tм /Tя ³ 4 двигатель представляет собой два апериодических звена; вид переходной хаB рактеристики w(t) при воздействии со стороны задания при Mс = 0 показан на рис. 3.8 (криB вая 1). При Tм /Tя < 4 двигатель является колеB бательным звеном с коэффициентом затухания

Рис. 3.8. Переходные характеристики скорости двигателя при скачкообразном изменении его напряжения питания: 1 — Tм/Tя ³ 4; 2 — Tм/Tя < 4 x = Tм / 2Tя < 1; соответствующая переходная характеристика имеет вид кривой 2. Статические и динамические свойства дви гателей постоянного тока с последовательным возбуждением. Схема включения такого двигаB теля приведена на рис. 3.9, а. МагнитодвижуB щая сила статора создается постоянным током iя, протекающим по обмоткам якоря, добавочB ного полюса и последовательной обмотке возB буждения. Последовательное включение обмоB

СВОЙСТВА ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

197

Рис. 3.9. Схема включения (а), кривая намагничивания (б), электромеханическая (в) и механическая (г) характеристики двигателя постоянного тока с последовательным возбуждением ток возбуждения и якоря способствует форсиB рованному изменению потока двигателя в диB намических режимах его работы, что требует учета влияния вихревых токов, наводящихся в полюсах и станине двигателя при изменениях потока. Подобное влияние учитывается введениB ем фиктивной короткозамкнутой обмотки, имеющей условное число витков w, обтекаеB мой током i и связанной с потоком двигателя коэффициентом связи, равным 1. Работа двигателя постоянного тока с поB следовательным возбуждением в схеме на рис. 3.9, а описывается системой уравнений dF ; dt

ü ï ï di dF ï U я = kFw + iяRя + Lя я + wв ; ý dt dt ï dw ï F = f (iя ); M = kFiя ; M - M с = J ,ï dt þ 0 = iв.т Rвх + wв.т

где Rя = Rя.о + Rд.п + Rв; Lя = Lя.о + Lв (Rя.о, Rд.п, Rв — сопротивление обмоток соответственно якоря, дополнительных полюсов и возбуждеB

ния, Lя.о, Lв — индуктивность обмоток соответB ственно якоря и возбуждения). Уравнения электромеханической и механиB ческой характеристик двигателя постоянного тоB ка с последовательным возбуждением имеют вид: Uя I R - я я ; kF(I я ) kF(I я )

(3.4)

Uя M яRя . kF(I я ) [kF(I я )]2

(3.5)

w= w=

ИзBза нелинейной зависимости F(Iя) (рис. 3.9, б) характеристики двигателя носят примерно гиперболический характер в интерB вале нагрузок, меньших номинальной, при Iя ® 0 они асимптотически приближаются к оси ординат (рис. 3.9, в). Практически изBза остаточного потока Fост (см. рис. 3.9, б) скоB рость идеального холостого хода двигателя w0 = Uя /kFост имеет конечную величину, знаB чительно превышающую максимально допусB тимое значение. Поэтому при эксплуатации двигателей с последовательным возбуждением необходимо исключить возможность их рабоB ты с малыми нагрузками (< 0,1Мном).

198

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

При Iя ³ Iном магнитная цепь двигателя насыщается, поток практически остается поB стоянным, и в этом интервале нагрузок харакB теристики двигателя близки к линейным. БлаB годаря последовательной обмотке возбуждеB ния устраняется размагничивающее влияние реакции якоря, и вследствие увеличения магB нитного потока перегрузочная способность двигателя по моменту l = Mmax /Mном выше, чем при независимом возбуждении, и составB ляет l = 2,5…3,0. Нелинейность характеристик двигателя затрудняет их расчет по номинальным данным машины. Поэтому в каталогах на подобные двигатели приводятся естественная характериB стика w = f(Iя) и зависимость М = f (Iя) в абсоB лютных либо относительных единицах. С поB мощью этих зависимостей можно построить искусственные реостатные характеристики при введении добавочных резисторов в цепь якоря, используя следующее выражение: wи =

wе[U я - I я (Rя + R доб )] . U я - I яRя

(3.6)

Зная значение Rдоб и задаваясь различными значениями тока Iя, можно определить скорость wе на естественной электромеханической харакB теристике и рассчитать по последней формуле ряд значений скорости wи на искусственной электромеханической характеристике. ИспольB зуя каталожную зависимость M(Iя), можно далее построить и механическую характеристику. Семейство механических характеристик двигателя для ряда значений Rдоб представлено на рис. 3.9, г, где характеристика с Rдоб = 0 являB ется естественной. Введение резисторов в цепь якоря двигателя уменьшает жесткость характеB ристик и позволяет ограничить ток в якоре, а также регулировать скорость двигателя (значеB ния скорости w1…w3 при М = Мс на рис. 3.9, г). Электромеханические и механические ха рактеристики двигателя постоянного тока со сме шанным возбуждением. Схема включения данB ного двигателя приведена на рис. 3.10, а, где по обмотке независимого возбуждения ОВ1 протеB кает ток iв, а по обмотке последовательного возбуждения ОВ2 — ток iя. Магнитный поток двигателя определяется совместным действием

Рис. 3.10. Схема включения (а), кривая намагничивания (б), электромеханическая (в) и механиче ская (г) характеристики двигателя постоянного тока со смешанным возбуждением

СИСТЕМЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА С ДВИГАТЕЛЕМ ПОСТОЯННОГО ТОКА обеих обмоток, и его зависимость от тока якоря приведена на рис. 3.10, б. При токе Iя = 0 магB нитный поток создается только обмоткой ОВ1 и его значение Фнв = (0,7…0,85)Фном. В генераторном режиме при Iя < 0 магB нитный поток начинает уменьшаться изBза размагничивающего действия последовательB ной обмотки и достигает нулевого значения при Iя = -Iн.в (здесь Iн.в — ток независимой обB мотки возбуждения, приведенный к числу витB ков последовательной обмотки). Уравнения электромеханической и мехаB нической характеристик двигателя со смешанB ным возбуждением совпадают с уравнениями (3.4), (3.5) для двигателя последовательного возB буждения. Естественные характеристики w(Iя) и w(М), показанные на рис. 3.10, в, г, нелинейные и задаются в каталоге на двигатель. Скорость холостого хода w0 = (1,3…1,6)wном, при Iя < 0 есB тественная электромеханическая характеристика (рис. 3.10, в) имеет асимптоту Iя = -Iн.в, а мехаB ническая характеристика (рис. 3.10, г), пройдя через некоторый максимум, асимптоту M = 0. 3.2. СИСТЕМЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА С ДВИГАТЕЛЕМ ПОСТОЯННОГО ТОКА Общая характеристика систем управляемый преобразователь — двигатель. Управление элекB троприводом требует регулирования его коорB динат: тока, момента, скорости, ускорения, поB ложения и т. п. Наиболее экономичный способ их регулирования в электроприводе постоянноB

199

го тока связан с изменением электродвижущей силы (ЭДС) или тока с помощью управляемого преобразователя (УП), питающего якорь двигаB теля. В качестве УП могут быть использованы электромашинные (генераторы постоянного тока) или полупроводниковые (тиристорные, транзисторные) преобразователи. Система управляемый преобразователь — двигатель (УП–Д) показана на рис. 3.11, а. Якорь двигателя Я подключен к выходу преобB разователя УП, а обмотка возбуждения ОВ поB лучает питание от отдельного источника. ЭквиB валентная электрическая схема системы УП–Д представлена на рис. 3.11, б, где Еп — ЭДС преB образователя, которая может регулироваться по величине и знаку в зависимости от напряжения управления uу на входе преобразователя; Rп и Lп — соответственно внутренние сопротивлеB ние и индуктивность преобразователя. Для схемы, изображенной на рис. 3.11, б, уравнение электрического равновесия и уравB нения электромеханической и механической характеристик двигателя имеют соответственB но следующий вид: E п = kFw + iяRяS + LяS

diя ; dt

E п I яRяS ; kF kF E MRяS , w= п kF (kF)2 w=

(3.7) (3.8) (3.9)

где RяS = Rп + Rя и LяS = Lп + Lя.

Рис. 3.11. Схема включения (а), эквивалентная электрическая схема (б ) и механические характери стики (в) двигателя постоянного тока при питании от УП

200

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

Уравнения (3.8) и (3.9) подобны уравнеB ниям (3.2) и (3.3). Скорость идеального холоB стого хода двигателя w0 = Еп /(kF) зависит от ЭДС преобразователя, а жесткость характериB стик остается неизменной, но меньше жесткоB сти естественной характеристики двигателя (благодаря сопротивлению Rп). Механические характеристики двигателя при различных знаB чениях Eп, показанные на рис. 3.11, в, распоB ложены во всех четырех квадрантах. Система УП–Д позволяет осуществить и двухзонное регулирование скорости, при котором в диапазоне значений скорости wmin…wном (первая зона) скорость регулируB ется путем изменения ЭДС преобразователя (напряжения Uя), а в диапазоне wном…wmax (вторая зона) — уменьшением магнитного потока двигателя (тока возбуждяения Iв). В последнем случае, в соответствии с формуB лами (3.8) и (3.9) при снижении Iв скорость w0 увеличивается, а жесткость характеристик уменьшается. Диапазон регулирования скорости в разомкнутой системе УП–Д ограничен жеB сткостью механических характеристик двиB гателя и примерно равен: D = 7…15 при одB нозонном регулировании и D = 10…20 при двухзонном. Динамические свойства разомкнутой сисB темы УП–Д определяются совокупностью диB намических свойств двигателя и УП. СтрукB турная схема системы УП–Д приведена на рис. 3.12, где Wп(p) — передаточная функция преобразователя Ед — противоBЭДС двигателя. Формирование желаемого переходного проB цесса в системе УП–Д возможно путем соотB ветствующего изменения напряжения управB ления uу. Как правило, разомкнутая система УП–Д на практике не применяется, и поэтоB му способы изменения напряжения uу будут рассмотрены ниже при описании замкнутых систем.

Обоснование выбора вариантов техничеB ской реализации систем УП–Д связано с оценкой их статических, динамических, энерB гетических и техникоBэкономических показаB телей. Система генератор–двигатель. В системе генератор–двигатель (Г–Д) в качестве УП исB пользуют генератор постоянного тока Г (рис. 3.13, а), который приводится во вращеB ние двигателем переменного тока Д1 (асинB хронным или синхронным). Обмотка возбужB дения генератора ОВГ получает питание от доB полнительного управляемого источника питаB ния ВГ (возбудителя генератора). Изменяя ток возбуждения генератора Iв.г с помощью напряжения управления uу на вхоB де возбудителя, можно регулировать ЭДС геB нератора Ег, а следовательно, и напряжение Uя. Зависимость Ег(Iв.г) при постоянной скоB рости генератора (wг = const), которую называB ют характеристикой холостого хода генератоB ра, показана на рис. 3.13, б. Изменяя ток в обB мотке возбуждения двигателя Iв.д, можно регуB лировать магнитный поток двигателя и тем саB мым осуществлять двухзонное регулирование скорости. Механические характеристики двиB гателя подобны приведенным на рис. 3.11, в. Жесткость механических характеристик двигателя в системе Г–Д примерно вдвое меньше жесткости естественной характеристиB ки двигателя, а при асинхронном приводном двигателе изBза уменьшения скорости wг при увеличении нагрузки будет иметь место дополB нительное снижение жесткости характеристик. Передаточная функция генератора имеB ет вид Wг ( p) =

eг ( p) kв kг , =uу ( p) (1 + Т в.г p)(1 + Т г р)

где kв — коэффициент усиления возбудителя (kв = Duв /Duу); kг — коэффициент усиления

Рис. 3.12. Структурная схема системы УП–Д

СИСТЕМЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА С ДВИГАТЕЛЕМ ПОСТОЯННОГО ТОКА

201

Рис. 3.13. Схема включения (а) системы Г–Д и характеристика холостого хода генератора (б) генератора при wг = const (kг = Deг /Duв); Tв.г — постоянная времени возбудителя; Тг — электромагнитная постоянная времени цепи возбуждения генератора (Tг = Lв.г /Rв.г) (здесь Rв.г и Lв.г — соответственно сопротивB ление и индуктивность цепи возбуждения генератора). К достоинствам системы Г–Д следует отB нести: сравнительно высокую жесткость и лиB нейность механических характеристик, возB можность осуществления всех энергетических режимов работы электропривода, включая и рекуперативное торможение, отсутствие влияB ния электропривода на форму напряжения пиB тающей сети. Недостатками системы Г–Д являются: уменьшение КПД системы вследствие двуB кратного преобразования энергии в преобраB зователе (сначала из электрической энергии переменного тока в механическую на валу геB нератора, а затем из механической в электриB ческую энергию постоянного тока); трехкратB ная (по отношению к мощности двигателя) суммарная установленная мощность электриB ческих машин и отсюда высокие капитальB ные затраты и большие габаритные размеры установки; большая инерционность преобраB зователя. Система тиристорный преобразователь– двигатель (ТП–Д) относится к числу основных систем регулируемого электропривода постоB янного тока [17, 18]. Тиристорные преобразоB ватели выполняются по различным схемам

выпрямления и могут иметь один комплект (группу) вентилей или два комплекта (групB пы), что связано с их односторонней проводиB мостью. В нереверсивных электроприводах преобB разователь содержит одну группу вентилей; таB кой преобразователь называют также неревер сивным, так как ток может протекать только в одном направлении. В реверсивном электроприводе преобB разователь состоит из двух групп вентилей. При одном направлении тока работает одна группа, а при другом — другая. Поэтому преB образователь с двумя группами называют ре версивным. Управление двумя группами вентилей может быть совместным или раздельным. При совместном управлении отпирающие импульB сы поступают на обе группы тиристоров, а при раздельном — только на тиристоры работаюB щей группы. Функциональная схема реверсивного электропривода по системе ТП–Д показана на рис. 3.14, а, где преобразователь ТП состоB ит из согласующего трансформатора ТС, двух встречноBпараллельных вентильных групп ВГ1 и ВГ2 c трехфазной мостовой схемой выB прямления и раздельным управлением групB пами и системы импульсноBфазового управB ления (СИФУ). Трансформатор ТС согласует напряжеB ние питающей сети с номинальным напряB женим двигателя, а система импульсноBфаB

202

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

Рис. 3.14. Схема включения системы ТП–Д (а) и ее электромеханические и механические характеристики (б) зового управления формирует отпирающие импульсы, угол (фаза) a которых зависит от напряжения управления uу на входе преобB разователя. Зависимость ЭДС на выходе преобразователя E п от угла a определяется как Eп = Ed0 cos a, где Ed0 — максимальное значение ЭДС преобраB æ mk ö æ p ö зователя, E d 0 = 2 × E 2ç с.в ÷ sinçç ÷÷ [здесь è p ø è mkс.в ø E2 — действующее значение ЭДС вторичной фазной обмотки трансформатора; m — число фаз источника питания; kс.в — тактность схемы выB прямления (для нулевых схем kс.в = 1, а для мосB товых — kс.в = 2)]. ИзBза пульсирующего характера ЭДС преобразователя ток в якорной цепи двигателя также будет пульсирующим, что ухудшает усB ловия коммутации тока на коллекторе и создаB ет дополнительные потери мощности в двигаB теле, его нагрев, вибрацию и шум. Для уменьB шения пульсаций тока в цепь якоря введен сглаживающий реактор СР.

Уравнения электромеханической и мехаB нической характеристик электропривода по системе ТП–Д имеют вид соответсвенно: E d 0 cos a - I яRяS ; kF E cos a MRяS , w= d0 kF (kF)2 w=

где RяS = Rп + Rс.р + Rя [здесь Rп = Rэк + kс.вRт; Rэк — эквивалентное сопротивление, соответB ствующее падению напряжения в цепи преобB разователя при коммутации тиристоров (Rэк = = xтmkс.в /2p); хт, Rт — соответственно индуктивB ное и активное сопротивление обмоток трансB форматора, приведенное к его вторичной обB мотке; Rс.р — активное сопротивление сглажиB вающего реактора]. На рис. 3.14, б приведены электромехаB нические и механические характеристики сисB темы ТП–Д. Для реверсивного электропривоB да характеристики расположены во всех четыB рех квадрантах. Особенностью системы ТП–Д является наличие двух токовых режимов: непрерывноB

СИСТЕМЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДА С ДВИГАТЕЛЕМ ПОСТОЯННОГО ТОКА го и прерывистого токов в цепи якоря двигаB теля. В режиме непрерывного тока характериB стики линейны, а их жесткость ниже жесткоB сти характеристик двигателя в системе Г–Д, так как Rя » (3…4)Rя. В режиме прерывистых токов характеристики нелинейны и по мере уменьшения тока якоря жесткость характериB стик снижается. Область режимов прерывиB стого тока на рис. 3.14, б обведена штриховой линией. Передаточная функция тиристорного преB образователя может быть представлена как e ( p) kп , Wп ( p) = п = uу ( p) Tп p +1 где kп — коэффициент усиления преобразоватеB ля (kп = Deп /Duу); Tп — постоянная времени преобразователя, обусловленная запаздываниB ем в пределах одного интервала проводимости тиристоров и некоторой инерционностью его цепи управления [1, 17]. Примерные значения Tп 0,003…0,01 с. Большие значения Tп соответствуют одноB фазным схемам выпрямления. Иногда тириB сторный преобразователь рассматривают как безынерционное звено с передаточной функB цией Wп(p) = kп, что допустимо при соответB ствующем ограничении его полосы пропусB кания. Достоинствами системы ТП–Д являются: высокий КПД, большее быстродействие по сравнению с системой Г–Д и простота техниB ческого обслуживания. К числу недостатков следует отнести: меньшую жесткость механиB ческих характеристик по сравнению с систеB мой Г–Д; снижение коэффициента мощности c » ki cos a электропривода с увеличением диаB пазона регулирования (ki — коэффициент гарB моник потребляемого из сети тока); пульсиB рующий характер выпрямленного напряжеB ния; влияние на форму напряжения сети изBза коммутации вентилей и несинусоидальности потребляемого тока; необходимость применеB ния двух вентильных групп в реверсивном электроприводе. Несмотря на отмеченные недостатки, система ТП–Д получила наибольшее распроB странение в электроприводах прокатных стаB нов, металлорежущих станков, экскаваторов и ряде других механизмов. Система широтноимпульсный преобразо ватель–двигатель (ШИП–Д) содержит неB управляемый источник постоянного напряжеB

203

ния U, полупроводниковые ключи К1…К4 и двигатель постоянного тока независимого возB буждения, якорь которого включен в диагоB наль моста, образованного ключами (рис. 3.15, а). При симметричном управлении ключами (рис. 3.15, б), когда с помощью сигналов управления u1…u4 попеременно открывается (закрывается) пара диаметрально расположенB ных ключей К1, К4 или К2, К3, среднее за пеB риод Т напряжение на выходе преобразоватеB ля равно U я.ср =

U (t1 - t 2) = U (2g - 1). T

Здесь t1 и t2 — соответственно длительB ность открытого и закрытого состояний клюB чей К1, К4 и К2, К3; g = t1 /Т — относительная продолжительность открытого состояния клюB чей К1, К4 . При изменении g в пределах 0…1 напряжение на якоре Uя.ср будет изменяться в диапазоне -U…+U. Уравнения электромеханической и меB ханической характеристик электропривода по системе ШИП–Д имеют вид соответстB венно: (2 g - 1)U -I яRя ; kF kF (2 g - 1)U MRя w= . kF (kF)2 w=

Характеристики располагаются во всех четырех квадрантах (рис. 3.15, в), обеспечивая как двигательный, так и тормозной режимы работы двигателя. При 0,5 < g £ 1 напряжение Uя.ср и скорость w0 двигателя положительны. При g = 0,5 напряжение Uя.ср и скорость w0 равны нулю: характеристика соответствует реB жиму динамического торможения. При 0 £ g < < 0,5 напряжение Uя.ср и скорость w0 двигателя отрицательны. В системе ШИП–Д также имеют место прерывистые токи в области малых нагрузок (штриховые линии на рис. 3.15, в). Благодаря более высокой частоте пульсаций напряжения Uя эта область в системе ШИП–Д значительно меньше, чем в системе ТП–Д. В режиме неB прерывного тока характеристики линейны, а их жесткость выше жесткости характеристик двигателя в системе ТП–Д, поскольку внутB реннее сопротивление источника питания ШИП меньше сопротивления тиристорного преобразователя.

204

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

Рис. 3.15. Система ШИП–Д (а), ее сигналы управления (б), электромеханические и механические характеристики (в) Передаточная функция ШИП аналогична функции тиристорного преобразователя, отлиB чаясь заметно меньшими значениями постоB янной времени Tп (£0,002 с). Достоинствами системы ШИП–Д (по сравнению с системами Г–Д и ТП–Д) являютB ся: более высокие значения КПД и коэффициB ента мощности, который остается постоянным во всем диапазоне регулирования скорости; больший диапазон регулирования скорости, достигающий значений D » 20…30; более выB сокое быстродействие; простота технической реализации как силовой части, так и системы управления. К числу недостатков промышленных сисB тем ШИП–Д следует отнести ограниченную силовыми полупроводниковыми ключами преобразователя мощность электропривода ( Rя характеристика будет иметь положительную жесткость (кривая 4), что приведет к неустойчивой раB боте электропривода. Кроме того, изBза действия реакции якоB ря и нелинейности характеристики преобразоB вателя электромеханические и механические характеристики становятся нелинейными. ПоB этому положительная обратная связь по току, как правило, применяется в сочетании с отриB цательной обратной связью по напряжению преобразователя.

207

Если обратную связь по току сделать отB рицательной, то эффект будет обратным и в соответствии с уравнением w = uз kу kп k д - I я k д (Rя + kк.т ) жесткость характеристик заметно снижается (кривая 5). При kк.т ® ¥ статизм Dw ® ¥ и хаB рактеристика становится абсолютно мягкой (кривая 6). Обратные связи могут действовать постоB янно либо переключаться в зависимости от выполнения определенных условий. ПоследB ние также называют нелинейными или связями с отсечками, что означает: при выполнении какогоBто условия связь действует; если это условие не выполняется, связь перестает дейB ствовать, т.е. отсекается. Путем комбинации нескольких обратB ных связей можно сформировать электроB механическую (механическую) характериB стику с несколькими участками различной жесткости. Так, при сочетании непрерывB ной отрицательной связи по напряжению и отрицательной связи по току с отсечкой (замкнуты ключи К1 и К4) на рис. 3.17, а характеристика будет иметь два участка (рис. 3.17, г). На участке I при токе Iя £ I отс действует только связь по напряжению (связь по току отсечена) и жесткость харакB теристики определяется уравнением (3.10). На участке II при I я > I отс вступает в дейстB вие связь по току (и продолжает действоB вать связь по напряжению) и уравнение электромеханической характеристики будет иметь вид w=

(uз + kт I отс )kу kп kд 1 + kк.н

éR + (Rп + kк.т ) ù - I я kд ê я ú. 1 + kк.н û ë

Жесткость характеристики на участке II значительно ниже, чем на участке I. ХаB рактеристика II достигает нулевой скорости при токе стопорения I ст. На практике этот участок используют для ограничения тока якоря. Регулирование тока (момента) в системе УП–Д. Одним из наиболее общих требоваB ний к электроприводу является регулироваB ние его тока или момента. В большинстве систем электропривода контур регулироваB ния тока является внутренним и этот контур определяет настройку и динамические покаB затели других (внешних) контуров регулироB вания [6–9, 13, 14].

208

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

Рис. 3.18. Схема контура регулирования тока двигателя постоянного тока с независимым возбуждением На рис. 3.18 приведена функциональB ная схема контура регулирования тока для двигателя постоянного тока с независимым возбуждением. В контуре тиристорный преB образователь ТП и двигатель Я являются объектами регулирования, а устройство из операционного усилителя A1, входных резиB сторов R1 и R2, резистора R3 и конденсатоB ра C1 в цепи обратной связи усилителя наB зывают регулятором тока. Отрицательная обратная связь по току I я реализована с поB мощью датчика тока ДТ, вход которого подB ключен к измерительному шунту RS в цепи якоря двигателя. Иногда в качестве датчика тока используют устройство, выполненное на основе трансформаторов тока, подклюB ченных ко входу преобразователя на стороB не переменного тока. На рис. 3.19, а показана структурная схема контура тока. После эквивалентного переноса обратной связи по ЭДС двигателя схема принимает вид, показанный на рис. 3.19, б. В объекте регулирования имеютB ся три постоянные времени: преобразоватеB ля Tп (малая), электромагнитная цепи якоря Tя (средняя) и электромеханическая Tм (большая). В соответствии с принципами подчиненного регулирования с помощью реB гулятора подлежат компенсации постоянные времени Tя и Tм. Для такой компенсации потребуется относительно сложный регуляB тор, и поэтому на практике пренебрегают действием внутренней обратной связи по

ЭДС (штриховая линия на рис. 3.19, б), что вполне допустимо, и об этом будет сказано ниже. В данном случае передаточная функция регулятора тока имеет вид Wр.т ( p) =

T p +1 Tя p + 1 1 , = kр.т + = kр.т я Tи p Tи p Tя p

что соответствует пропорциональноBинтеB гральному регулятору (см. рис. 3.18). В поB следнем выражении kр.т — коэффициент усиB ления пропорциональной части регулятора (kр.т = Tя /Tи); Tи — постоянная времени инB тегральной части (Tи = kтkпTт /Rя) [здесь Tт — эквивалентная постоянная времени в контуре тока, Tт = aтTm; Tm — малая некомпенсируеB мая постоянная времени (Tm = Tп); aт — чисB ло, показывающее, во сколько раз постоянB ная времени Tт превышает постоянную вреB мени Tm; kт = uд.т /Iя — коэффициент передаB чи обратной связи по току]. Согласно передаточной функции замкнуB того контура тока Wк.т ( p) =

I я ( p) 1 , = uз.т ( p) kт [a тTAUm p(TAUm p + 1) + 1]

при uз.т = const уравнение электромеханической характеристики двигателя Iя =

uз.т = const. kт

НЕПРЕРЫВНЫЕ СИСТЕМЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ КООРДИНАТ

209

Рис. 3.19. Исходная (а) и преобразованная (б) структурные схемы контура регулирования тока двигателя На рис. 3.20 (кривая 1) показана переходB ная характеристика контура тока при настройB ке на модульный оптимум при aт = 2 для неB подвижного двигателя (не действует внутренB няя обратная связь по ЭДС). ПеререгулироваB ние по току составляет 4,3 %, а время регулиB рования 4,7Tm. При вращении двигателя с dw/dt ¹ 0 проявится действие внутренней связи по ЭДС и соответствующая переходная харакB

Рис. 3.20. Переходные характеристики контура регулирования тока двигателя

теристика примет вид кривой 2. Появится диB намическая ошибка по току Diя, относительное значение которой определяется выражением d=

iя.з - iя Tт (1 ± I с* ) , = iя.з Tт + Tм

где I c* — относительное значение статического тока (I c* = Iс /Iя.з); знак «–» соответствует проB цессам разгона, а знак «+» — процессам тормоB жения двигателя. Таким образом, погрешность, вносимая неучетом действия связи по ЭДС, зависит от отношения постоянных времени Tм и Tт и буB дет тем меньше, чем больше это отношение. В большинстве случаев эта погрешность вполB не допустима, а неучет влияния связи по ЭДС позволяет получить довольно простые уравнеB ния для расчета параметров контура и простой легко реализуемый пропорциональноBинтеB гральный (ПИ) регулятор. Иногда в структуру электропривода вводят положительную обратB ную связь по скорости (ЭДС), которая, комB пенсируя отрицательную связь по ЭДС, устраB няет и динамическую ошибку. Для двигателя постоянного тока с незаB висимым возбуждением (kФ = const) сказанB

210

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

ное в отношении регулирования тока якоря справедливо и для регулирования электромагB нитного момента двигателя. Регулирование скорости в системе ТП–Д. На рис. 3.21 приведена функциональная схеB ма системы регулирования скорости при пиB тании двигателя от тиристорного преобразоB вателя. В этой схеме к рассмотренному конB туру регулирования тока (см. рис. 3.18) доB бавлены регулятор скорости [устройство с операционным усилителем A2, входными реB зисторами R4 и R5, резистором R6, конденсаB тором C2 и ключом в цепи обратной связи усилителя, а также узлом ограничения (УО)] и отрицательная обратная связь по скорости (реализованная с помощью тахогенератора ТГ и потенциометра RP), которые образуют второй (внешний) контур регулирования скоB рости. При этом напряжение на выходе регуB лятора скорости uр.с является напряжением задания uз.т для контура тока, а напряжение uз.с, подаваемое на резистор R4 — задающим для контура скорости. Соответствующая структурная схема приB ведена на рис. 3.22, а, где Wр.с(p) — передаточB

ная функция регулятора скорости; kс — коэфB фициент передачи обратной связи по скорости. С учетом оптимизированного контура тока структурная схема контура скорости принимает вид, показанный на рис. 3.22, б. На схеме оптиB мизированный контур тока и механическая часть привода в виде интегрального звена являB ются объектом регулирования. При этом комB пенсация постоянной времени интегрального звена может быть как полной, так и неполной. При полной компенсации передаточная функция регулятора скорости имеет вид Wр.с ( p) =

kFTм kт = kр.c , aсaтTm Rя kc

(3.13)

что соответствует пропорциональному звену с коэффициентом усиления kр.с. В уравнении (3.13) aс — число, показыB вающее, во сколько раз эквивалентная постоB янная времени в контуре скорости Tс больше постоянной времени Tт (aс = Tс /Tт). Для реализации пропорционального регуB лятора скорости конденсатор C2 на рис. 3.21 должен быть закорочен с помощью ключа К.

Рис. 3.21. Система регулирования скорости двигателя постоянного тока

НЕПРЕРЫВНЫЕ СИСТЕМЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ КООРДИНАТ

211

Рис. 3.22. Исходная (а) и преобразованная (б) структурные схемы контура регулирования скорости двигателя Передаточная функция замкнутого контура скоB рости Wк.с ( p) =

1 w( p) . = uз.с ( p) kc {aсaтTm p[aтTm p(Tm p + 1) + 1] + 1}

Выбирая aс = 2…4, можно получить треB буемые перерегулирование и демпфирование в кривой w(t). Уравнение статической электромеханичеB ской характеристики находится из условия uр.с = uо.т (см. рис. 3.22, а), где uо.т = kтIя. В преB делах линейной части характеристики регуляB

тора скорости (регулятор не насыщен) uр.с = = kр.с(uз.с - kсw) и w=

uз.с aсaтTm Rя I я . kс Tм kF

(3.14)

При вступлении в действие узла ограниB чения на выходе регулятора скорости (регуляB тор насыщен) uр.с = uр.с max и Iя = uр.с max /kт неB зависимо от скорости. На рис. 3.23, а и б приведены электроB механические характеристики электропривоB да и переходная характеристика контура скоB

Рис. 3.23. Электромеханическая (а) и переходные (б, в) характеристики системы регулирования скорости двигателя

212

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

рости при настройке обоих контуров на моB дульный оптимум (aс = aт = 2). Как следует из формулы (3.14), при Tм > 4Tm жесткость хаB рактеристики в замкнутой системе (кривая 1) выше, чем в разомкнутой (кривая 2); при Tм = = 4Tm жесткость обеих характеристик одинаB кова; при Tм < 4Tm жесткость характеристики в замкнутой системе (кривая 3) ниже, чем в разомкнутой. При насыщении регулятора скорости контур скорости прекращает дейстB вовать и контур тока отрабатывает постоянB ное задание uр.с max, обеспечивая необходимое и независимое от скорости токоограничение Iя max (кривая 4). В переходной характеристике на рис. 3.23, б (кривая 1) перерегулирование по скорости соB ставляет 8,1 %. Внутренняя обратная связь по ЭДС несколько изменяет переходную характеB ристику, и кривая 2 соответствует учету этой связи. Недостатком полной компенсации мехаB нической части электропривода (в том числе и при настройке на модульный оптимум) являB ется наличие статизма (статической ошибки регулирования), который тем больше, чем шиB ре диапазон регулирования скорости. Для поB вышения точности регулирования настраиваB ют контур скорости на симметричный оптиB мум с применением ПИBрегулятора, при котоB рой имеет место неполная компенсация поB стоянной времени механической части. ПереB даточная функция такого регулятора скорости имеет вид Wр.с ( p) =

kр.с (4Tт p + 1) , 4Tт p

где значение kр.с такое же, как и при настройке на модульный оптимум, а постоянная времени числителя (постоянная обратной связи регуляB тора) в отличие от полной компенсации в 4 раза превышает эквивалентную постоянную времеB ни в контуре тока. Преимуществом настройки на симметB ричный оптимум является отсутствие статизма в регулировании, т.е. имеет место астатическое регулирование скорости. Уравнение статичеB ской электромеханической (механической) хаB рактеристики следующее: w=

uз.с . kс

Эта характеристика абсолютно жесткая (кривая 5 на рис. 3.23, а). Переходная характеB

ристика контура скорости с ПИBрегулятором приведена на рис. 3.23, б (кривая 3). ПеререгуB лирование по скорости составляет 43 %, что является недостатком такой настройки. Этот недостаток может быть устранен включением на входе контура скорости фильтра с передаB точной функцией Wф ( p) =

1 , 4Tт p + 1

что снижает быстродействие контура при возB действии со стороны задания, но не влияет на характер переходных процессов при воздейстB вии со стороны нагрузки. На рис. 3.23, в приведены кривые измеB нения скорости от времени при ступенчатом приложении нагрузки. Кривая 1 соответствуB ет пропорциональному (П) регулятору скоB рости, а кривая 2 — ПИBрегулятору. Обе кривые характеризуются динамическим проB валом скорости Dwд1, Dwд2 и временем восB становления tв1, tв2 скорости до установивB шегося значения, обусловленного в первом случае статизмом Dwс1, а во втором случае нулевым статизмом Dwс2 = 0. Обе кривые поB строены без учета внутренней обратной свяB зи по ЭДС. Связь по ЭДС несколько уменьB шает динамический провал скорости и колеB бательность при ее восстановлении, в чем и проявляется здесь положительный эффект этой связи. Часто контур с ПBрегулятором скорости называют однократно интегрирующим (по чисB лу интегрирующих звеньев в контуре), а конB тур с ПИBрегулятором — двукратно интегри рующим (где одно интегрирующее звено — меB ханическая часть привода, а другое — интеB гральная часть регулятора). Кроме рассмотренных модульного и симметричного оптимумов на практике приB меняют также и другие оптимальные наB стройки для контура скорости, например наB стройку по ГрехемуBЛетропу, Баттерворту, биноминальная [3, 12, 13]. Двухзонное регулирование скорости в системе ТП–Д обладает двумя важными преB имуществами. ВоBпервых, путем изменения (уменьшения) магнитного потока можно реB гулировать скорость двигателя выше основB ной (номинальной) и тем самым расширить общий диапазон регулирования, а, воBвтоB рых, регулирование скорости во второй зоне (wном…wmаx) происходит с постоянством доB

НЕПРЕРЫВНЫЕ СИСТЕМЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ КООРДИНАТ пустимой мощности, равной номинальному значению. Это позволяет загружать электроB привод полностью, а значит, обеспечивать большую производительность приводимого механизма. При регулировании скорости в первой зоне wmin…wном посредством изменения наB пряжения на якоре допустимая мощность электропривода является линейной функциB ей скорости и поэтому чем ниже скорость двигателя, тем меньше и допустимая мощB ность. Двухзонное регулирование скорости шиB роко применяют в приводах механизмов, где по мере увеличения скорости уменьшаются статические нагрузки. Например, в главных электроприводах металлорежущих станков, прокатных станов, а также в электроприводах различных перематывающих устройств, где по технологическим условиям требуется обеспеB чивать постоянство силы натяжения и скороB сти перемотки. Система двухзонного регулирования имеет два канала управления. С помощью первого, якорного, канала регулируют скоB рость, изменяя напряжение на якоре: поB средством второго, канала возбуждения,выB полняют регулирование путем изменения магнитного потока. Якорный канал ничем не отличается от рассмотренной выше систеB мы ТП–Д с однозонным регулированием скорости. Канал возбуждения, как правило, содерB жит два контура регулирования: контур тока возбуждения и контур ЭДС или напряжения на якоре и также включает в себя тиристорный преобразователь (тиристорный возбудитель) для питания обмотки возбуждения. РегулироB вание скорости во второй зоне происходит в зависимости от ЭДС или напряжения на якоB ре. При таком зависимом принципе управлеB ния магнитным потоком задание скорости в обеих зонах осуществляют с помощью одного задатчика скорости. На рис. 3.24 приведены зависимости скорости w, ЭДС двигателя Ед и магнитного потока Ф от напряжения задания по скорости uз.с при управлении магнитным потоком в функции от ЭДС. При работе электропривода в первой зоне магнитный поток остается поB стоянным и равным номинальному значению Фном, а ЭДС двигателя возрастает с увеличеB нием скорости. Работают три контура: тока якоря, скорости и тока возбуждения. При пеB

213

Рис. 3.24. Регулировочные характеристики дви гателя постоянного тока с двухзонным регули рованием скорости реходе во вторую зону вступает в действие контур регулирования ЭДС и его регулятор уменьшает задание для тока возбуждения и магнитного потока в соответствии с зависиB мостью kФ = Ед,ном /w, обеспечивая условие Ед = const. Для реализации зависимого принципа управления в функции от ЭДС необходим соB ответствующий датчик, основой работы котоB рого является косвенное вычисление ЭДС двигателя в соответствии с уравнением E д = U я - I яRя - Lя

dI я , dt

согласно которому необходимо измерять наB пряжение Uя, ток Iя и его производную. Так как измерение производной тока якоря представляB ет определенные трудности, на практике часто применяют датчики, которые дают информаB цию об ЭДС двигателя по измеренным напряB жению и току якоря. Такая информация будет верна только в статике, а в динамике появится ошибка измерения. ИзBза трудностей, связанных с измереB нием ЭДС, иногда систему двухзонного регуB лирования скорости выполняют с управлениB ем магнитным потоком в зависимости от наB пряжения на якоре, что может быть реализоB вано с помощью одного простого датчика наB пряжения. Регулирование скорости во второй зоне значительно усложняет математическую моB дель электропривода, так как кроме появления

214

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

второго канала управления в его структуре поB являются блоки перемножения (M = kФIя и Eд = = kФw) и кривая намагничивания Ф(Iв), а такB же имеют место взаимное влияние контуров и влияние вихревых токов в магнитопроводе двигателя. Однако синтез контуров тока якоря и скорости в якорном канале аналогичен синB тезу этих контуров в ранее рассмотренных однозонных электроприводах, за исключениB ем контура скорости. Для того чтобы сохраB нить оптимальную настройку контура скороB сти при работе электропривода во второй зоB не при любом значении магнитного потока, необходимо обеспечить постоянство произвеB дения kр.сФ и, следовательно, при уменьшеB нии магнитного потока — увеличивать коэфB фициент усиления регулятора скорости. В этом случае регулятор скорости называют адап тивным, т.е. изменяющим свою настройку в зависимости от магнитного потока или скоB рости. Синтез контура ЭДС, или напряжения на якоре, изBза существенной нелинейности математической модели электропривода весьB ма затруднен. После линеаризации (перехода к малым приращениям) моделей двухзонных электроприводов и нормирования дифференB циальных уравнений (перехода к относительB ным единицам) структурная схема электроB привода с контуром ЭДС приобретает вид, показанный на рис. 3.25, а. При этом струкB турная схема электропривода с контуром наB пряжения на якоре двигателя будет иметь вид, показанный на рис. 3.25, б. При нормиB ровании в качестве базовых величин приняB ты: wном, Фном, Iя max, Mmax = kФном Iя max, Eд.ном, постоянная времени Tб = Jwном /Mmax, и поэтому относительные величины предB ставлены как n=

w F I ; j= ; iя = я ; wном Fном I я max m=

Eд M . ; eд = M max E д.ном

На рис. 3.25, а и б n0, j0, iя0 — координаB ты точки, в окрестности которой проведена линеаризация моделей. В полученных струкB турных схемах отсутствуют блоки перемножеB ния и кривая намагничивания, но наглядно представлено взаимное влияние контуров, приB чем в схеме на рис. 3.25, б это влияние более

сложное вследствие появления связи r(Tя p + 1), где r = Rя /Rб; Rб = Eд.ном /Iя max. На рис. 3.25, а все четыре регулятора (тока якоря, скорости, тока возбуждения и ЭДС двигателя) пропорциональноBинтеB грального типа, но показаны только два реB гулятора: регулятор скорости с передаточной функцией Wр.с(p) = kр.с(T1p + 1)/(T1p), где T1 — постоянная времени цепи обратной связи регулятора (при настройке на симметB ричный оптимум T1 = 4Tт1), и регулятор ЭДС с передаточной функцией Wр.э(p) = kр.э(T2p + + 1)/(T2p), где kр.э — коэффициент усиления регулятора; T2 — постоянная времени его цепи обратной связи. Регуляторы токов якоря и возбуждения не показаны, но приведены передаточные функции контуров Wк.т.я(p) и Wк.т.в(p): Wк.т.я ( p) =

1 1 , и Wк.т.в ( p) = Tт1 p + 1 Tт2 p + 1

оптимизированных с помощью этих регулятоB ров, где Tт1 и Tт2 — эквивалентные постоянные времени контуров. На рис. 3.25, б регуляторы скорости, тоB ков якоря и возбуждения также пропорциоB нальноBинтегрального типа, а регулятор наB пряжения на якоре — типа активного фильтра с передаточной функцией Wр.н ( p) =

kр.н (T3 p + 1) , T4 p + 1

где kр.н — коэффициент усиления регулятора (активная часть); T3 и T4 — постоянные времеB ни (фильтрующая часть). В реальных электроприводах регулятор ЭДС также может быть и интегрального типа, а регулятор напряжения на якоре — пропорB циональным. Все названные регуляторы обесB печивают необходимую статическую точность регулирования, но изBза отсутствия обосноB ванных методик синтеза не гарантируют треB буемой точности регулирования в динамике. Поэтому в случае появления большой динамиB ческой ошибки в регулировании ЭДС или наB пряжения на якоре изBза ограниченного запаса по напряжению в тиристорном преобразоватеB ле якорной цепи, контур ЭДС или напряжеB ния размыкается. При этом снижается быстB родействие, но электропривод сохраняет свою работоспособность. Если работа электроприB вода во второй зоне становится неустойчивой,

НЕПРЕРЫВНЫЕ СИСТЕМЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ КООРДИНАТ

215

Рис. 3.25. Структурные схемы электропривода постоянного тока с двухзонным регулированием ско рости с контурами регулирования ЭДС (а) и напряжения (б) якоря двигателя то для устранения возникающих автоколебаB ний параметры соответствующих регуляторов подбираются экспериментально при наладке электропривода. Регулирование тока якоря и скорости дви гателя в системе Г–Д имеет свои особенности, так как здесь кроме постоянных времени тиB ристорного возбудителя Tт.в (малая), якорной цепи Tя (средняя) и механической Tм (больB шая) появляется еще одна большая постоянB ная времени генератора Tг, обусловленная инерционностью его обмотки возбуждения. Поэтому в такой системе при оптимизации

контура тока якоря появляются две возможноB сти: непосредственная оптимизация контура за счет «компенсации» постоянных времени Tя и Tг или введение в контур тока якоря еще одB ного внутреннего контура регулирования ЭДС генератора либо его тока возбуждения. При непосредственной оптимизации для «компенсации» постоянных времени Tя и Tг потребуется ПИДBрегулятор тока якоря и свойства электропривода с таким регулятором в малом будут аналогичны рассмотренной раB нее системе ТП–Д. Если по какимBлибо приB чинам использование ПИДBрегулятора нежеB

216

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

Рис. 3.26. Структурная схема замкнутой системы Г–Д: Kт.в — коэффициент усиления тиристорного возбудителя; Tт.в — постоянная времени тиристорного возбудителя; Rв — суммарное сопротивление цепи обмотки возбуждения; Tг — постоянная времени генератора (Tг = Lв /Rв), где Lв — суммарная индуктивность цепи обмотки возбуждения; kг — коэфB фициент передачи генератора при его номинальной скорости вращения лательно, то можно, не компенсируя постоянB ную времени Tя, принять в качестве малой поB стоянной времени Tm = Tт.в + Tя. В этом случае потребуется ПИBрегуляB тор, но увеличение некомпенсируемой постоB янной времени Tm снизит быстродействие контура тока якоря, а следовательно, и быстB родействие электропривода, а также и точB ность регулирования. Поэтому для повышеB ния статических и динамических свойств электропривода в его структуру вводят еще один контур регулирования ЭДС генератора или его тока возбуждения. Структурная схема системы Г–Д с добавB ленным контуром регулирования тока возбужB дения Iв приведена на рис. 3.26. Внутренний контур тока возбуждения включает в себя реB гулятор, тиристорный возбудитель, цепь обB мотки возбуждения генератора с соответстB вующими передаточными функциями kт.в 1 Wр.т.в ( p); Wт.в ( p) = ; Wо.в ( p) = Tт.в p + 1 Rв (Tг p + 1) и отрицательную обратную связь по току возбуB ждения с коэффициентом передачи kт.в. Этот контур является частью другого контура тока якоря, где также показаны регуB лятор тока якоря, генератор, якорная цепь системы Г–Д с соответствующими передаточB ными функциями Wр.т . я ( p); Wг ( p) = kг ; Wя.ц ( p) =

1 Rя (Tя p + 1)

и отрицательная обратная связь по току якоB ря с коэффициентом kт.я. Внешний контур

регулирования скорости ничем не отличаетB ся от аналогичного контура в системе ТП–Д (см. рис. 3.22, а) за исключением контура тока якоря. Если принять Tm = Tт.в, то при настройке на модульный оптимум передаточные функB ции регуляторов будут иметь следующий вид: – ПИBрегулятора тока возбуждения Wр.т.в ( p) =

kр.т.в (Tг p + 1) Tг p

, где kр.т.в =

Tг Rв ; 2Tm Rт.в kт.в

– ПИBрегулятора тока якоря Wр.т.я ( p) =

kр.т.я (Tя p + 1) Tя p

, где kр.т.я =

TяRя kт.в ; 4Tm kг kт.я

– ПBрегулятора скорости Wр.с ( p) = kр.с , где kр.с =

kFTм kт.я . 8Tm Rя kс

Динамические характеристики системы Г–Д качественно аналогичны системе ТП–Д, но применение третьего контура снижает быB стродействие системы Г–Д примерно в 2 раза. Так, при настройке на модульный оптимум переходная характеристика в контуре тока якоря будет иметь время регулирования 7Tm и перерегулирование 8,1 %, а такая же характеB ристика в контуре скорости — время регулироB вания 13,6Tm и перерегулирование 6,2 %. ТакB же в 2 раза снизится и жесткость механичеB ских характеристик. Следует отметить, что полная «компенсаB ция» большой постоянной времени Tг имеет

НЕПРЕРЫВНЫЕ СИСТЕМЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ КООРДИНАТ только математический смысл. Физически ее влияние компенсируется соответствующим увеличением напряжения возбуждения в неB сколько раз по сравнению с номинальным значением Uв.ном. Отношение Eт.в max /Uв.ном наB зывают коэффициентом форсировки возбудите ля. В случае недостаточных форсировок проB явится действие постоянной времени Tг, быстB родействие электропривода снизится и измеB нятся другие динамические показатели. ТакB же изBза существующих ограничений на выхоB де регулятора тока возбуждения Uр.т.я max = = kт.вIв max и выходе регулятора скорости Uр.с max = kт.яIя max во время динамических проB цессов контуры регулирования тока якоря и скорости могут разомкнуться, что и отразится на этих процессах. Регулирование положения электропривода. Угловое или линейное перемещение электроB привода является также одной из основных регулируемых координат наряду со скоростью и ускорением. Электропривод, в котором неB обходимо регулировать эту координату, назыB вают позиционным. Для регулирования полоB жения электропривода необходим соответстB вующий контур со своими регулятором и датB чиком положения. В качестве последнего исB пользуют сельсины, поворотные трансформаB торы, индуктосины, импульсные и цифровые датчики и др. Эти датчики могут быть устаB новлены непосредственно на валу двигателя либо на других элементах передаточного или рабочего механизма.

217

Задачей синтеза контура положения является определение типа и параметров реB гулятора положения в соответствии с основB ным требованием — отработкой заданного перемещения j з с необходимой точностью за минимальное время при существующих ограничениях по скорости и току двигателя (w £ wmax; iя £ I я max). В зависимости от того, действуют эти ограничения или нет, разлиB чают три вида перемещений: малое, среднее и большое. При малом перемещении w < wmax; iя < < Iя max и система регулирования может расB сматриваться как линейная с примерным граB фиком изменения тока и скорости, показанB ным на рис. 3.27, а. При среднем перемещеB нии w < wmax; iя £ Iя max, т.е. при вступлении в действие ограничения по току, электроприB вод будет работать в соответствии с треугольB ной тахограммой (рис. 3.27, б). При большом перемещении w £ wmax; iя £ Iя max, т.е. при вступлении в действие обоих ограничений, электропривод будет отрабатывать трапецеиB дальную тахограмму (рис. 3.27, в). Структурная схема позиционного элекB тропривода постоянного тока с тремя контуB рами регулирования представлена на рис. 3.28. Внешний (контур положения) включает в себя два внутренних контура (тоB ка якоря и скорости), оптимизированных в соответствии с принципами подчиненного регулирования; механическую часть привода в виде интегрального звена с передаточной

Рис. 3.27. Диаграммы изменения скорости и тока двигателя позиционного электропривода при малом (а), среднем (б) и большом (в) перемещениях

Рис. 3.29. Диаграммы изменения скорости при отработке средних перемещений

Рис. 3.30. Статические характеристики регу лятора положения

Рис. 3.28. Структурная схема позиционного электропривода постоянного тока

218 Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

НЕПРЕРЫВНЫЕ СИСТЕМЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ КООРДИНАТ функцией 1/(rпp), где rп — радиус приведеB ния к валу двигателя положения механичеB ской части в случае установки датчика полоB жения не на валу двигателя; датчик положеB ния с коэффициентом kд.п и регулятор полоB жения с передаточной функцией Wр.п(p). ОгB раничение напряжения на выходе регулятоB ров скорости uр.с и положения uр.п обеспечиB вают ограничение максимальных значений Iя max и wmax при отработке средних и больB ших перемещений электропривода. Для отработки малых перемещений в случае настройки всех контуров на модульный оптимум потребуется пропорциональный регуB лятор положения с передаточной функцией Wр.п(p) = kр.п, где kр.п = kо.с /(8Tmkо.п). Здесь и далее предполагается, что датчик положения установлен на валу двигателя и поэтому rп = 1. При наличии на валу двигателя момента соB противления Mс электропривод отработает малое перемещение со статической ошибкой Djс £ Djс max, где Djс max = 32TmMc /J. Настройка на модульный оптимум дает процесс с перерегулированием по положению, что для большинства механизмов либо нежеB лательно, либо недопустимо. Кроме того, реB жим малых перемещений для большинства поB зиционных механизмов не является характерB ным. Поэтому такая настройка при отработке средних и больших перемещений не может гаB рантировать ни минимального времени, ни отB сутствия перерегулирования, ни обеспечения заданной точности. При отработке средних перемещений для реализации треугольного графика скорости без перерегулирования необходим пропорциональB ный регулятор с коэффициентом kр.п =

2| e | kо.с , wнаR kо.п

(3.15)

где e — максимальное ускорение электропривоB да (e = dw/dt); wнач — начальная скорость, с коB торой начинается процесс торможения (рис. 3.29). Как следует из выражения (3.15), для отработки среднего перемещения за миниB мальное время без перерегулирования коэфB фициент kр.п должен изменяться в зависимоB сти от значения wнач, а следовательно, и от угла jз. Поэтому, если kр.п = const, то только для одного значения wнач график скорости будет треугольным (траектория 1 на рис. 3.29). Для других значений wнач и jз граB

219

фик скорости будет также другим. Если w¢наR < wнаR , то отработка соответствующего перемещения w¢з будет с меньшим замедлеB нием в конце, т.е. с дотягиванием, и время отработки увеличится (траектория 2). В слуB чае w¢¢наR > wнаR при отработке перемещения w¢¢з будут иметь место перерегулирование и доB тягивание (траектория 3). Для устранения нежелательного перереB гулирования значение kр.п следует выбирать из условия wнач = wmax, что соответствует наибольшему среднему перемещению jз.ср max. При jз > jз.ср max перемещение будет отрабатываться как большое по трапецеиB дальному графику без дотягивания и перереB гулирования. Если при отработке средних перемещеB ний дотягивание нежелательно, то регулятор положения должен быть нелинейным. УчитыB вая, что wнаR = j3e , и подставляя это значение в формулу (3.15), получаем зависимость коэфB фициента kр.п от перемещения jз: kр.п = 2 kо.с

|e| kо.п . j3

Но на практике обычно измеряют не заB дающее перемещение, а рассогласование Dj = = jз - j. Поэтому удобнее регулятор выполB нить с параболической зависимостью U р.п = ±kо.с 2| e | | Dj | , где знак «+» соответствует положительному, а знак «–» — отрицательному рассогласоваB нию. Такой регулятор будет автоматически обеспечивать оптимальную параболическую траекторию на участке торможения при отB работке как средних, так и больших перемеB щений без перерегулирования и дотягиваB ния. Соответствующая зависимость Uр.п(Dj) показана на рис. 3.30 (кривая 1), где гориB зонтальный участок с Uр.п max (регулятор наB сыщен) обеспечивает задание максимальной скорости wmax. При уменьшении рассогласования Dj коэффициент параболического регулятора будет возрастать, что может привести к увеB личению колебательности при отработке маB лых перемещений, а также в конце отработB ки средних и больших перемещений. ПоэтоB му начальный участок параболы заменяют линейным (кривая 2) с коэффициентом усиB

220

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

ления, соответствующим настройке на моB дульный оптимум. При Mс ¹ 0 в системе с параболическим регулятором будет также иметь место статичеB ская ошибка, и для ее устранения необходимо, например, в регулятор скорости добавить инB тегральную часть.

где d0 = TпTэТ мТ 22; d1 = (Tп + Т э )Т мТ 22; d2 = Т мТ 22 + Т п (gТ эТ м + Т 22); d3 = Т 22 + gТ м (Т п + Т э ); d4 = gТ м + Т п ; d5 = 1;

3.4. МОДАЛЬНОЕ УПРАВЛЕНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДА ПОСТОЯННОГО ТОКА

b0 = 1;

Определение параметров модального регу лятора. Использование модального управлеB ния (см. п. 1.2.6) для электропривода постоB янного тока может быть показано на примере системы УП–Д со структурой управления, изображенной на рис. 2.24. Здесь УП предB ставлен инерционным звеном с коэффициенB том усиления kп и постоянной времени Тп, а операционный усилитель (У) — безынерциB онным звеном с коэффициентом усиления kу. Моменты сопротивления Мс1, Мс2, скорость w2 рабочего органа (РО) и параметры подB вижной части J1, J2, C12 приведены к валу двигателя (w1). Электропривод описывается исходной системой уравнений в операторной форме:

b2 = Т 12(Т п + Т э );

(Tп p + 1)eп = ky kпuy ; ü öï 1æ 1 (Tэ p + 1)iя = çç eп - w1 ÷÷;ï Rè kд ø ï ï 1 J1 pw1 = iя - M c1 - M12; ï kд ý ï M12 = C12(j1 - j2); ï J2 pw2 = M12 - M c 2; ï ï w1 = pj1 ; ï w2 = pj2, þ

(3.16)

где еп — ЭДС УП; iя — ток якоря двигателя; R — сопротивление якорной цепи; kд = 1/(kF) — пеB редаточный коэффициент двигателя; Тэ — элекB тромагнитная постоянная времени. Согласно процедуре синтеза, выбираются переменные состояния: х1 = eп; х2 = iя; х3 = w1; х4 = М12; х5 = w2 — и решением совокупности уравнений (3.16) относительно выходной коB ординаты w2 определяется уравнение разомкB нутой системы управления электроприводом: (d0 p5 + d1 p 4 + d2 p 3 + d3 p 2 + d4 p + d5 )w2 = k0uy - b0

M c1 M - (b1 p 4 + b2 p 3 + b3 р 2 +b4 p + b5 ) c 2 b b

(3.17)

b1 = Т пТ эТ 12; b3 = Т 12 + Т п (Т э + b / С12); b4 = Т п + Т э + b / С12; b5 = 1; b — жесткость механической характериB стики электропривода в разомкнутой системе управления; 1 J2 — резонансная постоянная = T2 = W2 C12 времени РО; J1 1 — то же, ротора двигателя; T1 = = C12 W1 Т м = J1 / b — механическая постоянная времени двигателя; J + J2 ; g= 1 J1 k0 = kуkп kд — передаточный коэффициB ент разомкнутой системы управления элекB троприводом; W1, W 2 — резонансные частоB ты. Решение уравнения для замкнутой по векB тору состояния (ВС) системы управления элекB троприводом с учетом входящего в уравнение (3.17) уравнения замыкания 5

uу = uз - å k0 i x i = i =1

= uз - (k01еп + k02iя + k03w1+ k04 M12+ k05w2)

(3.18)

и представлением переменных М12, w1, iя, еп чеB рез w2 приводит к соотношению (D0 p5 + D1 p 4 + D2 p 3 + D3 p 2 + D4 p + D5 )w2 = = k0uз - B0

M c1 - (B1 p 4 + B2 p 3 + В3 р 2 + b + B4 p + B5 )

M c2 , b

(3.19)

МОДАЛЬНОЕ УПРАВЛЕНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДА ПОСТОЯННОГО ТОКА где D0 = d0 ; D1 = d1 + k1TэTмT22; D2 = d2 + (k1 + k2)Т мТ 22;

ü ï ï ï D3 = d3 + k1 (gTмTэ + T22) + k3T22; ïï D4 = d4 + (k1 + k2)gTм + k4 (g - 1)Tм ;ï ï D5 = 1 + k1 + k3 + k5 ; ï ï k1 = kу kп k01 ; ï k02 k2 = ky kп ; ï R ï k3 = ky kп k д k03 ; ï ý (3.20) k04 ï ; k4 = ky kп Rk д ï ï k5 = ky kп kд k05 ; ï B0 = 1 + k1 + k2; ï ï B1 = b1 ; ï 2 B2 = b2 + K1TэT1 ; ï 2 ï B3 = b3 + (k1 + k2)T1 ; ï æ b ö b ï ÷÷ + k3 B4 = b4 + k1 çç Tэ + ; ï C12 ø C12 è ï B5 = 1 + k1 + k2 + k4 . þ Для замкнутого по ВС электропривода по желаемым параметрам sжел и tжел может быть выбрано нормированное уравнение пятого поB рядка (см. табл. 2.7) S 5 + с1S 4 + с2S 3 + с3 S 2 + с4 S + 1 = 0. Например, для перерегулирования s » » 5 %; tп.п = 7,5 (модальный оптимум); с1 = с4 = 4; с2 = с3 = 8. Параметры модального регулятора (МР) определяются по формуле (2.16) из системы уравнений Di = Di жел = d0ci wбi . Используя форB мулы (3.20) для коэффициентов уравнения (3.19), находим коэффициенты k1 ... k5 : ü ï 2 2 k2 = (d0c2wб - d2) / (TмT2 - k1 ); ï ï k3 = [(d0c3w3б - d3 ) - K1 (gTмTэ + T22)] / T22; ý (3.21) k4 = [d0c4w4б - d4 ) - (k1 + k2)gTм ] / (g - 1)Tм ;ï ï ï k5 = (d0w5б - 1) - (k1 + k3 ). þ k1 = (d0c1wб - d1 ) / (TэTмT22);

Если задано желаемое быстродействие системы (tп.п жел) и по нему определено значеB t ние wб = п.п , то система (3.21) позволяет выB t п.п числить все параметры МР. При определении ki желательно выполB нять условие ki > 0, что соответствует отрицаB

221

тельным обратным связям, которые обеспечиB вают определенную «робастность» системы, т.е. пониженную чувствительность к изменеB ниям параметров и воздействий внутри контуB ров хi. Условие k1 ³ 0 налагает ограничение на значение базовой частоты: wб ³

d1 1æ 1 1 = ç + d0c1 c1 çè Tэ Tп

ö ÷÷ . ø

(3.22)

По полученным общим коэффициентам усиления МР ki согласно системе (3.20) можно найти значения коэффициентов обратных свяB зей, т.е. коэффициентов собственно МР (см. рис. 2.24): k01 = k1/(ky kп ); k02 = k2R/(kу kп ); k03 = k3 /(kу kп kд ); k04 = k4Rkд /(ky kп ); k05 = k5 /(ky kп kд ). Механическая характеристика замкнутого электропривода определяется из выражения (3.19) подстановкой р º 0: w2 = -

k0 u3 1 + k1 + k3 + k5

(1 + k1 + k2)M c1 + (1 + k1 + k2 + k4 )M c 2 . b(1 + k1 + k3 + k5 )

В рассматриваемом электроприводе Мс1 является моментом трения Мтр в двигателе и в части механической передачи, а Мс2 — осB новной момент нагрузки Мнаг. Если пренебB речь моментом трения, то жесткость механиB ческой характеристики замкнутого электроB привода определится выражением bз = b

1 + k1 + k3 + k5 . 1 + k1 + k2 + k4

(3.23)

В зависимости от параметров МР жесткость bз может быть и больше, и меньше, и равна b. Из выражения (3.23) следует, что при выB бранных переменных состояния отрицательB ные связи по току и моменту М12 снижают жеB сткость механической характеристики электроB привода. Чтобы МР повышал bз при любой настройке, можно взять другой набор переменB ных состояния, без жестких связей по iя и М12. di dw Например, примем x1 = я ; x 2 = 1 ; x 3 = w1; dt dt dw2 ; x5 = w2. Тогда x4 = dt b з = b(1 + k3 + k5 ) > b.

(3.24)

222

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

Параметры МР с данными хi определятся следующим образом: ü ï ï ï k3 = [(d0c3w3б - d3 ) - k1gТ м ] / T22; ý 4 2 2 ï k4 = (d0c4wб - d4 ) - (d0c2wб - d2) / T2 ; ï ï k5 = (d0w5б - 1) - k3 . þ k1 = (d0c1wб - d1 ) / (TмT22); k2 = (d0c2w2б

- d2) / T22;

(3.25)

Системы модального управления с наблю дателями. При построении систем модальноB го управления электропривода постоянного тока с наблюдателем принято решать две заB дачи: синтеза модального регулятора (МР) и синтеза наблюдающего устройства (НУ), восB станавливающего частично или полностью вектор состояния переменных данного элекB тропривода. Синтез МР, обеспечивающего для выB ходной координаты электропривода апериоB дический процесс со временем tп.п £ 0,15 с, а также повышение жесткости механической характеристики в 10 раз, может быть показан на примере системы УП–Д со следующими исходными данными: коэффициентом усилеB ния УП kп = 25; постоянной времени цепи управления ТП, равной Тп = 0,2 с; передаточB ным коэффициентом двигателя kд = 0,9 рад/с; электромагнитной постоянной времени якорB ной цепи системы УП–Д, равной Тэ = 0,04 с; механической постоянной времени Тм = 0,1 с; результирующим сопротивлением якорной цепи R = 0,05 Ом; передаточным коэффициB ентом тахогенератора на валу двигателя kтг = = 0,032 В×с/рад. Принято, что рабочий орган механизма связан с валом двигателя кинемаB тической цепью с коэффициентом жесткости с12 = ¥ (см. рис. 3.31), а момент нагрузки на валу двигателя Мнаг = const. Синтез МР выполняется поэтапно в соB ответствии с изложенной в п. 2.6 процедурой Этап 1. Выбирают переменные состояB ния и составляют дифференциальные уравнеB ния разомкнутого и замкнутого электропривоB дов относительно скорости рабочего органа: x1 =

diя dw ; x 2 = ; x 3 = w. dt dt

Для гарантированного повышения жестB кости механической характеристики электроB привода (3.24) выбирают гибкие обратные свяB зи по току iя и скорости w.

Дифференциальное уравнение третьего порядка и его коэффициенты для разомкнутоB го привода находят из уравнения (3.17) подB становкой значений с12 = ¥; Т1 = Т2 = 0; g = 1: (d0 p 3 + d1 p 2+ d2 p + d3 )w = k0uу - (b0 p 2+ b1 p + b2)

Mc . b

Коэффициенты этого уравнения равны: d0 = TпTэTм = 8 ×10-5 c 3 ; d1 (Tп + Tэ )Tм = 0,006 с 2; d2 = Tп + Tм = 0,12 с; k k k d3 = 1; k1= y п 01 ; k2= kм kп k д k02; k3 = kм kп k д k03 ; R B0 = b0 = 8 ×10-4 c 2; B1 = b1 + k1 = (0,06 + k1 ) c; B2 = b2 = 1. Этап 2. Выбирают тип нормированного уравнения для замкнутого по ВС электроприB вода: S3 + с1S2 + с2S + 1 = 0; Для s = 0 коэффициенты с1 = с2 = 3; tп.п = = 6,3. Этап 3. Определяют параметры МР. Из условия заданной жесткости механической хаB рактеристики b3 = 1 + k3 = 10; k3 = 9; b базовая частота wб = 3

D3 3 10 = = 50 c -1; d0 8 ×10-5

t п.п = wб 6,3 = = 0126 , c < 015 , c удовлетворяет требованию. 50 Коэффициенты усиления по контурам пеB ременных состояния определяют с помощью системы уравнений вида Di = Di жел = d0ci w6i по формулам время переходного процесса t п.п =

k1 = (d0с1wб - d1 ) / Tм = 0,006 / 01 , = 0,06; k2 = d0с2wб2 - d2 = 0,48; k3 = 9. Собственно параметры МР (коэффициB енты обратных связей k01 , k02, k03 и коэффиB

МОДАЛЬНОЕ УПРАВЛЕНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДА ПОСТОЯННОГО ТОКА циент усиления kу усилителя) определяют по значениям найденных коэффициентов k1…k3 и параметров электропривода: k03 = kт.г = 0,032 В·с/рад; 9 k3 kу = = = 12,5; kп kд k03 25 × 0,9 × 0,032 k02 =

k2 , ×10-3 B × c 2 /рад ; = 163 kу kп kд

k01 =

k1R = 10-5 Ом × с . kу kп

Для реализации МР потребуется измерение dw diя трех переменных: w, и . Для измерения dt dt скорости имеется датчик — тахогенератор. ПроB изводную скорости можно найти дифференциB рованием напряжения тахогенератора. Однако сигнал производной тока получить дифференциB рованием трудно изBза импульсного характера тока тиристорного преобразователя, особенно в режиме прерывистого тока. Для сглаживания сигнала тока потребуется значительный фильтр, который вносит заметную ошибку в измерение производной тока. Поэтому для реализации данB ного МР желательно косвенное выделение проB изводных тока и скорости, которое можно выB полнить на основе наблюдателя. Синтез наблюдателя, восстанавливающего т dw ù édi вектор состояния X (t ) = ê я wú для реалиB û ë dt dt зации МР, базируется на переменных, доступных измерению (входном управляющем воздействии uу и угловой скорости двигателя х3 = w, у = с3х3 = = kт.гw), а также на переменных, не доступных изB мерению (производной тока — x1 =

diя и моменB dt

та нагрузки х4 = Мс » const). Уравнениям рассматриваемого электроB привода соответствует система уравнений наB блюдателя согласно формуле (2.17): k k deп 1  ); = - eп + y п uy + g13 (uт.г - kт.г w Tп dt Tп diя 1 1  1   ); = eп - iя w + g23 (uт.г - kт.г w dt RTэ Tэ RTэ kд  1  1  dw  ); = iя - M c + g33 (uт.г - kт.г w dt Jk д J dM c  ). = g43 (uт.г - kт.г w dt

223

Матрицы для наблюдателя включают в себя: – матрицуBстолбец регулятора наблюдаB теля G = [g13g23g33g43]т; – матрицуBстроку переменных, доступB ных измерению С = [0 0 kт.г 0]; – матрицу произведения GC é0 ê0 GC = ê ê0 ê0 ë

0

g13 kт.г 0 g23 kт.г 0 g33 kт.г 0 g43 kт.г

0ù 0ú ú. 0ú 0úû

Характеристическая матрица наблюдателя D = pI - A + GC = 1 é êp + Т п ê ê- 1 = ê RTэ ê ê 0 ê êë 0

0

g13 kт.г

1 Tэ 1 Jk д 0

1 + g23 kт.г RTэ k д

p+

p + g33 kт.г g43 kт.г

ù 0ú ú 0ú ú. 1ú ú Jú p úû

Данной матрице соответствует характериB стический полином наблюдателя: D( p) = p 4 + p 3 (a + g33 kт.г ) + æ g k g k + p 2çç b + ag33 kт.г + c + 23 т.г + 43 т.г к J J д è

ö ÷+ ÷ ø

ì 1 æ g k + pí bg33 kт.г + ckд g13 kт.г + çç c + 23 т.г Tп è kд J î +a

ö ÷+ ÷ ø

g43 kт.г ü g43 kт.г = 0, ý+b J þ J

Tп + Tэ 1 1 ; b= ;c= . TпTэ TпTэ TэTм Для синтеза регулятора наблюдателя, т.е. определения коэффициентов матрицы G, выбиB рается стандартное уравнение четвертого поB рядка с желаемыми уровнем демпфирования sжел и быстродействием tп.п жел: где a =

p 4 + c1wб p 3 + c2w2б p 2 + c3w3б p + w4б = 0. Приравнивая коэффициенты данных двух уравнений при равных степенях р, можно опреB делить искомые коэффициенты g13, g23, g33, g43. Структурная схема синтезированного наB блюдателя, реализующего МР электропривоB

224

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

Рис. 3.31. Структурная схема синтезированного НУ да, приведена на рис. 3.31. Для аналоговой реализации наблюдателя потребуются четыре интегратора и несколько усилителей. ДостоB инство подобного наблюдателя в том, что он выделяет полностью вектор состояния элекB тропривода и может оценить любой набор пеB ременных состояния. Однако наблюдатель имеет высокий порядок, равный 4, превыB шающий на единицу порядок уравнения элекB тропривода благодаря введению дополнительB ной переменной состояния — момента нагрузB ки. Можно упростить наблюдатель, снизив вдвое его порядок, если перейти к его редуциB рованной форме [5, 12].

теля, выходная величина y = kт.гw = uт.г — наB пряжение тахогенератора. Передаточная функция электропривода относительно принятых на рис. 3.32 переB менных в соответствии с формулой (2.32) имеет вид kп k д kт.г y uт.г B0 , = = = U uy TэTм p 2 + Tм p + 1 p 2 + D1 p + D2 где B0 =

kп kд kт.г kп kт.г 1 R ; D1= = ; = TэTм kд Lэ J Tэ Lэ D2 =

3.5. АДАПТИВНОЕ УПРАВЛЕНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДА ПОСТОЯННОГО ТОКА Адаптивное управление электропривода постоянного тока с двумя из меняемыми параB метрами: сопротивлением якорной цепи R и моментом инерции J — можно рассмотреть на основе наблюдающего устройства (рис. 3.32). Здесь управляемый преобразователь с коэфB фициентом усиления kп принят безынерционB ным. Входная величина объекта управления u = uу — напряжение управления преобразоваB

1 1 . = TэTм k д2 Lэ J

Подобно формуле (2.33), после деления этого соотношения на p + l 2 и добавления в знаменатель (-l 1 + l 1 ) получим b2 b2 uт.г p + l2 p + l2 , = = d2 d2 uy p - d1 p + l 1 - (d1 - l 1 ) p + l2 p + l2 где b2 = B0 ; d1 = l 2 - D1; d2 = l 2(D1 - l 2) - D2.

АДАПТИВНОЕ УПРАВЛЕНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДА ПОСТОЯННОГО ТОКА

225

Рис. 3.32. Структурная схема адаптивной системы управления с настраиваемой моделью Уравнения для производных восстанавB ливаемых параметров d1, d2, b2 согласно выраB жению (2.35):    d1 = a 1uт.г Du; d2 = a 2 z2Du; b2 = b 2W 2Du,

Характеристический полином замкнуB того электропривода определяют на основаB нии его передаточной функции с параметраB ми b2, d1, d2: D( p) = p 2 + (l 2 - d1 + b2k2) p + b2k1 - d1l 2 - d2.

где uy u . Du = uт.г - uт.г ; z2 = т.г ; W 2 = p + l2 p + l2 Оценка выходной переменной uт.г =

1 [b2W 2 + (d1 + l 1 )uт.г + d2 z2]. p + l1

По оцененным параметрам d1 , d2, b2 опB ределяют переменные состояния электроприB вода: выходную х1 = uт.г, доступную измереB нию, и переменную x 2 = b2W 2 + d2 z2, не доступB ную измерению. По восстановленным значениям параметB ров электропривода может быть сформирован МР, замыкающий электропривод по вектору состояния, с напряжением управления: uм.р = (k1 + k2 p)uт.г .

Приняв для оптимальной настройки МР, например, граничный апериодический проB цесс замкнутого контура, получим желаемый характеристический полином Dжел ( p) = ( p + wб )2 = p 2 + 2wб + wб2 , где wб =

t п.п (здесь t п.п = 4,8 — относительное t п.п жел

время переходного процесса). При этом перереB гулирование s = 0. Из условия D( p) = Dжел ( p) находят значеB ния параметров МР. k1 = (wб2 + d1l 2 + d2) / b2; k2 = (2wб + d1 - l 2) / b2. О значении wб судят по желаемому быB стродействию t п.п жел , ограниченному перегруB

226

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

зочной способностью двигателя. Для реализаB ции МР потребуются вычислитель коэффиB циентов k1 и k2, и умножитель их на переменB ные х1 и х2. Современная быстродействующая микропроцессорная техника позволяет реалиB зовать данную адаптивную систему управлеB ния по рис. 3.33. Полученный самонастраиB вающийся МР обеспечит в пределах перегруB зочной способности двигателя заданный опB тимальный динамический режим электроприB вода при определенном диапазоне возможB ных изменений двух параметров; активного сопротивления якорной цепи R и момента инерции J. Для двухконтурного электропривода, выB полненного по структуре подчиненного регуB лирования, изменения параметров R и J наруB шат оптимальную настройку как регулятора тока с передаточной функцией Wр.т ( p) =

Для электропривода с одним изменяеB мым параметром — моментом инерции J = J0 + DJ , где DJ = var. Если построить наB блюдатель для подвижной части электроB привода без учета изменений J, то произB водная ошибки наблюдателя оценивается величиной  - w  y =w = Dw

При DJ = 0 ошибка наблюдателя и ее проB изводная равны нулю, а при DJ ® ¥ и М = const M . Если J = const, и присутстB J0 вует изменяемый момент нагрузки Мнаг, то производная ошибки наблюдателя оценивается величиной y ® величина Dw

Lэ R , + kп kо.т 2Tm kп kо.т 2Tm p

так и пропорционального регулятора скорости с передаточной функцией Wр.с ( p) = kр.с =

kо.т kд J . kт.г 4Tm

Сформировав с помощью адаптивного наблюдающего устройства (АНУ) параметры R и J, можно их ввести в регуляторы соответстB венно тока и скорости. АНУ позволяет при отмеченных выше условиях достаточно точно восстановить изB меняемые параметры и переменные состояB ния объекта управления, а также на их осB нове сформулировать аналитическим спосоB бом алгоритм оптимального адаптивного управления. Однако даже для простого электропривода с характеристическим поB линомом второго порядка и двумя изменяеB мыми параметрами адаптивная система управления оказывается весьма сложной, что наглядно видно из приведенной на рис. 3.33 схемы. Наличие нелинейностей в электропривоB де в сочетании с колебательными звеньями заB трудняет формирование аналитическим спосоB бом адаптивного алгоритма управления. В этом случае приближенную адаптацию можно построить не на аналитической, а на логичеB ской основе с помощью адаптивного фаззина блюдателя (АФН).

DJ M . J0 + DJ J0

м = Dw

M наг . J0

 = 0, а при При Мнаг = 0 производная Dw  м . Из сопоставлеB нарастании Мнаг растет и Dw  y и Dw  м судят о схожести на качественB ния Dw ном уровне влияния изменения параметров J и Мнаг в некотором диапазоне на различие в скоB ростях электропривода и наблюдателя его сиB ловой части. м  y и Dw Количественно величины Dw различаются только характером зависимости от изменяемого параметра — нелинейным  y и линейным для Dw  м . Это позволяет для Dw для электропривода с изменяемым моменB том инерции использовать приближенную сигнальную адаптацию на основе АФН (рис. 3.33). Фаззирегулятор (ФР) формирует дополнительный управляющий сигнал uм, подаваемый на вход контура момента и окаB зывающий компенсирующее действие на изB менение момента инерции. Алгоритм ФР составляется на логичеB ской основе как функция uм от двух входных  например с пятью переменных: Dw и Dw, уровнями (NB, NS, Z, PS, PB), и представляB ется в виде таблицы (см. п. 2.4). Таблица отB ражает свод соответствующих данной завиB симости правил:  = РК, ТО uм = РВ; ЕСЛИ Dw = РВ И Dw  = NВ, ТО uм = Z ЕСЛИ Dw = РВ И Dw и т.д.

ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДА ПОСТОЯННОГО ТОКА 227

Рис. 3.33. Структурная схема адаптивной системы управления с эталонной моделью с ФР: ЗУ — задающее устройство Необходимую для оптимизации динамиB ческого режима электропривода нелинейность алгоритма ФР получают подбором значений центров функций принадлежности входных и выходной переменных ФР. 3.6. ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДА ПОСТОЯННОГО ТОКА Контур регулирования тока электроприво да с тиристорным преобразователем (ТП). ОпB тимизация контура регулирования тока элекB тродвигателя постоянного тока в системе ТП–Д связана с синтезом цифрового регуля тора тока (ЦРТ), обеспечивающего желаеB мые динамические показатели контура тока. За такие показатели обычно принимают миB нимальное перерегулирование и минимальB ное время переходного процесса. При синтеB зе используют следующие допущения [16]: для ТП принимают режим непрерывного тоB ка; динамику контура тока оценивают «в маB лом», т.е. при малом диапазоне изменения угла открывания ТП — Da; используют дисB кретную расчетную динамическую модель ТП с усреднением ЭДС на интервале проводимоB сти Тп (рис. 3.34). Передаточная функция динамической модели ТП для малых отклонений и с выходB ной переменной DI = Dеп [nTп ] /Rя имеет вид

Wп ( p) =

z -1 DI 1 - е - pT п , = kaт = kaт p zр Da

(3.26)

Ud 0 sin a — передаточный коэффиB RяS циент ТП по току (здесь Rя — суммарное сопроB тивление якорной цепи; Ud0 — среднее значение выпрямленного напряжения ТП при угле отB крывания a). Кроме дискретности ТП в контуре тока имеет место дискретность цифровой системы управления (ЦСУ) Тр. Работа ЦСУ синхрониB зируется с питающей ТП сетью, что означает синхронизацию двух периодов квантования Тр и Тп — относительно фиксированной точки напряжения питания, обычно относительно точки естественного открывания ТП. Если требуемое для измерения тока и расB чета алгоритма управления значение Тр меньше Тп, то за результирующую дискретность цифB рового контура тока принимают период дисB кретности ТП. Обычно измеряемой величиной тока является его среднее значение id на интерB вале Тп, подаваемое в микроЭВМ в момент есB где kaт = -

Рис. 3.34. Структурная схема ТП как дискрет ного звена в режиме непрерывного тока

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

228

Рис. 3.35. Структурная схема цифрового контура тока тественного открывания ТП. При этом если время измерения тока и расчета алгоритма a , то отработка изменеB 2 pfc ния задающего угла происходит без дополниB тельного запаздывания на величину Тп. Если

Тогда ¢ 1 - dя . Wп ( z) = kaт kот z - dя

управления Tp < t a =

же Т p ³

a , то возникает запаздывание отB 2 pfc

крывания ТП при новом значении a на велиB чину Тп. Для исключения такого запаздывания используют специальную компенсирующую коррекцию [15]. Структурная схема цифрового контура тока без учета ЭДС двигателя представлена на рис. 3.35. За входную переменную контуB ра тока принято приращение угла открываB ния ТР Daз.т, которое задает требуемое измеB нение тока, а за выходную — приращение среднего за период Тп тока Diя или соответB ствующая ему величина сигнала обратной связи по току, выраженная через угол отB ¢ Di, где крывания ТП — Da о.т = kАЦП kо.т Di = kо.т kо.т — передаточный коэффициент датчика тока; kАЦП = Du0-1 — передаточный коэффиB циент АЦП. Согласно структурной схеме, дискрет ная передаточная функция (ДПФ) приведенно го непрерывного звена определяется выражеB нием ¢ Wп ( z) = kaт kо.т ¢ = kaт kо.т

ü 1 z -1 ì Zí ý= 1 + z p ( T p ) я î þ z -1 Z {h[n]}, z

где Тя — электромагнитная постоянная времеB ни якорной цепи ТП–Д; h[n] = 1 - е - nТ /T я — изоB бражение решетчатой переходной функции неB прерывного звена (здесь Т = Тп — интервал дисB кретности по времени).

Если за желаемый переходный процесс контура тока принять экспоненциальный заB кон с постоянной времени Тт для модульного оптимума hжел[n] =

Da о.т [n] = 1 - е - nT /T т , Da з.т

где Тт = 2Тm, Тm = Тп, то желаемая ДПФ замкнуB того контура получит вид Wжел ( z) =

z -1 1 - dт , Z {hжел[n]} = z z - dт

где dт = е -T /T т . Тогда ДПФ разомкнутого контура W0 жел ( z) =

1 - dт . z -1

Отсюда в соответствии с выражениями W0 жел(z) и Wп(z) находится ДПФ регулятора тока: Wр.т ( z) = =

W0 жел( z) Wп ( z)

=

1 - dт z - dя z - dя . = kЦРТ ¢ (1 - dя) z - 1 kaт kо.т z -1

С учетом принятых для оптимизации цифB рового контура тока допущений получен ЦРТ с ДПФ, соответствующий цифровому ПИBрегуляB тору. Пропорциональная часть ЦРТ определяетB ся коэффициентом kЦРТ =

1 - dт 1 - dт Rя . = ¢ (1 - dя ) 1 - dя kп kо.т kaт kо.т

ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДА ПОСТОЯННОГО ТОКА 229 Интегральная часть ЦРТ, равная kЦРТ (1 - dя ) , z -1 имеет знаменатель, обращающийся в ноль при z = 1 (р = 0). Для аналогового ПИ–РТ Wр.т ( p) =

k Tя Rя 1 Rя + = kр.т + р.т , Tя p Tт kп kо.т Tт p kп kо.т

где Тт = 2Тm. Для цифрового ПИ–РТ при Т ® 0 проB порциональная часть kЦРТ ®

1 - (1 - T / Tт ) Rя T Rя = я = kр. т 1 - (1 - T / Tя ) kп kо.т Tт kп kо.т

и интегральная kЦРТ (1 - dя ) z -1

® kЦРТ

1 - (1 - T / Tя ) kр.т . = Tя p 1 + pT - 1

Таким образом, только при условии Т < < Тт и Т < Тя параметры ЦРТ оказываются практически равными соответствующим паB раметрам аналогового РТ. При настройке цифрового контура тока на модульный оптиB мум (Тт = 2Тп = 2Т) отмеченное выше услоB вие малости параметра Тп относительно Тт нарушается и значения параметров ЦРТ отB личаются от таковых аналогового РТ. По поB лученной ДПФ ЦРТ Wр.т ( z) = kЦРТ

z - dя (1 - dя ) z -1 у ( z) = kЦРТ = х ( z) z -1 1 - z -1

может быть составлена структурная схема реаB лизации данного регулятора (рис. 3.36). При

подаче на вход ЦРТ скачка входного сигнала x[n] = x0·1[n] выходной сигнал будет определятьB ся разностным уравнением y[n] = kЦРТ x[n] - kЦРТ dя x[n - 1] + y[n - 1.] Выходной сигнал y[n] линейно возрасB тает от начального значения y0 = kЦРТx0 с приращением на каждом последующем такте Dy = kЦРТ (1 - dя ) x 0 . Цифровой сигнал регуляB тора тока y [n] поступает на вход цифровой системы импульсноBфазового управления (СИФУ), вырабатывающей цифровые сигнаB лы угла открывания Na и номера очередного тиристора Nт, на который должен быть поB дан управляющий импульс. Достоинство цифрового контура тока — возможность получения высокого быстродейB ствия с временем переходного процесса в пределе в один интервал дискретности ТП при достаточно высоком быстродействии цифровой вычислительной машины. К достоB инству цифрового контура тока следует отнеB сти возможность прямого цифрового управB ления, при котором все функции управления регуляторов и СИФУ могут быть реализоваB ны программно на единой унифицированной элементной базе — микропроцессорной сисB теме. Цифровой контур регулирования скоро сти электродвигателя. Оптимизация контура регулирования скорости связана с синтезом цифрового регулятора скорости (ЦРС), обесB печивающего желаемые динамические покаB затели контура. Синтез ЦРС выполняется для динамики «в малом», когда электроприB вод принимается за линейную импульсную систему. Структурная схема цифрового контура скорости представлена на рис. 3.37. В ее состаB ве: подлежащая определению ДПФ ЦРС —

Рис. 3.36. Структурная схема цифрового ПИрегулятора

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

230

Рис. 3.37. Структурная схема цифрового контура скорости WЦРС(z) и ДПФ замкнутого цифрового контуB ра тока Wк.т ( z) =

Diя ( z) 1 1 - dт , = Da з.т ( z) kо.т z - dт

передаточные функции экстраполятора, интегB рирующего звена и датчика обратной связи по скорости АЦП. За выходную переменную приB нято приращение задающего угла Daзс для ТП. Выходной физической переменной контура явB ляется приращение скорости, а за расчетную выходную переменную для выполнения синтеB за принят сигнал датчика скорости, выраженB ный в приращении угла ТП — Daо.с. В соответB ствии со структурной схемой ДПФ приведенB ной непрерывной части контура имеет вид k R k¢ 1 - dт z - 1 Wп ( z) = д я о.с Z {hн.з[n]}, ¢ Tм z - dт z kо.т где Z {hн.з[nT ]} =

Tz . ( z -1)2

Тогда Wп ( z) =

рактеристический полином в области непреB рывных переменных имеет второй порядок уравнения Dжел ( p) = p 2 + с1wб p + wб2 = ( p - p1 )( p - p2), где для модульного оптимума 2 wб (1 ± j ); t п.п = 2,8; 2 1 1 . wd = = 2 ×Tт 2 2 ×Tm

с1 = 2; р1,2 = -a ± jW = -

Соответствующий модульному оптимуму характеристический полином для дискретных переменных в области z = еpТ: Dжел ( z) = (е рT - е р 1T )(е рT - е р 2T ) = =е

2 рT

где d1 = -2 е - aT cos WT = -1509 , ; d2 = е -2aT = 0,606; 1 1 1 1 ; aT = ; WT = . wб = = 4 4 2 ×Tт 2 2 ×T ДПФ ЦРС, полученная синтезом на осB нове уравнения реализуемости, имеет вид

P0 , ( z - dт )( z - 1)

где k R k¢ T T ¢ = kо.с kАЦП ; , kо.с P0 = д z о.с (1 - dт ) k¢ о.т Tм 2Tт Тм — механическая постоянная времени элекB тропривода; kд — передаточный коэффициент двигателя. Оптимизация контура скорости может быть выполнена методом стандартных уравB нений с желаемым распределением корней характеристического полинома. Для статичеB ского регулирования скорости желаемый хаB

- е рT 2 е - aT cosWT + е -2aT = z 2 + d1 z + d2,

WЦРС ( z) =

1 + d1 + d2 z - dт . P0 z + (1 + d1 )

Для принятой настройки на модульный оптимум с учетом значения d1, d2, dТ WЦРС ( z) =

0,097 z - 0,606 . P0 z - 0,509

Полученным ДПФ ЦРС соответствует ДПФ замкнутого цифрового контура скоро сти (ЦКС): W ( z) =

1 + d1+ d2 P( z)M ( z) Pm . = 2 0 0 = 2 Dжел( z) z + d1 z + d2 z - 1509z , + 0,606

ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДА ПОСТОЯННОГО ТОКА 231 Из выражения для ДПФ ЦРС следует, что для осуществления в ЦКС модульного оптимуB ма требуется цифровой регулятор, отличный от пропорционального. Для получения пропорциоB нального ЦРС достаточно выполнить условия d1 = -(1 + dт ) = -(1 - е -T /T т ) = -1606 , ; d2 = 0,097 - (1 + d1 ) = 0,703. Тогда WЦРС ( z) =

1 + d1 + d2 0,097 . = P0 P0

Изменения коэффициентов d1 и d2 харакB теристического полинома Dжел(z) приводят к изменению его корней aT = 0176 , ; WT = 0,293 и, следовательно, к нарушению условия моB дульного оптимума. Однако можно ожидать, что это вызовет относительно небольшое ухудB шение динамических показателей, так как корB ни изменились относительно немного и при синтезе по уравнению реализуемости учитываB лось условие «грубости» системы. Время переходного процесса цифрового контура определяется выбранным значением базовой частоты [14] wб =

1 2 2 ×T

=

t п.п t п.п

и составит для данного ЦКС t п.п = 2 2 ×Tt п.п = 7,91T , т.е. приблизительно восемь тактов дискретноB сти ТП. Цифровое управление током и скоростью электропривода позволяет оптимизировать его

на минимум времени переходного процесса, который заканчивается за конечное время, т.е. за конечное число тактов. Так, для статичеB ского регулирования скорости с характеристиB ческим полиномом второго порядка можно минимизировать время переходного процесса до двух тактов дискретности ТП, если выбрать в качестве желаемого полинома Dжел(z) = z2. Тогда ДПФ ЦРС и ДПФ замкнутого конB тура скорости соответственно получат вид WЦСР ( z) =

1 z - dт 1 ; W ( z) = 2 . P0 z + 1 z

Минимальное время переходного процесB са практически реализуемо для малых прираB щений задания на скорость Daз.с. Для больших приращений Daз.с при сохранении линейности системы практическим ограничением реализуеB мости минимального времени оказываются неB допустимо большой ток, недостаточный запас по напряжению ТП и дополнительное чистое запаздывание в системе управления ТП. Цифроаналоговый контур регулирования по ложения. Полностью цифровая система управB ления электроприводов (СУЭП) сложна по алB горитму управления, так как необходимо заB программировать три цифровых регулятора (тока, скорости, положения) и цифровую сисB тему импульсноBфазового управления (СИФУ) для ТП. Если полная программа соизмерима с интервалом дискретности ТП или превышает его, то теряется быстродействие электропривоB да, что снижает его динамические и точностB ные показатели. В связи с этим в позиционных и следящих электроприводах достаточно широB ко используются цифроаналоговые СУЭП, в которых контуры тока и скорости строятся анаB логовыми, а контур положения — цифровым. На рис. 3.38 приведена структурная схеB ма СУЭП с цифроаналоговой системой

Рис. 3.38. Структурная схема СУЭП с цифроаналоговой системой управления: q — угол поворота вала

232

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

управления. Оптимизация цифрового контуB ра положения выполняется аналогично расB смотренным выше примерам методом ДПФ и уравнения реализуемости. В данном синтеB зе характеристический полином аналоговой скоростной подсистемы, предварительно наB строенной на модульный оптимум, представB ляется упрощенно полиномом первого поB рядка: Dс.п ( p) » Tc p + 1 = 4Tm p + 1. Такое допущение позволяет проще полуB чить (с помощью таблицы изображений реB шетчатых функций) zBпреобразование передаB точной функции непрерывного звена: Wп ( z) = kЦАП kс.п kЦДП

ù 1 z -1 é Zê 2 ú= z ë p (Tc p + 1) û

P0 z + P1 , = ( z - 1)( z - dc ) где P0 = kЦАП kс.п kЦДП[T - Tc (1 - dc)]; P1 = kЦАП kс.п ´ ´ kЦДП[Tc (1 - dc ) - dcT ]; dc = е -T /T c . В результате синтеза ДПФ цифрового реB гулятора положения (ЦРП) определяется как WЦРП ( z) =

1 + d1 + d2 z - dc , P0 + P1 z - d2P0 - (1 + d1 )P1 P0 + P1

где d1 = -2 е - aT cos WT = -1509 , ; d2 = е -2aT = 0,606. d P - (1 + d1 )P1 Если принять dc = 2 0 , то P0 + P1 можно получить пропорциональный ЦРП, но при этом будет несколько нарушена исB ходная при синтезе оптимизация контура положения. Цифровые узлы в системах управления электропривода. Реализация алгоритмов управления в цифровых СУЭП может осущеB ствляться различными способами: аппаратB ным, программным, аппаратноBпрограммB ным. Наиболее простые цифровые СУЭП выполняются аппаратно на типовых цифроB вых элементах и узлах. Эти системы надежB ны, в них практически отсутствует дискретB ность по времени, необходимая для проB граммного способа управления. Аппаратный способ выполнения цифровых СУЭП нашел достаточно широкое применение в системах числового программного управления элекB троприводов металлорежущих станков. Для данных систем характерно цифровое исполB

нение внешнего контура — контура скорости или положения с использованием импульсB ного датчика. Пример аппаратного выполнения цифроB вой системы управления скоростью и перемеB щением в электроприводе с импульсным датB чиком скорости представлен на рис. 3.39. Уст ройство ввода задания (УВЗ) формирует аппаB ратно или программно в цифровом коде числоB вые значения перемещения Nз.п и скорости Nз.с, соответствующие технологическому режиму раB боты производственной установки. Цифровое задание скорости Nз.с преобразуется с помощью преобразователя кода частоты (ПКЧ) в унитарB ный код, т.е. в последовательность импульсов с частотой (в общем случае изменяющейся проB порционально заданию Nз.с) fз = N з.с

fг , NПКR

где fг — частота генератора тактовых импульсов (ГТИ), Гц; NПКЧ — числовая емкость ПКЧ. При открытом ключе D1 (элемент «И») импульсы проходят на ключи направления движения D2 и D3. При единичном сигнале на входе «В» они поступают на верхний вход блоB ка синхронизации (БС) и соответствуют наB правлению движения «Вперед» (fз.в). При едиB ничном сигнале на «Н» импульсы попадают на нижний вход БС и отвечают направлению движения «Назад» (fз,н). БС принимает имB пульсы fз и fо.с и направляет на суммирующий вход (+1) счетчика D4 задающие импульсы и на вход вычитания (-1) — импульсы обратной связи с импульсного датчика (ИД). Импульсы fз и fо.с следуют асинхронно относительно друг друга и в какиеBто моменB ты времени могут совпадать по фазе, что приведет к погрешности в счете их разности в счетчике. Для устранения такой погрешности в БС происходит синхронизация импульсов fз и fо.с импульсами fг1 и fг2, сдвинутых по фазе на 180°. БС состоит из четырех блоков БВ1, БВ2 для движения «Вперед» и БН1, БН2 для двиB жения «Назад» (рис. 3.40, а). Входными сигнаB лами для блоков БВ1 и БВ2 являются fз.в и fо.с.в, а для БН1 и БН2 — fз.н и fо.с.н. К каждому из четырех блоков подводятся синхронизиB рующие сигналы fг1 и fг2. Вариант возможной схемы выполнения блоков БВ1 или БН1 приB веден на рис. 3.40, б. Входной импульс fз переводит триггеры D1 и D2 в единичное состояние по прямым

Рис. 3.39. Схема ЦСУ с ИД скорости электропривода постоянного тока: РС — регулятор скорости

ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДА ПОСТОЯННОГО ТОКА 233

234

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

Рис. 3.40.Схемы блока синхронизации (а) и одной ячейки синхронизации задающего сигнала (б) выходам, что приводит к срабатыванию тригB гера D3. Элемент «И» выдает на выходе сигнал fз¢ только в момент наличия импульса fг1. ТригB гер D3 сбрасывается выходным сигналом fз¢, а триггеры D1 и D2 — соответственно импульсаB ми fг1 и fг2. Схемы блоков БВ2 и БН2 выполнеB ны аналогично, но синхронизирующие имB пульсы меняются местами. На выходе счетчика D4 выделяется цифB ровой сигнал углового рассогласования:

t

DN = ò ( fз - fo.c )dt = N з.п - N о.с = 0

t

= kИД ò Dwdt = kИД Dq, 0

где Dq — угол рассогласования, рад; kИД =

NИД

— 2p передаточный коэффициент ИД, имп/рад; NИД — число импульсов на оборот ИД.

ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДА ПОСТОЯННОГО ТОКА 235 Цифровой сигнал DN преобразуется в ЦАП в аналоговый, поступающий на регуляB тор положения (РП), на выходе которого выB деляется задающее напряжение для контура скорости uз.с. Величина перемещения, заданная числом импульсом Nз.п, записывается в счетчик D5. По мере прохождения импульсов fз через ключ D1 уменьшается число импульсов на выходе счетчика D5 изBза непрерывного поступления импульсов на вход вычитания (-1) D5. При обнулении счетчика дешифратор D6 подает нулевой сигнал на ключ D1, который запираB ется и прекращает подачу задающих импульB сов на суммирующий вход счетчика D4. ЗаB дающее напряжение uз.с на входе регулятора скорости снижается до нуля, и двигатель остаB навливается. Описанная система управления осущестB вляет следящий режим отработки электроприB водом перемещения с заданной скоростью. Для повышения точности отработки заданной скорости может быть использовано дополниB тельное задание по скорости Nз.с, подаваемое через ЦАП2 на регулятор скорости. Если вмеB сто сигналов Nз.п и Nз.с на выходе УВЗ подать сигнал Nз.п на счетчик D4, то получим обычB ный режим позиционирования электропривоB да без контроля скорости перемещения (см. рис. 3.40). В данной цифроаналоговой СУЭП дисB кретностью по времени можно пренебречь,

так как она определяется высокой частотой ГТИ, составляющей порядка 0,5…5 МГц. В большей мере может проявляться квантованB ность по уровню, обусловленная ИД. СтрукB турная схема электропривода с цифроаналогоB вой системой управления с пропорциональB ным РП приведена на рис. 3.41. Задание по скорости в данной схеме ввеB дено в состав заданного временного закона пеB ремещения q з (t ), который при постоянной скоB рости wз определяется как q з (t ) = wзt . Счетчик D4 представлен узлом суммирования сигналов n

n

1

1

N з (t ) = å fз i и N о.с (t ) = å fо.с i . Линеаризуя характеристики АЦП и ЦАП, можно получить выражения для рассогласоваB ния (ошибки слежения) в установившемся реB жиме движения электропривода: Dq = wз / D1; DN = fз / D1, где D1 = kАЦПkЦАПkр.пkс.п — добротность СУЭП по скорости, с-1; kАЦП = kИД = NИД / 2p; kр.п и kс.п — передаточные коэффициенты соответстB венно регулятора положения и скоростной подсистемы. В системах электропривода постоянноB го тока с ТП при цифровом управлении тоB ком целесообразно выполнить также цифроB вой и СИФУ ТП, так как выход цифрового регулятора тока является входом СИФУ.

Рис. 3.41. Структурная схема электропривода с цифроаналоговой системой управления и ИД положения

236

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

При любом исполнении (аналоговом или цифровом) СИФУ должна выполнять функB ции: – синхронизации с сетью, питающей ТП; – выбора вентильной группы для движеB ния «Вперед» или «Назад»; – смещения угла открывания тиристоров относительно момента естественного открываB ния; – определения тиристора, на который слеB дует подать управляющий импульс; – формирования управляющих импульB сов. Наиболее простым и распространенным типом аналоговой СИФУ является многокаB нальная СИФУ с вертикальным принципом регулирования угла открывания a. В данной СИФУ вторая функция осуществляется знаB ком входного управляющего напряжения uу, третья — сравнением уровней uу и опорного напряжения uоп, четвертая — автоматически путем смещения по фазам источников uоп, число которых равно числу тиристоров в венB тильной группе ТП. Функциональная простота реализации многоканальной аналоговой СИФУ обуславB ливает возможность достаточно просто расB пространить такую структуру и на построение цифрового варианта СИФУ [12]. При этом сиB нусоидальные генераторы опорного напряжеB ния заменяются цифровыми интеграторами, а сравнение uу и uоп заменяется сравнением на компараторах числа Nу, соответствующего треB буемому углу открывания, с числом Nс2 на выB ходе счетчика. Аппаратный способ реализации такой СИФУ потребует множества цифровых элеB ментов: шести цифровых интеграторов, шесB ти компараторов, шести усилителей и формиB рователей импульсов для одной мостовой трехфазной вентильной группы. ИспользоваB ние программного способа в построении СИФУ позволит применять одноканальную структуру СИФУ с одним цифровым интеграB тором и заметно сократить число цифровых элементов. ПрограммноBаппаратная одноканальная цифровая СИФУ изображена на рис. 3.42. Ее программная часть, выполненная на микроB ЭВМ, на каждом интервале дискретности преB образователя Тп рассчитывает угол открывания a и номер тиристора NТ, который требуется открыть на данном интервале Тп. Аппаратная часть выполняет синхронизацию работы

Рис. 3.42. Схема программноаппаратной однока нальной СИФУ: ШДА — шина данных; ШС — шина связи; Т1–Т6 — импульсы управления СИФУ с сетью, питающей ТП, осуществляет задержку времени для управляющих импульB сов, создает необходимый по форме и мощноB сти управляющий импульс и подает его на соB ответствующий тиристор. В аппаратную часть СИФУ входят: блок синхронизации (БС); блок задержки импульсов (БЗИ); блок распределеB ния импульсов (БРИ). БС вырабатывает систему импульсов, сфазированных относительно напряжения пиB тания ТП и синхронизирующих работу микроB ЭВМ с БЗИ и БРИ. В состав БС входят фильтB ры Ф1…Ф3, выделяющие первые гармоники фазных напряжений UА, UВ, UС; нульB орган, создающий синхронизирующие импульсы (СИ) в моменты естественного открывания тиристоров; двоичный счетчик, выдающий номер интервала проводимости ТП — Nи; функциональный преобразователь F, дающий информацию о продолжительности интервала дискретности Тп и импульсы С1…С3 записи и стирания данных в БЗИ и БРИ и запрета счета микроЭВМ (рис. 3.43, а). Работа БС для трехфазной мостовой схемы ТП проилB люстрирована диаграммой, приведенной на рис. 3.43, б. Синхронизирующие импульсы, постуB пающие на суммирующий вход счетчика, опB ределяют на его выходе шесть разных интерB валов проводимости, т.е. интервалов состояB ний тиристорного моста с номерами Nи = = 0…5. Счетчик в составе БС работает в цикB лическом режиме, повторяя номера интерваB лов через период сетевого напряжения. На

ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДА ПОСТОЯННОГО ТОКА 237

Рис. 3.43. Схема (а) и диаграмма работы (б) блока синхронизации СИФУ каждом интервале микроЭВМ рассчитывает величину задержки открывающего импульса относительно точки естественного отпирания ТП и номер Nт открываемого на данном инB тервале тиристора. Угол открывания тиристоров a рассчитыB вается микроЭВМ по алгоритму регулятора тоB ка (см. рис. 3.36) и определяется относительB ным числом N a = a / (2 p / m) = E + Da * , где Е — целая часть Na, целое число интерB валов проводимости ТП; Da* < 1 — дробная часть Na, т.е. часть одного интервала провоB димости. Так как 0 < a < 180°, то для трехфазной мостовой схемы ТП m = 6 и Е может приниB мать одно из трех значений: 0…2. Номер тиB

ристора, который необходимо открыть на данном интервале дискретности, зависит от номера этого интервала Nи и величины Е. Действительно, из диаграммы рис. 3.43, б следует, что, например, для Nи = 2 и Е = 0 нужно открыть Т3, а для Nи = 2 и Е = 2 — отB крыть Т1. Алгоритм определения номера тиристора можно представить в виде таблицы (рис. 3.44, а), которая составлена с учетом соотношений и работы анодной (А) и катодной (К) групп: Nт[n] = Nи[n] + 1 - E для Nи ³ Е или Nт[n] = Nи[n] + 1 - E + m для Nи < Е, N т¢¢[n] = N т¢ [n] = 1 для N т¢ [n] ¹ 6, N т¢¢[n] = N т¢ [n] + 1 для N т [n - 1] ¹ 6.

238

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

Рис. 3.44. Таблица (а) и диаграмма (б) работы одноканальной СИФУ Данный алгоритм цифровой СИФУ соB ответствует максимальному быстродействию с дискретностью в один интервал проводимоB сти ТП. Расчет величин Da, Е, Nт и проверка услоB вий выполняются программно ЭВМ на каждом интервале проводимости, начиная с моментов естественного открывания ТП. Программа заниB мает период ТЭВМ и определяет соответственно минимальный угол открывания тиристоров

Da 0 = wcTЭВМ . После загрузки блоков БЗИ и БРИ значениями Na и Nт ЭВМ переходит в реB жим ожидания, когда на данном интервале включается один тиристор, или в режим прерыB вания с последующей повторной загрузкой БЗИ и БРИ, когда на данном интервале должны включиться два или три тиристора. Блоки БЗИ и БРИ выполняются на основе программируеB мого таймера РТ и регистра RG с усилительB ноBраспределительным узлом (рис. 3.45).

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

239

Рис. 3.45. Блоки задержки и распределения импульсов программноаппаратной СИФУ Точность измерения угла открывания в цифровой СИФУ определяется разрядностью программируемого таймера, который работает на каждом интервале проводимости в 60°. Так, при восьмиразрядном таймере точность измеB рения угла составит Da0 = 60°/28 = 0,23°. Эта точность распространяется на все изменяемые углы за исключением значений 0, 60 и 120°. Это объясняется тем, что для быстродействуюB щей СИФУ без дополнительного запаздываB ния на один такт ТП на каждом интервале проводимости должны быть выполнены и расB чет величин Na и Nт, и их реализация в виде открывающих импульсов. В результате минимально возможный угол открывания Da0 должен превосходить угол wcTЭВМ , соответствующий необходимому для расчета Na и Nт циклу ЭВМ ТЭВМ, т.е. Da 0 ³ wcTЭВМ . Тогда при заданных углах aз = 0, 60 и 120° СИФУ будет открывать тиристоры при углах соответственно Da0, 60° - Da0, 120° - Da0. Для того чтобы угловая неточность СИФУ была одинаковой при всех измеряемых углах, надо выполнить следующее условие отB носительно программного цикла ЭВМ: TЭВМ £

60° . 57,3 × 2 n × wc

Если n = 8, то ТЭВМ £ 13 мкс. В интервал времени ТЭВМ должна впиB саться вся программная часть цифровой систеB мы управления — алгоритмы цифровых регуB ляторов и СИФУ. Если используемая микроB процессорная техника не позволяет выполнить отмеченное выше условие, то в системе управB

ления появляется дополнительное запаздываB ние на один такт дискретности. При этом проB граммная часть выполняется на такте n - 1, а ее реализация — на такте n. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Динамика вентильного электропривода постоянного тока / под ред. А. Д. Поздеева. М.: Энергия, 1975. 224 с. 2. Ильинский Н.Ф. Электроприводы постоB янного тока с управляемым моментом. М.: Энергоиздат, 1981. 144 с. 3. Ключев В.И. Теория электропривода: учебB ник для вузов. М.: Энергоатомиздат, 1988. 704 с. 4. Ковчин С.А., Сабинин Ю.А. Основы элекB тропривода. СПб.: Энергоатомиздат, 1994. 496 с. 5. Кузовков Н.Т. Модальное управление и наблюдающие устройства. М.: МашиностроеB ние, 1976. 184 с. 6. Перельмутер В.М., Сидоренко В.А. СисB темы управления тиристорными электроприB водами постоянного тока. М.: ЭнергоатомизB дат, 1988. 304 с. 7. Решмин Б.И., Ямпольский Д.С. ПроектироB вание и наладка систем подчиненного регулироB вания электроприводов. М.: Энергия, 1975. 184 с. 8. Рудаков В. В., Мартикайнен Р. П. Синтез электроприводов с последовательной коррекциB ей. Л.: Энергия, 1972. 120 с. 9. Слежановский О.В. Реверсивный элекB тропривод постоянного тока. М.: Металлургия, 1967. 424 с. 10. Справочник по электрическим машинам. В 2 т. / под общ. ред. И.П. Копылова, Б.К. КлоB кова. Т.1. М.: Энергоатомиздат, 1988. 456 с.

240

Глава 3. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ДВИГАТЕЛЯМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

11. Справочник по электрическим машинам. В 2 т. / под общ. ред. И.П. Копылова, Б.К. КлоB кова. Т.2. М.: Энергоатомиздат, 1989. 688 с. 12. Терехов В.М. Системы управления элекB троприводов: учебник для вузов / В.М. Терехов, О.И. Осипов; под ред. В.М. Терехова. М.: Изд. центр «Академия», 2005. 304 с. 13. Унифицированные системы автоуправлеB ния электроприводом в металлургии / В.К. ГарB нов, В.Б. Рабинович, Л.М. Вишневецкий. М.: Металлургия, 1977. 192 с. 14. Управление вентильными электропривоB дами постоянного тока / Е.Д. Лебедев, В.Е. НейB

марк, М.Я. Пистрак, О.В. Слежановский. М.: Энергия, 1970. 200 с. 15. Фишбейн В.Г. Расчет систем подчиненB ного регулирования вентильного электропривоB да постоянного тока. М.: Энергия, 1972. 136 с. 16. Цыпкин Я.З. Теория линейных импульсB ных систем. М.: Физматгиз, 1963. 968 с. 17. Шипилло В.П. Автоматизированный венB тильный электропривод. М.: Энергия, 1969. 400 с. 18. Электроприводы постоянного тока с венB тильными преобразователями / Е.Н. Зимин, В.Л. Кацевич, С.К. Козырев М.: ЭнергоатомизB дат, 1981. 192 с.

Глава 4 ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ 4.1. ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА И ВОЗМОЖНОСТИ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ Серии асинхронных двигателей. Асинхрон ные двигатели (АД) являются основными виB дами электрических машин и применяются в электроприводах большинства механизмов, используемых во всех отраслях народного хоB зяйства. АД состоят из двух основных частей: неB подвижного статора и вращающегося внутри него ротора. В большинстве случаев АД имеB ют трехфазную симметричную обмотку на статоре, подключенную к трехфазному источB нику переменного напряжения, и симметричB ную трехB или многофазную обмотку на ротоB ре, которая выполняется короткозамкнутой в виде беличьей клетки или фазной, соединенB ной с контактными кольцами. При подклюB чении обмоток статора к трехфазному источB нику переменного напряжения создается враB щающееся магнитное поле, угловая скорость которого w0 =

2 pf pt

(4.1)

определяется частотой f и числом пар полюB сов pt обмотки статора. Вращающийся магB нитный поток индуцирует в обмотках ротора электродвижущую силу (ЭДС), вследствие этого в них протекают токи, которые, взаиB модействуя с магнитным потоком, образуB ют электромагнитный вращающий момент. В двигательном режиме работы АД этот моB мент является вращающим, а в генераторных режимах — тормозным. Главным достоинством АД является простота исполнения ротора, обмотка котоB рого не подключается к какимBлибо источниB кам питания и может быть выполнена коротB козамкнутой. При этом асинхронный двигаB тель становится бесконтактным. Благодаря простоте конструкции, надежности в эксB плуатации и относительно низкой стоимости

АД с короткозамкнутым ротором является наиболее распространенным типом двигателя переменного тока. В табл. 4.1 приведены распределение АД различной мощности и данные о потреблеB нии ими электроэнергии в СССР в 80Bх годах XX в. [25]. 4.1. Потребление электроэнергии АД различной мощности Номинальная мощность, кВт

% от общего числа АД

% к общему потреблению АД электроB энергии

До 1

10

5

1…5

60

40

5…20

20

30

20…100

9

20

Св. 100

1

5

В количественном отношении АД соB ставляют ~90 % от всего парка электрических машин, применяемых в народном хозяйстве, а по установленной мощности ~55 % [29]. Они потребляют около половины вырабатыB ваемой электроэнергии [25]. Их выпускают большими сериями, наиболее значительными из которых являются общепромышленные серии, имеющие массовое распростанение в различных отраслях промышленности. В заB висимости от назначения, области применеB ния и условий эксплуатации разработаны разнообразные серии АД: основного исполB нения, крановоBметаллургические, лифтовые, сельскохозяйственного, текстильного, химоB стойкого исполнения, со встроенным элекB тромагнитным тормозом, температурной заB щитой, малошумные, многоскоростные, лиB нейные (с поступательно движущейся подB вижной частью) и др. [29]. В табл. 4.2 приведены основные техниB ческие данные некоторых отечественных сеB рий АД.

242

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ 4.2. Технические данные некоторых отечественных серий АД

Серия

Область применения, функB НоминальB Синхронная ное напряB частота враB циональное назначение, отлиB чительные свойства жение, В щения, мин-1

Тип

НоминальB ная мощB ность, кВт

4А

0,06…315

3000…500

4АН

15…400

3000…500

4АР

7,5…90

1500…750

С повышенным пусковым моB метом

4АС

0,3…63

3000…750

С повышенным скольжением

4А

0,1/0,14… 132/200

1500/3000; 750/1500; 1000/1500; 750/1000; 500/1000

Двухскоростные

4АК, 4АНК

5,5…400

1500…500

С фазным ротором

RA, А, АИР

0,37…160

3000…750

С короткозамкнутым ротором

Основное исполнение

Массовая

220…660

ВА, ВАР

4…30

3000…750

Взрывозащищенные

АС, АИРС

1,3…20

3000…750

С повышенным скольжением

4АК

5,5…14

1500…750

С фазным ротором

5А, 5АМ, АИР

0,37…250

3000…500

4АМН, 5АН

15…250

3000…750

АИРС, 5АС

4,5…25,5

С короткозамкнутым ротором 3000…750

С повышенным скольжением

1500/3000; 1000/1500; 500/1000; 750/1500; 750/1000

Двухскоростные

1,4…160

1000…500

С фазным ротором

1,4…37

1000…750

С короткозамкнутым ротором

2,2…200

1500…600

С фазным и короткозамкнуB тым роторами

5АН

3,55/0,88… 17,5/2.8

1500/375… 1000/250

4АМН

3,55/0,88… 5/1,25

5А

7,5…15

АИР, 5А, 5АМ 3,2/4…75/90

МТF, MTH Для краB новых и МТКF, MTKH металлурB гических механизB 4МТ мов

Для лифB тов

Двухскоростные

Для рольB АР, 2АР, АРМ гангов Для судоB вых мехаB низмов

220…380

380

1500/375… 1000/333 1500…1000

0,36…10

220…380

1500…300

МАП

1,2…90

380

1500…1000

RA, А, АИР

0,37…160 220…660

3000…750

ВА, ВАР

4…30

С короткозамкнутым ротором

Взрывозащищенные

ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА И ВОЗМОЖНОСТИ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ

243

Окончание табл. 4.2 Область применения, функB НоминальB Синхронная ное напряB частота враB циональное назначение, отлиB чительные свойства жение, В щения, мин-1

Серия

Тип

НоминальB ная мощB ность, кВт

Для безреB дукторного привода

ДАСО

50…75

380…660

176,5

ДА4

200…250

6000

115,4

ПЭДУ, ПЭДУС

12…125

530…2100

ПЭДВ, ПЭДП

11…700

380…3000

Для поB гружных центроB бежных насосов Для станB ковBкачаB лок

Большой мощности

3000

С короткозамкнутым ротором АИР, 5А

7,5…37

380

ДАЗО4

200…2000

3000…10000

АО, АО2

1700…5600

АТД4

500…8000

ДАП

800…2500

АКН2

315…2000

ДАФ3

4000…5000 6000…10 000

1500…500

600…375 3000

6000

1500 500…250 750

С фазным ротором

АОД

630/400… 1600/1000

6000

750/600; 1000/750; 750/600

Двухскоростные

ВАО

160…4000

380…10 000

3000…500

Взрывозащищенные с коB роткозамкнутым ротором

Статические характеристики и энергетиче ские режимы АД. На рис. 4.1, а изображена ос новная схема подключения АД к сети переменB ного тока (эту схему иногда называют естест венной схемой включения АД). Для расчета и анализа различных характеристик часто исB пользуют показанные на рис. 4.1, б и в ТBобB разную и упрощенную схемы замещения АД, с помощью которых можно определить его электрические переменные: токи, мощности и т.д. — в установившихся режимах работы. При работе АД от статора к ротору вращаюB щимся магнитным полем передается электромагB нитная мощность Рэ.м = Мw0 , которая преобразуB ется в механическую мощность Рм = Мw, элекB трические потери в цепях ротора D Рэл2 = 3I 2¢ 2R2¢ и потери в стали ротора, последними из котоB рых можно пренебречь изBза их относительной малости. Тогда Мw0 = Мw + 3I 2¢ 2R2¢ , откуда полуB чаем связь между электромагнитным моменB том и током ротора в виде

М= где s =

3I 2¢ 2R2¢ , w0 s

(4.2)

w0 - w — скольжение АД. w0

Рис. 4.1. Основная схема включения (а) и схемы замещения АД: ТBобразная (б) и упрощенная (в)

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

244

Записывая далее согласно схеме рис. 4.1, в выражение для тока ротора I 2¢ =

Uф æ R¢ çç R1 + 2 s è

на

(4.3)

2

R2¢ / s

3U ф2 w0 æ R¢ çç R1 + 2 s è

2

Uф sX s

Uф sX s

a r2 + s 2(1 - kr )2 ; (4.7) (a ¢s a ¢r s - s)2 + (a ¢r + sa ¢s )2

для электромагнитного момента АД

,

(4.4)

ö ÷÷ + ( X1 + X 2¢ )2 ø

где Uф — фазное напряжение АД. Функциональная связь скольжения или скорости с электромагнитным моментом наB зывается механической характеристикой, а с токами в обмотках — электромеханическими характеристиками АД. Полученные с использованием упрощенB ной схемы замещения (см. рис. 4.1, в) формуB лы вида (4.3), (4.4) имеют ограниченную точB ность расчетов. Более высокую точность расB четов переменных АД в установившихся режиB мах дают зависимости, полученные для ТBобB разной схемы замещения. Зависимости переменных от скорости или скольжения в установившемся режиме АД (которые называются статическими характе ристиками) можно получить путем преобразоB вания уравнений, описывающих ТBобразную схему замещения, или с использованием реB шения системы дифференциальных уравнений АД при условии постоянства скорости ротора. В последнем случае дифференциальные уравнения становятся линейными и имеют аналитическое решение, которое при предельB ном переходе к t ® ¥ позволяет получить выB ражения для переменных в установившемся режиме работы [27]. При решении системы дифференциальных уравнений вида (1.42) получены следующие формулы для установившегося режима АД [27]: для действующего значения тока статора I1 =

I0 =

ö ÷÷ + ( X1 + X 2¢ )2 ø

и подставляя его в формулу (4.2), находим завиB симость для момента: M=

для действующего значения тока намагни чивания

М=

3U ф2 (1 - s )a ¢r

s ; (4.8) (wс / pt )sX s (a ¢s a ¢r s - s)2 + (a ¢r + sa ¢s )2

для активной мощности, потребляемой АД от источника питания, P1 =

a ¢s (a 2r + s 2) + sa ¢r (1 - s ) ; (4.9) sX s (a ¢s a ¢r s - s)2 + (a ¢r + sa ¢s )2 3U ф2

для угла между фазными величинами векто ров напряжения и тока статора j1 = arctg

a ¢r2s + s 2 . 2 ¢ a s (a r + s 2) + sa ¢r (1 - s )

(4.10)

В формулах (4.3)–(4.10) pt и wс = 2 pf — соответственно число пар полюсов АД и круB говая частота питающего напряжения; s — скольжение АД; s, a s , a r , a ¢s , a ¢r , ks , kr — обобщенные параметры АД, которые выражаB ются через параметры R1, R2¢ , X1, X 2¢ , X 0 ТBобB разной схемы замещения АД как [27] X 02 X X ; ks = 0 ; kr = 0 ; Xs Xr Xs Xr (4.11) a R1 R¢ 2 a s r ; a ¢s = . as = ; ar = ; a ¢s = s s Xs Xr s =1 -

где X s = X 0 + X1; X r = X 0 + X 2¢ . На рис. 4.2 изображены типовые механиB ческая w(М ) и электромеханические w(I1 ) и

a r2 + s 2 ; (4.5) (a ¢s a ¢r s - s)2 + (a ¢r + sa ¢s )2

для действующего значения приведенного то ка ротора I 2¢ =

U ф kr sX s

s2 ; (4.6) (a ¢s a ¢r s - s)2 + (a ¢r + sa ¢s )2

Рис. 4.2. Статические характеристики АД

ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА И ВОЗМОЖНОСТИ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ w(I 2¢ ) характеристики, а также зависимость w(I 0 ) для АД, включенного по схеме, представB ленной на рис. 4.1, а. Механическую характеристику [см. форB мулу (4.8)] можно представить в виде 2 +a M , = M к s / sк + sк / s + a где a =

I1 = М=

(1 + a s2 )(1 + a ¢s2)

— постоянный коэффиB

циент;

Мк =

механическую и механическую характериB стики: Uф sX s

a r2 + sa2 ; (a ¢s a ¢r s - sа f* )2 + (a ¢r f* + sa a ¢s )2

3U ф2 (1 - s )a ¢r

sа (wс.ном / pt )sX s (a ¢s a ¢r s - sa f* )2+ (a ¢r f* + sa a ¢s )2 (4.13)

2(a ¢s - a s )

и критический момент АД Мк =

sк = a ¢r

245

1 + a 2s 1 + a ¢s2

и

3U ф2 (1 - s ) 2w0sX s [a ¢s - a s + (1 + a 2s )(1 + a ¢s2)]

— (4.12)

значения критического скольжения и критичеB ского момента АД при положительных скольB жениях. При отрицательных скольжениях критиB ческий момент АД в генераторном режиме

3U ф2 (1 - s )

1 . 2w0 ном sX s (a ¢s - a s ) f + ( f 2+ a s2)( f 2+ a ¢s2) * * *

Приравнивая последнее выражение и выB ражение из (4.12) для критического момента на естественной характеристике (когда w0 = w0 ном и U ф = U ф. ном ), находим зависимость фазного напряжения от частоты U ф = U ф.ном

(a ¢s - a s ) f* + ( f*2 + a s2 )( f*2 + a ¢s2) a ¢s - a s + (1 + a 2s )(1 + a ¢s2)

.

(4.14) M к,г =

3U ф2 (1 - s )

. 2w0sX s [a ¢s - a s - (1 + a s2 )(1 + a ¢s2)]

При записи формул (4.3)–(4.12) предпоB лагалось, что входящие в них индуктивные соB противления и, соответственно, обобщенные параметры из формул (4.11) относятся к проB извольной частоте. Если частота не равна ноB минальной, то индуктивные сопротивления ТBобразной схемы замещения (которые обычB но задаются для номинальной частоты) следуB ет пересчитать. Поэтому в тех случаях, когда необходимо выполнять расчеты для различных частот, удобнее все параметры и скольжение привести к одной (номинальной) частоте по формулам: – для индуктивных сопротивлений X s ( f ) = = w( f )Ls = f* X s ( fном ), где f* = f / fном — относиB тельная частота; – для скольжения s = sа / f* , где sa = w0 ( f ) - w — абсолютное скольжение; = w0 ( fном ) – для обобщенных параметров a s ( f ) = a (f ) R1 = = s ном . Xs ( f ) f* Преобразуя с использованием подобB ных формул выражения (4.5) и (4.8), а такB же (4.12), соответственно получаем электроB

Зависимость (4.14) представляет собой закон частотного управления, в случае реалиB зации которого при различных частотах криB тические моменты одинаковы и равны критиB ческому моменту на естественной характериB стике. В формулах (4.13) и (4.14) все индуктивB ные сопротивления и, соответственно, обобB щенные параметры определяются при номиB нальной частоте и не зависят от расчетной частоты. Поэтому подобные формулы удобны для расчетов статических характеристик асинB хронного электропривода с частотным управB лением. Для выявления особенностей энергетичеB ских режимов АД в плоскости механических характеристик w, М следует проанализировать знаки активной мощности Р1 на зажимах стаB тора АД, соединенных с электрической сетью. Мощность Р1 определяется выражением P1 = 3U ф I1 cos j1, из которого согласно п. 1.2 следует: 1) если j1 < 90°, то Р1 > 0, т.е. АД потребляB ет электрическую мощность от сети; 2) если j1 > 90°, то P1 < 0; при этом АД отB дает электрическую мощность в сеть, т.е. рабоB тает в режиме рекуперативного торможения;

246

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

3) если j1 = 90°, то P1 = 0; при этом активB ная мощность АД равна нулю. В данном слуB чае электрическая мощность не берется от сеB ти и не поступает в сеть, т.е. АД работает в реB жиме автономного генератора, когда постуB пающая с вала механическая энергия преобраB зуется в электрическую, которая выделяется в форме тепловой энергии в элементах электроB привода (обмотках, резисторах и т.д.). Для определения скольжений, при котоB рых j1 = 90°, приравняем к нулю знаменатель дроби в формуле (4.10) и решив полученное уравнение, найдем 2 ùü ö ÷÷ - 1ú;ï úï ø ûï ý 2 ùï é ö æ 1 s s 1 s2 = -a r ê + çç ÷÷ - 1ú.ï úï ê 2a s è 2a s ø ûþ ë

é æ1-s 1-s - çç s1 = -a r ê ê 2a s è 2a s ë

(4.15)

Последние выражения определяют зону скольжений (и скоростей), внутри которой АД работает в режиме рекуперативного торB можения (т.е. в генераторном режиме с отдаB чей электроэнергии в сеть): s2 < s < s1. Поскольку s1 < 0 и s2 < 0, то область режиB ма рекуперативного торможения в плоскости (w, М ) располагается выше точки идеального холостого хода. При условии (1 - s ) < 2a s подкоренные выражения в формулах (4.15) становятся отB рицательными, а следовательно, АД в данB ном случае не может работать в режиме реB куперативного торможения. Указанное услоB вие с учетом формул (4.11) определяет граB ничную частоту fгр = fном

2R1 , (1 - s )( X 0 + X1 )

(4.16)

ниже которой АД ни при каких скоростях не может отдавать электрическую энергию в сеть. В последней формуле X 0 иX1 — индукB тивные сопротивления схемы замещения АД при номинальной частоте, а при этом X 0 >> R1; следовательно, режим рекуперативного тормоB жения при очень низкой частоте, меньшей fгр , вообще отсутствует при работе АД в основной схеме включения.

На рис. 4.3 приведены рассчитанные по формулам (4.8)–(4.10) графики зависимостей от скорости электромагнитного момента М, первичной мощности Р1 и угла j1 для АД мощB ностью 15 кВт. Графики на рис. 4.3, а соответB ствуют пониженной частоте fп = 01 , fном питаюB щего напряжения, а графики на рис. 4.3, б — номинальной частоте fном . На графике w(j1 ) рис. 4.3, а отмечены три характерные точки. 1. Точка А0 соответствует режиму идеальB ного холостого хода, когда s = 0. Угол j1 в режиB ме идеального холостого хода согласно формуB ле (4.10) æ X + X1 ö j1 ( s = 0) = arctg çç 0 f* ÷÷, ø è R1

(4.17)

где f* = f / fном — относительное значение частоB ты; X 0 иX1 — индуктивные сопротивления при номинальной частоте. Из выражения (4.17) следует, что угол j1, соответствующий точке А0 , при малом значеB нии пониженной частоты fп может быть знаB чительно меньше 90°; 2. Точки А1 и А2, в которых j1 = 90°. В диаB пазоне скоростей, расположенных между точB ками А1 и А2, АД работает в режиме рекупераB тивного торможения. 3. Точка Ак соответствует нулевой скороB сти, когда АД работает в режиме короткого заB мыкания. На характеристиках w(М ) отмечены точки B0 , В1, В2, Вк [а на характеристиках w(Р1 ) — С0 , С1, С2, Ск )], которые относятся к тем же скороB стям, что и указанные точки А0 , А1, А2, Ак соB ответственно. Принципиально важно отметить, что меB жду участками В1В2 и Вк B0 механических хаB рактеристик, внутри которых АД работает соB ответственно в генераторном режиме с рекупеB рацией энергии в сеть и в двигательном режиB ме, расположен участок В0 В1, в котором j1 < 90°, а при этом Р1 > 0, т.е. энергетическим режимом работы АД является генераторный режим с потреблением энергии от сети. Также в энергетическом режиме генераB тора с потреблением энергии от сети АД рабоB тает на участках механической характеристиB ки, лежащих выше точки В2 и ниже точки Вк (нижний участок часто называют областью режима противовключения). Области энергетических режимов при ноB минальной частоте расположены примерно

ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА И ВОЗМОЖНОСТИ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ

247

Рис. 4.3. Энергетические режимы работы АД при пониженной (а) и номинальной (б) частотах: ДВ — двигательный; ГР — генераторный с отдачей энергии в питающую сеть (рекуперативный реB жим); ГПС — генераторный с потреблением энергии от сети так же, как и при пониженной частоте (см. рис. 4.3, б и а соответственно), за исключениB ем участка В0 В1, находящегося выше скорости идеального холостого хода w0 п . Это объясняB ется тем, что при номинальной частоте, когда f* =1 и X 0 >> R1, угол j1 согласно (4.17) при скорости идеального холостого хода w0 ном близок к 90°. Поэтому точки А0 и А1 на кривой w(j1 ) рис. 4.3, б, равно как и точки B0 и В1, а также С0 и С1 на кривых w(М ) и w(Р1 ) соответстB венно, практически сливаются друг с другом, вследствие чего показанные на рис. 4.3, а отB носительно широкие участки В0 В1, А0 А1, С0С1 преобразуются на рис. 4.3, б в очень узкие учаB стки характеристик вблизи синхронной скороB сти, т.е. практически в точки В0 , А0 , С0 соотB ветственно. Возможности регулирования координат асин хронного электропривода. Основные способы регулирования скорости АД можно выявить на основе анализа следующих выражений: w = w0 - w0 s; D Рэл 2 =Рэ.м s = M (w0 - w),

(4.18) (4.19)

первое из которых связывает скорость ротора со скоростью вращения магнитного поля и скольB

жением, а второе — полные электрические поB тери в роторной цепи (которые часто называют потерями скольжения) с электромагнитной мощностью Рэ.м = Mw0 , скольжением и моменB том АД. В соответствии с выражением (4.18) возB можны два способа регулирования скорости АД: регулирование скорости поля (которая определяется частотой и числом пар полюB сов) и регулирование скольжения при постоB янном значении w0 (что при заданном моB менте согласно зависимости (4.4) принципиB ально осуществимо изменением напряжения статора, введением добавочных резисторов или индуктивностей в статорные или роторB ные цепи АД). С помощью формулы (4.19) можно опреB делить потери в роторных цепях и примерно пропорциональные им потери в статорных цеB пях АД, что позволяет оценить экономичность способов регулирования. В табл. 4.3 приведены названия, силовые схемы и механические характеристики основB ных способов регулирования скорости АД. По техникоBэкономическим показателям наиболее совершенным из регулируемых асин

248

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ 4.3. Основные способы регулирования скорости АД Способ регулирования

Силовая схема

Механические характеристики

Исполнение ротора

Изменение частоты

Изменение напряB жения КороткозамкB нутый

Изменение числа пар полюсов обмотB ки статора

Реостатное регулиB рование

Фазный Импульсное регуB лирование в роторB ной цепи

ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА И ВОЗМОЖНОСТИ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ

249

Окончание табл. 4.3 Способ регулирования

Силовая схема

Механические характеристики

Исполнение ротора

Сочетание измеB нения напряжеB ния с реостатным регулированием

Каскадные схемы включения АД

Фазный

Включение АД по схеме двигателя двойного питания

хронных электроприводов является электропри вод с частотным управлением. Для его осуществB ления между сетью переменного тока и статоB ром АД включен преобразователь частоты (ПЧ), на выходе которого меняются амплитуда и частота фазных напряжений. Изменение часB тоты источника питания позволяет плавно реB гулировать скорость АД в широком диапазоне как выше, так и ниже номинальной. При любой частоте АД работает в предеB лах рабочего участка механической характериB стики, где скорость близка к синхронной, что, судя по формуле (4.19), обусловливает небольB шие потери в обмотках. Поэтому асинхронный электропривод с частотным управлением очень широко используется на практике. Значительное применение находит сис тема регулируемого электропривода преобразо ватель напряжения (ПН)–АД с короткозамк

нутым ротором. При изменении фазного наB пряжения синхронная скорость w0 и критичеB ское скольжение не изменяются, а критичеB ский момент изменяется пропорционально квадрату напряжения. Система ПН–АД с коB роткозамкнутым ротором служит в качестве устройств мягкого пуска и торможения, а также для обеспечения кратковременной раB боты электропривода на низких скоростях. В качестве ПН используются тиристорные пре образователи напряжения (ТПН), которые заB менили применявшиеся ранее магнитные усилители [28, 33]. По мнению авторов работы [31], в наB стоящее время только у 20…25 % всех электроB приводов требуется осуществлять регулироваB ние скорости и момента в установившихся реB жимах и переходных процессах. Остальные 75…80 % электроприводов являются нерегулиB

250

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

руемыми в основном из за того, что нет в этом технологической необходимости, если не счи тать условий пуска и защиты. Значительную часть таких «нерегули руемых» электроприводов целесообразно вы полнить по системе ТПН–АД, которая при относительно небольших капитальных затра тах обеспечивает плавный пуск, кратковре менное регулирование скорости, ограниче ние бросков тока в сети при подключении АД, переключение контакторов (пускателей) при отсутствии токов в фазах АД (что позво ляет уменьшить габаритные размеры и стои мость и повышает износостойкость этих ап паратов). Регулирование скорости изменением числа пар полюсов pt обмотки статора применяется при использовании специальных АД, получив ших название многоскоростных. Такие двигате ли имеют на статоре либо две обычные неза висимые обмотки, выполненные на разные числа полюсов, либо одну полюсно переклю чаемую обмотку, каждая фаза которой состоит из нескольких частей; при переключении ко торых изменяется число полюсов. В послед нем случае чаще всего обмотка каждой фазы состоит из двух частей, при их согласном включении число пар полюсов в 2 раза боль ше, чем при встречном. Наибольшее применение нашли сле дующие схемы переключения таких обмо ток: треугольник–двойная звезда и звезда– двойная звезда [33]. Роторы многоскорост ных АД выполняются с короткозамкнутой обмоткой. Двухскоростные АД с независимыми обмотками, изготовленными на разные чис ла пар полюсов р1 и р2 и подключаемыми к сети с помощью ключей К1 и К2, получили значительное распространение в электро приводах лифтовых и крановых механизмов. Для таких механизмов перспективно исполь зование электропривода по системе ТПН– двухскоростной АД. Для АД с фазным ротором неплохо заре комендовали себя способы регулирования, при реализации которых в роторную цепь АД вводят силовые элементы (резисторы, преоб разователи), расширяющие функциональные возможности электроприводов. Наиболее простым из этих способов яв ляется реостатное регулирование, которое осуществляется путем изменения сопротив лений резисторов, включенных в роторные

цепи АД, и широко применяется на практи ке. При включении симметричных сопро тивлений в цепи ротора возрастает критиче ское скольжение, а критический момент ос тается неизменным. Введение добавочных сопротивлений в цепь ротора при пуске и торможении противовключением позволяет уменьшить токи в обмотках и увеличить мо мент АД. При наличии добавочных сопро тивлений часть потерь скольжения выделя ется не в обмотке ротора, а вне двигателя в добавочных резисторах, что облегчает тепло вой режим АД. Достоинства реостатного регулирова ния — простота реализации, возможность ог раничения токов на уровне номинальных зна чений в широком диапазоне скоростей; недос татки — значительные потери энергии в доба вочных резисторах, ступенчатое регулирование скорости (что обусловлено использованием релейно контакторных схем для переключе ния резисторов), снижение жесткости механи ческих характеристик при больших добавоч ных резисторах (что может вызвать существен ные изменения скорости при разных моментах нагрузки). Реостатное регулирование используется для электроприводов мощностью до 100… 150 кВт, работающих в повторно кратковре менных режимах (например, для крановых ме ханизмов), или для пуска АД с фазным рото ром при большей мощности. Недостаток рассмотренного реостатно го регулирования, связанный со ступенча тым регулированием скорости, можно устра нить способом импульсного регулирования ко ординат. Наибольшее применение нашли схемы с импульсным регулированием в цепи выпрямленного тока ротора, в которых под ключенный к ротору неуправляемый трех фазный мостовой выпрямитель В соединен с резистором Rd , периодически шунтируе мым бесконтактным ключом К. При замы кании ключа резистор Rd шунтируется, а при размыкании он вводится в цепь выпрямлен ного тока ротора. При этом достигается эф фект плавного регулирования активного со противления в роторной цепи. Область регулирования располагается в зоне между естественной и реостатной ха рактеристиками Rd . При этом в замкнутой системе управления можно сформировать тре буемую механическую характеристику в облас ти регулирования.

ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА И ВОЗМОЖНОСТИ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ Реостатное регулирование может примеB няться в сочетании с другими способами реB гулирования, например с регулированием на пряжения. В этом случае электропривод, выB полненный на основе системы ПН–АД с фазным ротором, при наличии отрицательB ной обратной связи по скорости обеспечиваB ет плавное регулирование скорости в широB ком диапазоне. При введении в ротор двигаB теля добавочных сопротивлений R д часть поB терь скольжения выносится из машины, что уменьшает нагрев обмоток и позволяет сниB зить установленную мощность АД (по сравB нению с использованием АД с короткозамкB нутым ротором). Существенным недостатком рассмотB ренных способов регулирования скорости АД при постоянном значении w0 является возрастание потерь энергии в роторной цепи при снижении скорости. Однако у АД с фазB ным ротором этот недостаток может быть устранен путем включения в цепь ротора исB точника регулируемой ЭДС, что позволяет полезно использовать значительную часть энергии скольжения: либо отвести ее в сеть, либо с помощью дополнительного электроB двигателя преобразовать в механическую энергию и передать ее на вал АД. Такой споB соб осуществления регулируемого электроB привода реализуется в каскадных схемах включения АД. В каскадных схемах, отдающих энергию скольжения в сеть, выводы ротора АД подB ключены к неуправляемому выпрямителю В, выход которого соединен с инвертором И. В этой схеме электрическая энергия скольжеB ния переменного тока, за исключением потерь в роторной цепи АД, преобразуется выпрямиB телем в энергию постоянного тока, которая инвертором затем преобразуется в электричеB скую энергию переменного тока частоты сети, отдаваемую в питающую сеть. Когда ЭДС инвертора E и и роторного выпрямителя одинаковы (т.е.E d = U 02kсх | s |, где U 02 и kсх — напряжение между кольцами ротоB ра неподвижного АД и коэффициент схемы выпрямления), ток ротора и момент АД равны нулю, при этом модуль скольжения выражаетB ся в виде формулы | sх.х | = E и / U 02kcх , которая определяет две скорости идеального холостого хода wх.х 1 = w0 (1 - | sх.х |); wх.х 2 = w0 (1 + | sх.х |).

251

На графиках в табл. 4.3 на эскизе о жирB ными линиями изображена одна из механиB ческих характеристик в каскадной схеме. ВеB личина wх.х 1 определяет при заданном значеB нии E и верхнюю границу механической хаB рактеристики, расположенную в первом квадранте, где АД функционирует в двигаB тельном режиме, а wх.х 2 — нижнюю границу характеристики, где АД функционирует в тормозном режиме. В зоне скоростей между wх.х 1 и wх.х 2 Е d < E и , при этом выпрямитель В закрыт, а ток в роторе и, соответственно, моB мент АД равны нулю. Скорость регулируется изменением ЭДС инвертора E и . При увеличеB нии E и в первом квадранте скорость АД сниB жается, а во втором возрастает. Регулирование скорости АД с фазным ротором возможно также в схемах двигателя двойного питания. В отличие от каскадных схем включения АД, в которых поток энергии направлен в одну сторону — от ротора через неуправляемый выпрямитель к инвертору и далее в питающую сеть, — в схемах двигателя двойного питания в цепь ротора АД включаетB ся ПЧ, обеспечивающий двустороннюю переB дачу энергии: от ротора двигателя через ПЧ в питающую сеть или от сети через ПЧ в обмотB ки ротора АД. В схеме двигателя двойного питания энергия к обмоткам статора и ротора подвоB дится от различных источников с частотами f1 и f2 соответственно. Магнитный поток, обусловленный МДС обмотки статора, враB щается относительно статора со скоростью w1 = 2 pf1 / pt , а магнитный поток обмотки ротора вращается относительно ротора со скоростью w2 = 2 pf2 / pt . Поскольку в установившихся режимах поля статора и ротора должны быть взаимно неподвижны, то при одинаковых направлениB ях вращения этих полей их скорости связаны со скоростью ротора как w1 = w2 + w, откуда следует w=

2p ( f1 - f2). рt

(4.20)

В случае, когда поля статора и ротора буB дут вращаться встречно, надо принять f2 < 0;

252

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

при этом формула (4.20) остается справедлиB вой. Из нее следует, что при изменении часB тоты f2 c помощью ПЧ можно регулировать скорость АД как ниже, так и выше номиB нальной синхронной скорости w0 = 2 pf1 / pt . Если частота f2 поддерживается постоянной, то механические характеристики АД в схеме двигателя двойного питания представляют собой прямые линии, параллельные оси абсB цисс. Кроме рассмотренных способов регулиB рования скорости АД используются и другие способы (двухдвигательные электроприводы с наложением механических характеристик, неB симметричные схемы соединения обмоток АД и др.). Далее будут более подробно рассмотреB ны способы регулирования скорости АД с разB личными полупроводниковыми преобразоваB телями. Динамическое торможение АД. Схемы динамического торможения АД используютB ся для останова двигателя, получающего пиB тание от сети, а также для регулирования скорости. На рис. 4.4, а изображена наибоB лее распространенная схема динамического торможения АД, в которой две последоваB тельно соединенные обмотки статора подB ключены к источнику напряжения постоянB ного тока. Постоянный ток, протекающий по обмотке статора, создает неподвижное относительно статора магнитное поле, поB этому при вращении ротора в его обмотках индуцируется ЭДС. Последняя, в свою очеB редь, вызывает появление токов в замкнутых контурах обмотки ротора. Взаимодействие токов ротора с неподвижным магнитным поB лем приводит к возникновению тормозного момента АД. АД в режиме динамического торможеB ния представляет собой автономный синB

хронный генератор, нагруженный на сопроB тивления цепи ротора, причем обмотка статоB ра соединена по несимметричной схеме. Эти особенности затрудняют непосредственное использование традиционной теории АД для анализа данной схемы. Однако эти затруднеB ния можно устранить путем следующих двух подходов. С л у ч а й 1. Анализ установившегося ре жима работы АД в схеме динамического тормо жения. Поскольку в установившемся режиме постоянный ток обмотки статора определяется только напряжением источника постоянного тока и активным сопротивлением цепей статоB ра, то при известном значении постоянного тока можно считать, что АД питается от идеаB лизированного источника тока. При этом можно также считать, что, если выполняются следующие условия: 1) реальный неподвижный статор в АД заменен на идеализированный, вращающийся со скоростью w0 = 2 pf / pt ; 2) все три обмотки идеализированного статора питаются от симметричного трехфазB ного источника переменного тока с частотой f и действующим значением Iэкв и образуют магнитное поле, которое вращается также со скоростью w0 , но в противоположную сторону по отношению к направлению вращения идеаB лизированного статора, поэтому магнитное поле идеализированного статора неподвижно в пространстве; 3) магнитодвижущая сила (МДС) обмотки реального неподвижного статора Fп = 3 × I п w1, обусловленная постоянным током I п и чисB лом витков w1 фазной обмотки, и МДС обмоB ток идеализированного вращающегося статоB 3 ра F = 2 × Iэкв w1, питающегося трехфазB 2 ным переменным током с действующим значеB

Рис. 4.4. Схема динамического торможения АД: а — силовая; б — замещения с источником тока; в — эквивалентная

ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА И ВОЗМОЖНОСТИ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ

253

нием Iэкв , равны друг другу, что имеет меB сто при

Схема замещения на рис. 4.4, б описываB ется следующими уравнениями:

Iэкв = 2 / 3 × I п ,

ö æ R¢ jX 0 I 0 + çç 2 + jX ¢ 2 ÷÷I 2¢ = 0; ~ s ø è Iэкв + I 2¢ = I 0 .

то машину с идеализированным статором, работающую по схеме, представленной на рис. 4.4, а, можно рассматривать как асинB хронную машину, для расчетов переменных которой справедлива ТBобразная схема заB мещения АД (см. рис. 4.1, б), полагая, что схема питается от идеализированного исB точника переменного тока. При этом схема замещения приобретает показанный на рис. 4.4, б вид. В отличие от схемы замещения (см. рис. 4.1, б) в схеме на рис. 4.4, в не учитываютB ся параметры статора R1 и X1, поскольку внутB реннее сопротивление источника тока равно бесконечности. Величина Iэкв представляет соB бой действующее значение переменного тока трехфазной обмотки идеализированного враB щающегося статора, которая создает такое же магнитное поле, как и обмотки реального неB подвижного статора АД при протекании по ним постоянного тока I п . Поскольку скольжение есть отношение скорости перемещения проводников ротора к скорости магнитного поля машины (а для идеализированного статора скорость поля равB на w0 , в то время как скорость ротора по отноB шению к этому полю равна w), то скольжение в режиме динамического торможения опредеB ляется формулой ~ s = w / w0 .

(4.21)

При совместном решении этих уравнений находим выражение для действующего значеB ния приведенного тока ротора: I 2¢ = Iэкв

X0 æ R2¢ çç ~ è s

.

2

(4.22)

ö ÷÷ + ( X 0 + X 2¢ )2 ø

Подставляя уравнение (4.22) в формулу М = 3I 2¢ 2R2¢ / (w0 ~ s ), получаем M =-

3(Iэкв X 0 )2 w0 æ R2¢ çç ~ è s

R2¢ / ~ s 2

. (4.23)

ö ÷÷ + ( X 0 + X 2¢ )2 ø

В правой части выражения (4.23) поставB лен знак «минус», поскольку в режиме динаB мического торможения момент АД имеет торB мозной характер. Соотношения (4.22) и (4.23) представляB ют собой формулы соответственно электромеB ханической и механической характеристик АД в режиме динамического торможения. Для этого режима на рис. 4.5, а показаны механиB ческие характеристики АД при одинаковом эквивалентном токе и различных добавочных сопротивлениях R доб в роторной цепи. НижB няя характеристика относится к АД с короткоB

Рис. 4.5. Механические характеристики АД в схеме динамического торможения рис. 4.4, а: а — статические при разных R доб ; б — статическая (кривая 1) и динамическая (кривая 2) при Rдоб = 0

254

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

замкнутым ротором или с фазным ротором при R доб = 0, а две другие характеристики — к АД с фазным ротором, в цепи которого включены добавочные резисторы. Статические характеристики [см. выраB жения (4.22) и (4.23)], полученные на основе анализа схемы замещения АД с источником тока, позволяют рассчитывать переменные АД в установившемся режиме работы, однако не обеспечивают достаточной точности расчетов переходных процессов. С л у ч а й 2. Вывод математического описания переходных процессов и установив шихся режимов АД в схеме динамического торможения. Для анализа работы приведенB ной на рис. 4.4, а схемы подключения двух фаз статора АД к источнику напряжения U п постоянного тока может быть использована система уравнений (1.42), но при определенB ных оговорках, обусловленных тем, что уравнения этой системы составлены для симметричного АД, все обмотки статора коB торого подключены к источнику питания. Поэтому уравнения (1.42) могут быть примеB нены лишь в том случае, если схему на рис. 4.4, а преобразовать в эквивалентную, у которой отключенный конец обмотки фаB зы А подключен к остальной части схемы, но ток в этой фазе отсутствует, т.е. i A = 0.

(4.24)

При этом из уравнения напряжения для фазы А статора u A = d YA / (dt ) + i AR1 находим uA =

d YA . dt

(4.25)

Условие i A = 0 будет соблюдаться, если в цепь обмотки фазы А включить источник ЭДС exA , которая в любой момент времени опредеB ляет равенство нулю тока в обмотке. При этом можно считать, что АД является симметричB ным, так как все три фазы статора подключеB ны к общим источникам питания. На рис. 4.4, в изображена эквивалентная схема, в которую введены указанная ЭДС exA и источник напряжения U п . Согласно эквиваB лентной схеме можно записать равенство uВ = U п + uС , откуда следует, что uB - uC = U п .

(4.26)

Поскольку в схемах на рис. 4.4 статорB ные цепи несимметричны, систему (1.42) наB

до записать в неподвижной системе коордиB нат a , b, 0. Исходя из формул преобразования (1.17), если сумма фазных токов равна нулю, то при wк = 0 преобразованные переменные статора по осям a и b связаны с реальными фазными переменными, как ua1 = u A и ub1 = (uB - uC ) / 3, причем подобные равенства относятся также к токам и к потокосцеплеB ниям. Поэтому выражения (4.24)–(4.26) можB но записать в виде ia1 = 0; ua1 =

d Ya1 U ; ub1 = п . dt 3

(4.27)

Далее, исключая из системы (1.42) токи, раскладывая векторные уравнения системы (1.42) на действительные и мнимые части, поB сле преобразований с учетом формул (4.27) получаем математическое описание схемы диB намического торможения АД: d Yb1

ü U = п - l ¢s Yb1 + kr l ¢s Yb 2; ï dt 3 ï d Ya 2 ï = -WYb 2 - l r Ya 2; ï dt ï d Yb 2 ï = ks l ¢r Yb1 - l ¢r Yb 2 + WYa 2;ý dt ï dW pt ï = (M - M c ); ï dt J ï k 3 M = pt r Ya 2(Yb1 - kr Yb 2), ï ï 2 sLs þ

(4.28)

где W — электрическая угловая скорость роB тора; l s = R1 / Ls , l ¢s = l s / s , l r = R2¢ / Lr , l ¢r = l r / s — обобщенные параметры АД, опреB деляемые отношением активных сопротивлеB ний обмоток к соответствующим индуктивноB стям Ls = M 0 + Ls1 или Ls = M 0 + Ls2 (M 0 , Ls1 и Ls2 — индуктивности соответственно намагниB ченного контура, рассеяния статора и ротора АД); ks = M 0 / Ls , kr = M 0 / Lr и s = 1 - ks kr — постоянные коэффициенты. На рис. 4.5, б приведена динамическая механическая характеристика (кривая 2), расB считанная для АД мощностью 5 кВт с исB пользованием системы уравнений (4.28) при нулевых электромагнитных начальных услоB виях и W наR = 2pf = wc . Там же для сравнения изображена расчетная статическая механичеB ская характеристика (кривая 1). Из графиков на рис. 4.5, б видно, что переходный процесс динамического торможения в данном случае имеет колебательный характер, что можно

ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА И ВОЗМОЖНОСТИ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ учесть только с помощью системы дифференB циальных уравнений АД. С использованием системы (4.28) можB но рассчитать не только переходные процесB сы, но и установившиеся режимы. ДействиB тельно, если принять W = const, то первые три уравнения в системе (4.28) становятся лиB нейными и имеют аналитическое решение (например, операторным методом), которое при t ® ¥ определяет установившиеся значеB ния переменных. Установившиеся значения переменных для системы (4.28) таковы: Yb1¥ =

U п l ¢r l r + W 2 U ks l ¢r l r ; Yb 2¥ = п ; 2 2 ¢ ¢ 3 l s (l r + W ) 3 l s (l2r + W 2) U ks l ¢r W . Ya 2¥ = - п 3 l ¢s (l2r + W 2)

Подставляя последние формулы в уравB нение для момента из системы (4.28), получаB ем выражение M = -2 pт I п2 kr M 0

l rW , l2r + W 2

которое после преобразований с учетом раB венства I п = U п / 2R1 совпадает с выаржением (4.23). В рассмотренной схеме динамического торможения постоянный ток I п является тоB ком возбуждения, поэтому ее называют также схемой динамического торможения АД с неB зависимым возбуждением. Кроме этой схемы имеется также схема динамического тормоB жения АД со смешанным возбуждением, коB торая приведена на рис. 4.6, а. В этой схеме

255

магнитное поле задается двумя составляющиB ми токов статора: током независимого возбуB ждения (подпитки) I н.в и током самовозбужB дения (обратной связи) I с.в , который пропорB ционален току ротора АД. Ток независимого возбуждения подается от выпрямителя В1, а ток самовозбуждения — от выпрямителя цеB пи ротора ВР. Результирующий ток I п , поступающий в цепи обмоток статора, равен сумме токов независимого и смешанного возбуждения. При протекании тока I н.в образуется неподB вижное относительно статора магнитное поB ле, в обмотках вращающегося ротора навоB дится ЭДС и протекают токи, появляются токи и в цепи самовозбуждения. Это привоB дит к росту поступающего в статор постоянB ного тока I п и, как следствие, к увеличению магнитного потока, ЭДС, выпрямленного тока ротора и т.д., т.е. к процессу самовозбуB ждения АД. Режим динамического торможения АД со смешанным возбуждением характеризуется небольшим значением тока подпитки (5… 30 % от номинального тока), относительно жесткими механическими характеристиками (рис. 4.6, б) и простотой регулирования скоB рости путем изменения сопротивления добаB вочных резисторов (с увеличением сопроB тивления роторной цепи скорость АД возB растает). Асинхронные электроприводы с динаB мическим торможением самовозбуждением обладают более высокими регулировочными и энергетическими показателями, чем элекB троприводы с торможением противовключеB нием.

Рис. 4.6. Схема динамического торможения АД со смешанным возбуждением (а) и соответствующие механические характеристики (б)

256

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Динамическое торможение с независиB мым возбуждением возможно для АД как с короткозамкнутым, так и с фазным ротором и поэтому широко применяется на практиB ке, а динамическое торможение со смешанB ным возбуждением осуществимо только с АД, снабженными фазным ротором, вследB ствие чего имеет более ограниченное приB менение. 4.2. ЧАСТОТНОЕ УПРАВЛЕНИЕ АСИНХРОННОГО ЭЛЕКТРОПРИВОДА Основные особенности. Асинхронный элекB тропривод с частотным управлением по диаB пазону регулирования, плавности и эконоB мичности не уступает регулируемому элекB троприводу постоянного тока. Для АД с коB роткозамкнутым ротором частотное регулиB рование является наиболее совершенным способом экономичного регулирования скоB рости в широком диапазоне. К несомненB ным достоинствам этого способа следует отB нести полную бесконтактность такого АД, что способствует повышению надежности электропривода и позволяет использовать его для работы во взрывоопасных и агресB сивных средах. Широкое применение электропривод с частотным регулированием находит для выB сокоскоростных механизмов. МаксимальB ная частота вращения АД при питании его от сети с частотой 50 Гц не превышает 3000 мин-1 , а с помощью высокочастотных преобразователей и АД специального исB полнения возможно достижение частоты вращения ³100 000 мин-1 . В конце ХХ в. система преобразователь частоты–АД примерно сравнялась по стоимоB сти с системой тиристорный преобразователь– двигатель постоянного тока. С учетом того что масса, габаритные размеры и стоимость АД соответственно меньше, чем у двигателя поB стоянного тока, частотноBрегулируемый асинB хронный электропривод в настоящее время уже опередил привод постоянного тока по цеB не и качеству регулирования. Выпуск преобраB зователей частоты освоен многими производиB телями по всему миру. В настоящее время используются главB ным образом статические преобразователи частоты на базе полупроводниковых ключевых элементов, обладающие высокой надежноB стью, небольшими массой и габаритными разB

мерами, высокими энергетическими показатеB лями и быстродействием. В качестве силовых полупроводниковых ключей применяются IGBTBтранзисторы. Они выпускаются на наB пряжения до 6,5 кВ и ток до 1000 А (данные японских фирм Mitsubishi, Hitachi и немецких Infineon, Semikron). В преобразователях больB шой мощности используются запираемые тиB ристоры (GTOBthyristors), которые позволяют путем импульсного воздействия на управляюB щий электрод не только открывать, но и заB крывать тиристор в заданный момент времени. В последние годы ведутся исследования по разработке силовых приборов на основе карбида кремния (SiC), которые могут рабоB тать при температурах до 400 °С и выше; облаB дают положительным температурным коэффиB циентом сопротивления, что позволяет соедиB нять приборы параллельно; отличаются высоB кой устойчивостью к жесткой радиации, возB действие которой не приводит к деградации свойств кристалла, однако пока номенклатура выпускаемых изделий еще очень мала при выB сокой стоимости самих изделий [39, 48]. Полупроводниковые преобразователи частоты можно разделить на два класса: с проB межуточным звеном постоянного тока и с неB посредственной связью. Преобразователи частоты с промежуточ ным звеном постоянного тока. В преобразоватеB лях частоты с промежуточным звеном постоB янного тока напряжение питающей сети подаB ется через выпрямитель и фильтр на инвертор. Инвертор, управляемый от микропроцессорB ной системы управления, формирует напряжеB ние на выходе преобразователя в соответствии с принятым законом регулирования. ФункB циональная схема такого преобразователя, представленная на рис. 4.7, содержит: выпряB митель В, фильтры Ф, Ф1, Ф2 и инвертор И с системой управления СУ, которая управляет пусковыми процессами выпрямителя, вспомоB гательными цепями и инвертором, а также принимает и обрабатывает информацию о раB боте каждого элемента преобразователя. Обычно выпрямители выполнены на диодах для преобразователей малой и средней мощности и на тиристорах для преобразоватеB лей средней и большой мощности. ВыпрямиB тель соединен с инвертором через емкостный или индуктивноBемкостный фильтр Ф. Заряд конденсатора вызывал бы очень большой ток и выгорание выпрямителя, поэтому применяB ют цепи заряда, показанные на рис. 4.8.

ЧАСТОТНОЕ УПРАВЛЕНИЕ АСИНХРОННОГО ЭЛЕКТРОПРИВОДА

257

Рис. 4.7. Функциональная схема преобразователя частоты с промежуточным звеном постоянного тока Для малых мощностей используют схеB мы с NTCBтермистором (с отрицательным температурным коэффициентом), включенB ным в звено постоянного тока (рис. 4.8, а). В момент включения термистор холодный и имеет большое сопротивление, обеспечиваюB щее безопасный заряд конденсаторной батаB реи звена постоянного тока, во время работы он разогревается и его сопротивление уменьB шается. Схему, приведенную на рис. 4.8, б, исB пользуют для малых и средних мощностей. ЗаB ряд конденсатора происходит через добавочB ный резистор, который после заряда шунтируB ется контактором, управляемым от СУ. Вариант на рис. 4.8, в применяется для преобразователей средней и большой мощноB

сти, когда в схему тиристорного выпрямителя включается неуправляемый выпрямитель маB лой мощности с токоограничивающим сопроB тивлением. После заряда конденсатора фильтB ра СУ дает команду на полное включение тиB ристорного выпрямителя, который становится основным рабочим выпрямителем преобразоB вателя частоты. Чисто емкостные фильтры Ф между выB прямителем и инвертором устанавливают на преобразователи малой мощности, в преобраB зователях средней мощности после выпрямиB теля размещают LCBфильтр, а в преобразоваB телях большой — LBфильтр на входе выпряB мителя — Ф1 вместе с CBфильтром Ф (см. рис. 4.7). У фильтра Ф звена постоянного тоB ка совместно с Ф1 несколько функций: он

Рис. 4.8. Варианты цепей заряда в преобразователях частоты

258

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 4.9. Однофазный одноключевой корректор коэффициента мощности: VD — диод повышает коэффициент мощности, сглажиB вает напряжение выпрямителя, принимает на себя индуктивную энергию фазы, ограничиB вает производную напряжения звена постоB янного тока при попадании преобразователя в режим генераторного торможения приводB ного двигателя, чтобы система управления успела предпринять необходимые действия для предотвращения аварийной ситуации, коB гда происходит перезаряд конденсаторов звеB на постоянного тока. В преобразователях с однофазным пиB танием для улучшения гармонического соB става питающего тока и снижения нагрузки на выпрямительные диоды требуется устаB новка в звено постоянного тока схемы корB ректора коэффициента мощности, один из вариантов реализации которого показан на рис. 4.9. Управляя транзистором VT по опреB деленному закону, можно добиться синусоиB дальной формы потребляемого из сети тока. Для реализации схемы на рынке есть готоB вые силовые модули и управляющие микроB схемы [14]. Инвертор преобразователя служит для формирования заданного СУ напряжения на обмотках двигателя. Изменяя вектор напряB жения по определенным законам, можно с помощью СУ формировать необходимые двигателю частоту и ток. Двигатель может

подключаться к инвертору через фильтр Ф2 (см. рис. 4.7), который бывает двух типов: du/dtBфильтр для ограничения производных напряжения и синусоидальный фильтр, отB фильтровывающий широтноBимпульсную составляющую напряжения, для работы на длинные линии. Для преобразователей малой и средней мощности уже стала классической схема шесB тиключевого инвертора (см. рис. 1.22). ПервоB начально она реализовывалась на дискретных силовых транзисторах и быстровосстанавлиB вающихся диодах, затем были разработаны сиB ловые модули, содержащие в одном корпусе два транзистора, образующих плечо (стойку) инвертора (рис. 4.10, а). В таких же корпусах выпускаются и стойки транзистор–диод (так называемые чопперы). Их варианты показаны на рис. 4.10, б. В настоящее время многими фирмами изготавливаются модули в виде едиB ного шестиB или семиключевого модуля, как показано (рис. 4.10, а и б). В таком модуле каждый ключ снабжен обратным диодом, а для обеспечения безоB пасной работы преобразователя в режиме геB нераторного торможения АД применяют ключ VT7 (рис. 4.11, б), к которому нужно подключить резистор Rторм для приема энерB гии генераторного торможения. Фазы двигаB теля подключаются к общей точке двух поB

Рис. 4.10. Структуры силовых модулей для преобразователей частоты

ЧАСТОТНОЕ УПРАВЛЕНИЕ АСИНХРОННОГО ЭЛЕКТРОПРИВОДА

Рис. 4.11. Структуры силовых шести и семиклю чевых модулей для преобразователей частоты следовательно соединенных транзисторов. В преобразователе большой мощности схема инвертора может изменяться. Для высокоB вольтных двигателей применяют многоуровB невые инверторы и инверторы с объединеB нием низковольтных ячеек (будет рассмотреB но далее). Для управления транзистором между его затвором и эмиттером подается напряжение управления. Для управления силовыми транB зисторами (MOSFET и IGBT) разработаны и серийно выпускаются специальные устройства управления затвором — драйверы. Они могут

259

иметь конструктивное исполнение в виде спеB циальных микросхем или плат на основе этих микросхем и/или дискретных компонентов. По функциональному назначению различают такие драйверы: верхнего плеча; нижнего плеB ча; полумостовые; трехфазного моста. На рис. 4.12 приведена функциональная схема поB лумостового драйвера. Схема содержит два независимых драйвеB ра верхнего (выход HVG) и нижнего плеча (выход LVG). Реализация драйвера нижнего плеча достаточно проста, поскольку потенциал на выводе GND постоянен, и, следовательно, задача состоит в преобразовании входного низковольтного логического сигнала LIN до уровня напряжения на выходе LVG, необходиB мого для открытия транзистора нижнего плеB ча. В верхнем плече потенциал на выводе OUT изменяется в зависимости от состояния нижB него транзистора. Существуют различные схемотехничеB ские решения, применяемые для построения каскада верхнего плеча. В данном случае исB пользуется относительно простая и недорогая бутстрепная схема управления (схема с «плаB вающим» источником питания). В такой схеB ме длительность управляющего импульса огB раничена величиной емкости бутстрепного конденсатора Cboot. Кроме того, необходимо обеспечить усB ловия для ее постоянного заряда с помощью высоковольтного быстродействующего касB када сдвига уровня. Этот каскад обеспечиваB ет преобразование логических сигналов до уровней, необходимых для устойчивой рабоB ты схемы управления транзистора верхнего плеча.

Рис. 4.12. Функциональная схема простейшего полумостового драйвера

260

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

При падении напряжения управления ниже определенного предела выходные транзисторы могут перейти в линейный реB жим работы, что, в свою очередь, приведет к перегреву кристалла. Для предотвращения этого должны использоваться схемы конB троля напряжения (UVLO — Under Voltage LockOut) и для верхнего плеча (контроль потенциала Vboot), и для нижнего плеча (контроль VCC). Для повышения помехозащищенности управляющих цепей схема драйвера может иметь встроенную высоковольтную гальваниB ческую развязку. К схеме управления затвором предъявляB ются следующие требования: • напряжение затвора при отпирании должно быть на 10…15 В выше напряжения эмиттера IGBT; • драйвер нижнего плеча должен управB ляться логическим сигналом, связанным с отB рицательной шиной звена постоянного тока или быть гальванически развязанным; соответB ственно, драйвер верхнего плеча должен иметь высоковольтный каскад сдвига уровня или гальваническую развязку; • мощность, рассеиваемая схемой упB равления, должна быть пренебрежимо маB лой по сравнению с общей мощностью расB сеяния; • схема управления должна обеспечиB вать токи перезаряда цепи затвора, гарантиB рующие динамические характеристики транB зистора. При выборе устройства управления заB твором IGBT необходимо принимать во вниB мание следующие требования: • справочное значение среднего тока драйвера IGav должно быть выше расчетноB го, а максимально допустимое значение его пикового тока IGpeak должно быть равно реB альному значению, ограниченному импеданB сом цепи управления, или превышать это значение. • выходная емкость схемы управления (емкость, установленная по питанию выходноB го каскада) должна быть способной запасать заряд (QC = С´U), необходимый для коммутаB ции IGBT. В дополнение к основным функциям включения и выключения силового транзиB стора в драйверах могут быть предусмотреB ны следующие защитные и сервисные функB ции:

• защита от сквозного тока и формироB вание регулируемого времени задержки переB ключения транзисторов полумоста («мертвого» времени); • фильтрация коротких импульсов на управляющих входах; • нормирование фронтов входных сигнаB лов; • защита от понижения напряжения пиB тания драйвера (UVLO); • предохранение силового транзистора от перегрузки по току и короткого замыкаB ния; • защита от выхода из насыщения кажB дого силового ключа, а также от перегрева. Драйверы, предназначенные для работы в преобразователях средней и большой мощноB сти, разрабатываются, как правило, фирмами, производящими мощные силовые модули. ТаB кие драйверы (рис. 4.13) выполняют все переB численные выше функции, необходимые для безопасной работы верхнего VT1 и нижнего VT2 транзисторов силового модуля, проводя постоянный мониторинг выходного тока I, наB пряжения силовой шины питания Uzk и темпеB ратуры модуля. Они имеют аналоговые выхоB ды, сигналы которых пропорциональны току, температуре модуля и напряжению шины пиB тания. Эти сигналы поступают на управляюB щий процессор и могут быть использованы для анализа состояния системы. Блоки мониторинга DESAT + UVLO контролируют выход силовых транзисторов из насыщения и снижение напряжения исB точников питания выходной части драйверов. Блок контроля UVLO следит за всеми напряB жениями, которые подаются на модуль или вырабатываются встроенным DC/DCBконB вертором. При уменьшении любого из них ниже заданного порога отключаются силовые транзисторы VT1 и VT2 и выдается сигнал неисправности. Встроенная схема формирования времеB ни задержки переключения (формирователь «мертвого» времени tdt) исключает одновреB менное открывание транзисторов полумоста и блокирует переключение полумоста на время tdt, необходимое для исключения сквозного тока. Некоторые драйверы запоминают сигB налы неисправности, которые закрывают силовой транзистор и сбрасываются в исB ходное состояние по специальному сигналу Reset; содержат встроенные изолированные

Рис. 4.13. Функциональная схема интеллектуального полумостового драйвера

ЧАСТОТНОЕ УПРАВЛЕНИЕ АСИНХРОННОГО ЭЛЕКТРОПРИВОДА 261

262

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

источники питания; могут подключючаться ко входам волоконноBоптических линий связи (ВОЛС). Бутстрепное питание драйверов ключей. Чтобы обеспечить независимое друг от друга управление всеми ключами трехфазного мосB тового инвертора, потребуется шесть вспомоB гательных источников питания драйверов — по одному на каждый транзистор. Так как нижние транзисторы в стойках подключены к общей отрицательной шине звена постоянного тока, то в инверторах малой мощности можно использовать один источник питания на все нижние ключи. Следовательно, требуется не менее четырех гальванически изолированных источников питания цепей управления транB зисторами. С целью дальнейшего снижения цены изB делия в инверторах малой мощности стали применять схему бутстрепного питания драйвеB ров, когда драйверы всех ключей могут быть заB питаны от одного источника. Для этого в цепи питания драйверов управления верхними клюB чами (VT1 на рис. 4.12) устанавливают конденB саторы Сboot несущие необходимый запас энерB гии для управления транзистором VT1. Заряд бутстрепного конденсатора осущестB вляется в процессе работы нижних ключей (VT2 на рис. 4.12). При этом эмиттер верхнего транB зистора стойки подключается к отрицательной шине звена постоянного тока через работающий нижний ключ VT2. Все время работы нижнего ключа осуществляется заряд бутстрепного конB денсатора через бутстрепный диод VD (см. рис. 4.12). Запасенной в нем энергии должно

быть достаточно для управления верхним клюB чом в течение всего времени, пока нижний ключ находится в отключенном (непроводящем) состоянии, что определяет жесткие требования к номиналу емкости и закону управления ключаB ми, который должен обеспечивать коммутацию нижнего ключа каждый период ШИМ. В преобразователях частоты, предназнаB ченных для АД, управление трехфазным шесB тиключевым инвертором напряжения осущеB ствляется методом ШИМ. Исключение соB ставляют системы с релейным регулированием тока фаз и системы, работающие с шеститактB ной коммутацией двигателя. Если скважность верхнего ключа в кажB дой фазе менять по синусоидальному закону ü ï ï 2p ö ï æ g B = 0,5 + 0,5U* sinç w0t + ÷;ý 3 øï è 2p ö ï æ g C = 0,5 + 0,5U* sinç w0t ÷, 3 ø ïþ è g A = 0,5 + 0,5U* sin(w0t );

где U* =

U фаз U фаз max

(4.29)

— относительное значение амB

плитуды напряжения (Uфаз max — напряжение двигателя на текущей частоте; напряжение двиB гателя на номинальной частоте), а нижний ключ замыкать тогда, когда верхний отключен, то средние значения потенциалов фаз за период ШИМ относительно минусовой шины звена постоянного тока будут повторять закон измеB нения скважностей (рис. 4.14):

Рис. 4.14. Изменение среднего потенциала фазы при изменении скважности

ЧАСТОТНОЕ УПРАВЛЕНИЕ АСИНХРОННОГО ЭЛЕКТРОПРИВОДА ü ï ï 2 p æ öï + 0,5UDCU* sinç w0t + ÷;ý 3 øï è 2p ö ï æ + 0,5UDCU* sinç w0t ÷, 3 ø ïþ è

j A = g AUDC = 0,5UDC + 0,5UDCU* sin(w0t ); jB = g BUDC = 0,5UDC jC = g CUDC = 0,5UDC

(4.30) где UDC — напряжение звена постоянного тока; j A , jB , jC — средние за период ШИМ потенB циалы фаз относительно минусовой шины звеB на постоянного тока. Разница средних значений потенциалов двух фаз за период ШИМ будет равна линейноB му напряжению и изменяется по синусоидальB ному закону уже без постоянной составляющей: 3 pöü æ UDCU* sinç w0t - ÷;ï 2 6 øï è ïï 3 = UDCU* sin(w0t + p); ý 2 ï 3 pö ï æ = UDCU* sinç w0t + ÷. ï 2 6øï è þ

U AB = U BC U CA

(4.31)

263

Если период переключений силовых транзиB сторов в инверторе сделать достаточно высоB ким, то фаза будет эффективно фильтровать прикладываемое к ней напряжение и полуB чаемый в фазе ток будет гладким, как покаB зано на рис. 4.15 (на осциллограме представB лены линейное напряжение двигателя и ток фазы). Данный метод расчета управляющих скважностей называют синусоидальной ШИМ. В настоящее время он практически не примеB няется изBза существенного недостатка, свяB занного с неэффективным использованием напряжения звена постоянного тока преобраB зователя. Для промышленной сети напряжеB нием 380 В напряжение звена постоянного тоB ка для схемы мостового трехфазного выпряB мителя составит 515 В. Из системы уравнеB ний (4.31) следует, что амплитуда линейного напряжения двигателя равна U лин. двиг.ампл = 3 = UDC = 0,866 × 515 = 446 В, что соответствует 2 действующему значению всего 315 В вместо 380 В и 182 В вместо 220 В действующего фазB ного напряжения.

Рис. 4.15. Фильтрация тока в фазе при работе инвертора в режиме ШИМ

264

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Данное обстоятельство приведет к переB греву двигателя на номинальной частоте при номинальной нагрузке. Недостаток метода управления состоит в том, что в те моменты, когда по одной из фаз формируется максиB мальный или минимальный потенциал (полB ностью открытый верхний или нижний ключ стойки), другая фаза не использует предельной скважности, тогда говорят, что запас напряжеB ния звена постоянного тока используется не до конца. Данную проблему решают, добавляя в фазный потенциал третью гармонику, котоB рая скомпенсируется трехфазной системой, или применяя векторную ШИМ, способы формирования которой разнообразны. ЗнаB чительный интерес представляют два из них: шестисекторная векторная ШИМ с четырьмя переключениями ключей на периоде и ШИМ на основе реализации мгновенных фазных потенциалов. Первые попытки полного использования напряжения звена постоянного тока заключаB

лись в перемодуляции синусоидальной ШИМ. Под перемодуляцией в данном случае подразуB мевается задание вектора напряжения в отноB сительных единицах >«1». В этом случае синуB соиды фазных потенциалов оказываются усеB ченными по максимальному реализуемому значению, первая гармоника выходного наB пряжения инвертора увеличивает свою амплиB туду (рис. 4.16), но в гармоническом составе появляются третья, пятая, седьмая и все друB гие нечетные гармоники. Получившиеся «паразитные» нечетные гармоники можно разделить на те, которые оказываются скомпенсированными трехфазB ной системой напряжений и не отражаются на форме тока, и те, которые создают ток высших гармоник и негативно влияют на энергетику двигателя. Следующая попытка увеличить амплиB туду первой гармоники напряжения была предпринята после анализа простой перемоB дуляции напряжения, и оказалось, что доB биться существенного (на 15 %) увеличения

Рис. 4.16. Перемодуляция синусоидальной ШИМ

ЧАСТОТНОЕ УПРАВЛЕНИЕ АСИНХРОННОГО ЭЛЕКТРОПРИВОДА

265

Рис. 4.17. Графики изменения скважностей управления по ключам для табличной реализации векторной ШИМ напряжения первой гармоники можно, добаB вив в выходное напряжение все компенсиB руемые гармоники. В результате получилась ШИМ, идентичная векторной по своим раB бочим свойствам. Векторная ШИМ (см. п. 1.4) применяетB ся практически во всех выпускаемых в настояB щее время преобразователях частоты. Она поB зволяет максимально полно использовать заB пас напряжения на звене постоянного тока. Следует отметить особенности векторной ШИМ. • За период ШИМ происходит четыре коммутации ключей по сравнению с шестью переключениями в синусоидальной ШИМ, что снижает динамические потери в инверторе. • Векторная ШИМ максимально полно использует запас напряжения звена постоянB ного тока (на 15 % больше, чем при синусоиB дальной ШИМ). • Для инверторов с бутстрепным питаB нием драйверов верхних ключей нужна приB вязка к нижней шине, т.е. надо выбирать таB кие направления обхода базовых векторов, при которых инвертор использует нулевое соB стояние 000. • ИзBза влияния «мертвого» времени форма тока двигателя будет иметь несколько худший гармонический состав, чем у синусоиB дальной ШИМ. Векторная ШИМ требует меньше вычисB лительных ресурсов и реализуется проще, чем синусоидальная. Ей необходим расчет только синуса и косинуса одного угла, в то время как при синусоидальной ШИМ нужен расчет трех синусов разных углов. Так же, как и при синуB соидальной ШИМ, все расчеты скважностей можно реализовывать по предварительно расB считанным таблицам, если вычислительных

мощностей не хватает для вычисления тригоB нометрических функций в реальном времени (рис. 4.17). Табличным методом векторная ШИМ реализуема на 16Bразрядных микроконB троллерах типа i196 [18] и даже на восьмиразB рядных. В последнее время находят применение и другие способы ШИМ, в частности метод реализации мгновенных фазных потенциаB лов. Он основан на размещении фазных поB тенциалов между отрицательной и положиB тельной шинами звена постоянного тока. Фазные потенциалы ja , jb и jc получаются при преобразовании вектора напряжения из полярных координат в систему трехфазных или в системах векторного управления во время обратных фазных преобразований из двухфазной системы в трехфазную. Если ко всем полученным значениям фазных напряжений или потенциалов прибаB вить или вычесть константу, то значения лиB нейных напряжений не изменятся, так как они представляют собой разность фазных потенB циалов. Необходимая прибавка вычисляется, исходя из максимальной разности потенциаB лов между фазами: jmin = min(ja , jb , jc ); jmax = max(ja , jb , jc ); UDC æ jmax - jmin -ç 2 2 è ¢ ja = jD + ja ; jb¢ = jD + jb ; jD =

j¢ c = jD + jc ,

ü ï ï ï ö ÷ - jmin ;ï ø ý (4.32) ï ï ï ï þ

где jmax и jmin — потенциал фазы соответственB но с максимальными и минимальными значеB ниями.

266

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Полученные потенциалы переводятся в скважности по стойкам инвертора с помоB щью выражения g = j¢ / UDC . Данный метод ШИМ имеет ту же эффективность, что и векB торная ШИМ, но за один период коммутируB ются все шесть ключей инвертора. С одной стороны, это увеличивает динамические поB тери в ключах, а с другой, наоборот, улучшаB ет форму выходного тока, так как при данном способе управления меньше сказывается влияние «мертвого» времени и его проще учитывать и компенсировать. Высоковольтные преобразователи с проме жуточным звеном постоянного тока. НеобходиB мость применения специальных инверторов для высокого напряжения вызывают следуюB щие факторы: • отсутствие ключей на высокое напряB жение (>1700 В) и токи с высокой частотой коммутации, необходимой для формирования напряжения методом ШИМ, используемой в трехфазных мостовых инверторах; • применение трехфазного мостового иввертора с увеличением напряжения привоB дит к увеличению производных напряжения по времени, что сказывается на требованиях

к изоляции двигателя, увеличивает межвитB ковые емкостные токи, ограничивает длину кабеля, соединяющего преобразователь и наB грузку, и требует дорогих выходных фильтB ров; • простое последовательное соединение ключей с целью повышения рабочего напряжеB ния прибора неэффективно, так как даже при малом разбросе параметров один из ключей буB дет открываться и закрываться быстрее, а друB гой медленнее. Это приводит к тому, что в моB менты коммутаций в стойке остается только один ключ на полное напряжение вместо полоB женных двух в статическом режиме. Поэтому надежность таких схем соединения ключей крайне низкая. На мощностях до 1000 кВт [14] применяB ют трехуровневые инверторы, показанные на рис. 4.18, а на бËльших мощностях число уровB ней увеличивают. Такой инвертор имеет в кажB дом плече по два ключа (полностью управляеB мых тиристоров или транзисторов) с обратныB ми диодами и дополнительные диоды, вклюB чаемые между средними точками плечей инB вертора (между двумя последовательными клюB чами) и средней точкой источника питания.

Рис. 4.18. Трехуровневый инвертор

ЧАСТОТНОЕ УПРАВЛЕНИЕ АСИНХРОННОГО ЭЛЕКТРОПРИВОДА Подобное усложнение схемы позволяет выбирать ключ на напряжение, равное полоB вине от полного напряжения звена постоянноB го тока. Алгоритм управления строится таким образом, что единовременно переключается только один ключ в стойке, а на каждом этапе работы схемы и в переходных режимах полное напряжение приложено, как минимум, к двум последовательным ключам. С возрастанием мощностей число уровней увеличивают, при этом увеличивается и число дополнительных диодов. Для питания схемы применяют нескольB ко источников питания, чтобы организовать средние точки, или используют один источB ник, но в этом случае СУ контролирует возB можные перекосы напряжений на входных конденсаторах в случае неравномерного отбоB ра мощности. Преимуществом рассмотренной высокоB вольтной схемы является возможность исB пользования амплитудной модуляции для формирования напряжения. В трехуровневом

267

инверторе этих уровней три, в пятиуровнеB вом — пять, что дает возможность формироB вать выходной ток преобразователя с малыми пульсациями при относительно низкой частоB те коммутации ключей инвертора. Вторым вариантом построения высокоB уровневых инверторов является метод, предB ложенный в середине 90Bх гг. ХХ в. америB канской фирмой Robicon (в настоящее вреB мя поглощена фирмой Siemens, ФРГ) и поB лучивший название Perfect Harmony (под «идеальной гармонией» понимается хороB ший гармонический состав выходного наB пряжения и тока). Принципиально в данном решении использование хорошо отработанB ной технологии низковольтных преобразоваB телей частоты. На рис. 4.19 показана структура высокоB вольтного преобразователя, который выполB нен из девяти низковольтных ячеек, соедиB ненных последовательно по три. Каждая из ячеек питается от своего выпрямителя, подB ключенного к многообмоточному трансфорB

Рис. 4.19. Структурная схема высоковольтного преобразователя частоты Perfect Harmony

268

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 4.20. Форма выходного напряжения преобразователя Perfect Harmony с тремя ячейками на фазу матору. Одна ячейка может формировать наB пряжение положительной, отрицательной поB лярности или ноль напряжения. Способ форB мирования ШИМ каждой ячейкой для инверB тора с тремя силовыми ячейками в фазе поB казан на рис. 4.20. В такой системе возможно получение семи уровней фазного напряжения, а прираB щение напряжения на двигателе при коммуB тации каждой из ячеек не превышает напряB жения индивидуальной ячейки. Если частота ШИМ для каждой ячейки составляет 600 Гц, то при пересечении во времени коммутаций трех ячеек в фазе эффективная частота будет уже 3000 Гц, что соответствует лучшим покаB зателям низковольтных преобразователей. Высшие гармоники эффективно фильтруются индуктивностью обмоток двигателя, и устаB новки дополнительного выходного фильтра не требуется. К достоинствам схемы следует отнести возможность вывода из работы любой вышедB шей из строя ячейки коммутационной аппараB турой и продолжения работы со сниженной мощностью. Недостатком считают наличие дорогостоящего многообмоточного трансфорB матора. Преобразователи частоты с непосредствен ной связью (НПЧ) (в зарубежной литературе их обычно называют циклоконвертерами) обесB печивают получение напряжения с регулируеB мой амплитудой и частотой непосредственно из сетевого напряжения без какихBлибо проB межуточных преобразований. Различают два типа НПЧ: на тиристоB рах (традиционные НПЧ) и на транзисторах (новый вид, называемый матричными преB образователями). Примеры функциональных электрических схем обоих типов преобразоB вателей показаны на рис. 4.21, а и б соответB ственно.

В тиристорном НПЧ в каждой фазе двиB гателя имеется управляемый реверсивный тиB ристорный выпрямитель, который может форB мировать фазное напряжение как положительB ной, так и отрицательной полярности. При этом мощность может передаваться как к двиB гателю, так и обратно в сеть. Постоянная времени управляемого выB прямителя зависит от пульсности схемы выB прямления и частоты питающей сети. Для показанной на рис. 4.21 схемы пульсность равна 3, и если на управляемый выпрямиB тель каждой фазы подавать синусодальное задание напряжения, то он может эффективB но отрабатывать только частоты 25 Гц и малый коB эффициент мощности преобразователя (0,6… 0,7 при максимальной частоте вращения), опB ределяемый углами отпирания тиристоров.

270

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Транзисторные НПЧ дороги изBза большого числа полностью управляемых ключей. Способы частотного регулирования. В соB временных преобразователях частоты систеB мы управления строятся на контроллерах, программно реализующих различные спосоB бы управления. Законы управления являются интеллектуальной собственностью фирм — производителей преобразовательной техники, и в каждом конкретном случае реализуются они поBразному; детали реализации не разB глашаются. В настоящее время устоялось четыре осB новных способа частотного регулирования, каB ждый из которых может быть реализован во множестве вариантов. Различают следующие виды управления: скалярное, векторное по потокосцеплению роB тора; частотноBтоковое; прямое управление моB ментом [40, 42, 43]. Скалярное управление реаB лизуется во всех современных преобразователях как базовая структура СУ. При скалярном управлении на двигатель подается напряжение заданной частоты, при этом преобразователь не регулирует значения токов фаз или момент двиB гателя в динамике. Существуют скалярные СУ, которые обладают положительной связью по тоB ку фазы (с компенсацией скольжения) или замкнуты по скорости, что в статике при плавB ном изменении момента нагрузки позволяет поB лучать характеристики, подобные имеющимся у систем векторного управления (СВУ) АД. В СВУ, где управление построено на базе известной системы Transvektor [38], разрабоB танной фирмой Siemens, СУ вычисляет полоB жение потокосцепления ротора двигателя и контролирует в статоре две составляющие тоB ка: одну для поддержания потокосцепления ротора, а другую для создания момента. В этом режиме АД становится похож на машину поB стоянного тока, для которого можно, примеB няя методы последовательной коррекции и подчиненного регулирования, создать контур момента и контур скорости. Существуют датчиковые и бездатчикоB вые СВУ. Здесь и далее эти термины опредеB ляют наличие или отсутсвие датчика положеB ния вала двигателя или тахогенератора. ВыB числение положения потокосцепления ротоB ра СУ проще, когда известна скорость или угловое положение ротора, но его можно выB числить и ограничившись показаниями токов фаз и фазных напряжений (так работают безB датчиковые системы).

Однако при существенном снижении частоты уменьшаются фазное напряжение и ЭДС двигателя, и при частоте 50 Гц, что приводит к неточности восстановления угла и как реB зультат — к снижению момента и КПД. СлеB довательно, необходимо найти способ сокраB щения фазового сдвига в заданной полосе частот. Одним из таких способов является использование расширенного фильтра КалB мана [37]. Он может быть применен для выB деления синусоидального сигнала из релейB ного сигнала ЭДС при отсутствии фазовой задержки в выходном сигнале. К недостатку такого метода фильтрации следует отнести ошибку при изменении рабочей скорости двигателя во времени. Ч а с т о т н о B т о к о в а я С У. Все наблюB датели для бездатчиковых СВУ испытывают проблемы с идентификацией потокосцеплеB ния ротора и скорости ротора на низких часB тотах вращения. Это связано с тем, что проB порционально уменьшению скорости АД паB дает значение фазного напряжения, реализуеB мого инвертором, что приводит к росту отноB сительной ошибки, вызванной неидеальноB стью инвертора (время переключения клюB чей, «мертвое» время, падение напряжения на ключах). При этом на низких скоростях пропадает информация о векторе задания U для наблюB дателя, что приводит к невозможности праB вильного восстановления ЭДС двигателя, поB этому бездатчиковые СВУ при снижении скоB рости 20 кГц. Релейность регуляторов потока и моB мента декларируется как неотъемлемая часть

277

систем прямого управления моментом, хотя существуют системы с широтноBимпульсным регулированием, которые обладают некоторыB ми преимуществами по сравнению с классичеB ским ПУМ: меньшими пульсациями момента и отсутствием шумов в звуковом диапазоне, создаваемых при релейном переключении реB гуляторов потока и момента. Для определения вектора потокосцепB ления статора некоторые авторы [20, 21] предлагают использовать уравнения (4.54) при заданных фазных напряжениях, измеB ренных токах и известных сопротивлениях обмоток. Однако эти уравнения содержат операцию прямого интегрирования, вследстB вие чего накапливается ошибка, что обеспеB чивает работу системы только в первый моB мент времени, затем система «разваливаетB ся» [43]. Преимущество вычисления потоB косцепления статора по этим уравнениям состоит в том, что в них не входит скорость двигателя, т.е. такой способ расчета подхоB дит для бездатчиковых СВУ. Другой способ [42, 43] заключается в использовании статорных токов и информаB ции по положению или скорости вала двиB гателя. Для этого сначала решается система уравнений [43] и определяется значение вектора потокосцепления ротора по уравнеB ниям d Ya 2 M 0 1 ü = ia1 - Ya 2 - Yb 2W;ï dt Tr Tr ï ý d Yb 2 M 0 1 = ib1 - Yb 2 + Ya2W, ï ïþ dt Tr Tr

(4.60)

а затем выполняется перерасчет потокосцеплеB ния статора: M0 ü Ya 2 + Ls sia1 ;ï Lr ï ý. M0 Yb1 = Yb 2 + Ls sib1 . ï ïþ Lr Ya1 =

(4.61)

Такая СУ получается устойчивой к измеB нению параметров в широком диапазоне. Функциональная схема структуры ПУМ покаB зана на рис. 4.29. Сравнительные характеристики законов частотного регулирования. Самый простой способ частотного регулирования — это скаB лярное управление. Оно не требует сложного управляющего контроллера. Его можно приB менять в насосах, вентиляторах и других

278

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 4.29. Функциональная схема асинхронного электропривода с ПУМ: РРП — релейный регулятор потокосцепления; РРМ — релейный регулятор момента; РС — пропорB ционально интегральный регулятор скорости; ДПР — датчик положения ротора приводах с низкими требованиями по динаB мике и когда момент нагрузки в нормальном режиме работы не изменяется скачком. ДиаB пазон регулирования по скорости в разомкB нутой системе приблизительно 20:1; для стаB билизации момента такая система не предB назначена. СВУ и ПУМ имеют практически одинаB ковые потребительские свойства. Они с высоB кой точностью в датчиковых системах стабиB лизируют скорость с диапазоном регулироваB ния до 1000:1, могут применяться в моментB ных и тяговых приводах. Благодаря применеB нию релейных регуляторов ПУМ отличается значительно более высоким быстродействием в контуре момента, чем СВУ, но и заметными пульсациями момента, также связанными с релейностью регуляторов. Следует отметить, что при использовании релейных регуляторов тока СВУ не уступают по быстродействию системам ПУМ. Микропроцессорные СУ. Для реализаB ции описанных СУ используются микроB процессорные средства, позволяющие расB считывать модели двигателя в реальном времени, считывать показания с датчиков электрических и механических величин, управлять инвертором и другим силовым оборудованием. Большинство задач управB ления сейчас решается средствами микроB контроллеров. Это специализированные инB тегральные схемы, включающие в себя микB

ропроцессорное ядро, память программ и память данных, а также набор необходимых для решения задачи периферийных устB ройств. Микроконтроллеры различаются по производительности и набору встроенной периферии. К дешевым относят восьмиразрядные микроконтроллеры, имеющие производиB тельность до 20 млн операций в секунду. Они могут быть использованы при создании скалярных СУ АД в массовой технике. Для решения задач в современных ПЧ со скалярB ной СУ они, как правило, не подходят, так как не обеспечивают достаточной произвоB дительности по внешним интерфейсам (объB единению в промышленную сеть, возможноB сти подключения графических пультов управления и т.д.). Наиболее широко в настоящее время используются 16Bразрядные микроконтролB леры с производительностью до 40 млн опеB раций в секунду. В реальных задачах их производительность в ~10 раз выше, чем восьмиразрядных микроконтроллеров. Ее хватает для реализации всех описанных СУ АД в относительных единицах, однако проB цесс перевода СУ в 16Bразрядный формат с фиксированной точкой весьма трудоемок и не может быть автоматизирован, поэтому создание и отладка сложных систем управB ления на этих микроконтроллерах затрудниB тельны.

АСИНХРОННЫЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ТИРИСТОРНЫМИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ 279 В то же время микроконтроллеры такой производительности легко справляются с большинством стеков протоколов промышB ленных сетей и могут обеспечить современный интерфейс с оператором. До недавнего времени сложные СУ реаB лизовывались мультипроцессорным спосоB бом. Один микроконтроллер работал с силоB вым интерфейсом ПЧ, другой проводил расB четы моделей СУ, а следующий обеспечивал интерфейс с верхним уровнем. Однако уже сейчас существуют 32Bразрядные микроконB троллеры фирмы Texas Instruments (США) сеB мейства Motor Control производительностью до 150 млн операций в секунду, которые моB гут решать все перечисленные задачи одноB временно. Так, микроконтроллер TMS320F2812 [45] может работать с числами с виртуальной плавающей точкой, что облегчает процесс программирования моделей двигателя, а ноB вое поколение TMS320F283x [46] уже полноB стью аппаратно поддерживает вычисления с плавающей точкой. В нем заложены интерB фейсы для управления двумя инверторами (работы одновременно с активным выпряB мителем и инвертором двигателя), есть встроенные модули АЦП, захвата и обработB ки сигналов датчиков положения, последоB вательных асинхронных и синхронных инB терфейсов, а также модуль промышленной сети CAN. 4.3. АСИНХРОННЫЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ТИРИСТОРНЫМИ ПРЕОБРАЗО ВАТЕЛЯМИ НАПРЯЖЕНИЯ Структуры силовых цепей, регулировоч ные характеристики. Одним из современных типов массового регулируемого электроприB вода переменного тока является асинхронный электропривод с тиристорным преобразоватеB лем напряжения (ТПН), включенным в стаB торные цепи АД [5]. При всем многообразии схемных решений электроприводы, построB енные на основе систем ТПН–АД, характеB ризуются одним общим признаком: при их использовании регулирование скорости осуB ществляется путем изменения скольжения при неизменной частоте напряжения, питаюB щего статорные цепи, с выделением энергии скольжения в виде потерь. При использовании систем ТПН–АД управление осуществляется со стороны статоB

ра, регулируется амплитуда переменного наB пряжения, частота которого постоянна и равна частоте питающей сети, а также может быть реализовано и управляемое динамическое торB можение, применяемое для регулирования скорости механизмов и формирования переB ходных режимов. ТПН, включаемый между питающей сеB тью и статорными цепями АД, позволяет осуB ществить принцип так называемого фазового управления электродвигателем, суть которого состоит в регулировании амплитуды первой гармоники переменного напряжения или среднего значения выпрямленного напряжеB ния, подводимого к статору, посредством изB менения угла открывания вентилей преобразоB вателя [5, 7, 9]. Основу ТПН составляют тиристорные ключи, состоящие из соединенных встречB ноBпараллельно пар тиристоров и работаюB щие в режиме естественной коммутации. Из большого числа различных схем ТПН наиB лучшими показателями (наибольшим удельB ным весом первой гармоники в периодичеB ском несинусоидальном напряжении, миниB мальным влиянием пульсирующей составB ляющей момента на колебания скорости и т.д.) обладает ТПН, состоящий из трех пар встречноBпараллельно соединенных вентиB лей (рис. 4.30, а). Для реализации реверсивB ного электропривода в схему силовых цепей добавляются еще две пары ключей (тиристоB ры 7–10) и она приобретает вид, показанный на рис. 4.30, б. Преобразователь, изображенный на рис. 4.30, б, обеспечивает широкие возможB ности по реализации как двигательного, так и тормозных режимов работы электродвигаB теля. Для вращения двигателя в условном направлении «Вперед» используются тириB сторы 1–6, для вращения в направлении «Назад» — тиристоры 5–10, для реализации динамического торможения — тиристоры 1, 4, 8, 9. Система управления преобразователем обеспечивает выбор необходимой группы венB тилей, а вследствие изменения угла открываB ния тиристоров a по отношению к нулю синуB соидального питающего фазного напряжения производится регулирование амплитуды перB вой гармоники переменного напряжения в фаB зовом режиме или изменение постоянной соB ставляющей при работе ТПН в выпрямительB ном режиме.

280

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 4.30. Схемы силовых цепей нереверсивного (а) и реверсивного (б ) электроприводов по системе ТПН–АД При фазовом управлении (когда двигаB тель работает не на естественной, а на регуB лировочных характеристиках) искажается форма напряжения, приложенного к двигаB телю, двигатель питается периодическим неB синусоидальным полигармоническим напряB жением, в котором помимо первой (основB ной) присутствуют и высшие гармоники, и в этом случае имеет место режим прерывистоB го тока. При соединении обмоток статора в звезду без нулевого провода в спектре полиB гармонического напряжения возникают неB четные гармоники, не кратные 3, т.е. гармоB ники 5, 7, 11, 13, … Высшие гармоники, не влияя существенно на значение момента, увеличивают потери в АД. Управление элекB тродвигателем со стороны ТПН при этом сводится к изменению схем включения маB шины, вследствие чего режимы ее работы представляют собой последовательность пеB реходных процессов, вызванных переключеB нием вентилей. Поэтому для точного расчета регулироB вочной характеристики ТПН, отражающей зависимость первой гармоники его выходноB го напряжения от угла открывания тиристоB ров, следует решать дифференциальные уравB нения системы ТПН–АД, что представляет значительные трудности изBза необходимости учета мгновенной несимметрии при включеB нии обмоток АД, ее многофазности, взаимB ной связи между фазами и влияния скорости ротора на характер электромагнитных явлеB ний.

Указанные особенности работы ТПН в статорных цепях АД исключают возможность получения выражений для регулировочных хаB рактеристик в общем виде и приводят к обязаB тельному выполнению расчетов для конкретно выбранных АД. Методика такого расчета приB ведена в работе [5]. В основе упрощенного метода определеB ния гармонического состава напряжения на выходе ТПН лежит теория работы управляеB мых вентилей на активноBиндуктивную наB грузку. Двигатель при этом представляется эквивалентной активноBиндуктивной нагрузB кой, параметры которой зависят от скорости. Такой подход позволяет получить универB сальные регулировочные характеристики ТПН в функции от угла a и фазового угла наB грузки j1 и в ряде случаев обеспечивает досB таточную для инженерной практики точность расчета регулировочных характеристик двигаB теля. Полученные с использованием указанноB го подхода универсальные регулировочные хаB рактеристики для ТПН, показанного на рис. 4.30, а, приведены на рис. 4.31, а, где U1* = Um1 / Um ном — относительное значение амB плитуды первой гармоники фазного напряжеB ния Um1; Um ном — амплитуда номинального фазного напряжения сети. Для построения реB гулировочных механических характеристик АД с использованием кривых рис. 4.31, а необхоB димо для конкретного двигателя располагать зависимостью j1 = f ( s), где s — скольжение АД, связанное с его синхронной скоростью

АСИНХРОННЫЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ТИРИСТОРНЫМИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ 281

Рис. 4.31. Универсальные зависимости U 12* = f ( a, j1 ) для ТПН (а) и построенные с их использова нием регулировочные механические характеристики АД (б) 2 pf1 (где pt — число пар полюсов) как pt s = 1 - w / w0 . Зависимость j1 = f ( s) можно расB считать, например, по параметрам АД, испольB зуя приведенную ранее формулу (4.10). Тогда момент при заданной скорости (скольжении) определяется следующим образом:

w0 =

M p = MU cU12* , где MU c — момент АД на механической характеB ристике 1 в схеме на рис. 4.30, а при выбранB ном значении скорости и полностью открытом ТПН, когда к статору АД приложено полное наB пряжение сети. Качественный вид регулировочных мехаB нических характеристик при регулировании с помощью ТПН первой гармоники переменноB го напряжения показан на рис. 4.31, б. При отB счете угла открывания вентилей a от нулевого значения фазного напряжения сети этот угол может изменяться от j1 до 150° (при соединеB нии обмоток статора в звезду без нулевого провода), что соответствует диапазону изменеB ния выходного фазного напряжения ТПН от номинального значения действующего фазноB го напряжения сети до нуля. Способ построения системы импульсB ноBфазового управления (СИФУ) вентилями получил название СИФУ с синхронизацией по напряжению сети (так как отсчет углов a веB

дется по отношению к соответствующим фазB ным напряжениям сети). При работе ТПН в режиме управляемого выпрямителя (для обеспечения режима динаB мического торможения АД) наиболее рациоB нальна схема полууправляемого двухполупериB одного моста, образуемая из тиристоров 1, 4, 8, 9 (рис. 4.30, б) и обеспечивающая наименьB ший уровень гармонических составляющих в выпрямленном напряжении. Для ее реализации следует предусмотB реть в схеме управления ТПН (рис. 4.30, б) задание нулевого угла открывания тиристоB ров 4 и 9 при переводе преобразователя в выB прямительный режим. В этом случае вследстB вие шунтирующего действия указанных венB тилей выходное напряжение преобразователя не зависит от параметров нагрузки и опредеB ляется только углом открывания вентилей 1 и 8, поэтому задача гармонического анализа выпрямленного напряжения значительно упB рощается. В выпрямительном режиме вентили ТПН коммутируют линейное напряжение сети, а угол a отсчитывается от фазного напряжения, что вносит дополнительный сдвиг в 30° в угол открывания вентилей по отношению к линейB ному напряжению сети: aл = a + 30°. С учетом этого относительное значение постоянной соB ставляющей напряжения U п* на выходе моста определяется зависимостью

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

282

Рис. 4.32. Регулировочная характеристика ТПН в выпрямительном режиме (а) и построенные с ее использованием характеристики АД в режиме динамического торможения (б) U п* =

Uп 3 = [1 + cos(a + 30°)], Um ном p

которая в графическом виде представлена на рис. 4.32, а. С помощью этой зависимости моB мент АД на регулировочной характеристике диB намического торможения определяется по форB муле M p = M д.т1U п2* , где M д.т1 — момент на характеристике двигаB теля в режиме динамического торможения для заданного значения скорости при Uп* = 1 [т.е. при U п = Um ном и постоянном токе в схеB ме на рис. 4.4, а I п = U ф.ном / (R1 2 ), где R1 — активное сопротивление фазной обмотки статора]. Примерный вид семейства механичеB ских регулировочных характеристик АД в реB жиме динамического торможения показан на рис. 4.32, б. Следует заметить, что они построены без учета насыщения магнитной цепи машины, которое особенно сказываетB ся на низких скоростях, уменьшая критичеB ский момент и увеличивая критическое скольжение АД. Замкнутые системы управления. ПримеB нение замкнутых систем автоматического регулирования (САР) скорости позволяет расширить технические и функциональные

свойства рассматриваемого класса асинхронB ных электроприводов. Синтез САР скорости электроприводов, регулируемых напряжениB ем, осложнен тем, что объект регулироваB ния–АД — является существенно нелинейB ным звеном. Для расширения диапазона реB гулирования, обеспечения требуемого стаB тизма регулировочных характеристик и улучB шения динамических и статических показаB телей системы регулирования следует осущеB ствить синтез САР скорости. При использовании рассмотренных в раB ботах [5, 7] методов технической линеаризаB ции и ограничении полосы пропускания сигB нала АД совместно с блоком линеаризации (БЛ) может быть представлен интегрирующим звеном, параметры которого не зависят от коB ординат центра разложения (момента и скороB сти), что позволяет использовать для синтеза САР методы линейной теории автоматическоB го регулирования, в частности методы послеB довательной коррекции с подчиненным регуB лированием параметров. Выражение для статической механичеB ской характеристики АД, например (4.8), можB но записать в виде M (w, U1 ) = f1 (w)U12, где f1(w) — функция, характеризующая завиB симость момента АД от параметров его схемы

АСИНХРОННЫЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ТИРИСТОРНЫМИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ 283

Рис. 4.33. Структурная схема АД с БЛ замещения и угловой скорости; U1 — дейстB вующее значение напряжения первой гармоB ники. С учетом последней формулы и уравнеB ния движения в правой части рис. 4.33 изоB бражена структурная схема АД. Входным сигB налом для АД является напряжение U1, а выB ходным — скорость двигателя w. ФункциоB нальный блок ФБ1 реализует функцию f1(w), функциональный блок ФБ2 выполняет функB цию возведения в квадрат входной величины, блок М31 представляет собой множительное звено. БЛ может быть выполнен в виде, изобраB женном на рис. 4.33 [5, 7]. Множительное звеB но М32 перемножает сигнал Uр.с с регулятора скорости и сигнал выхода функционального блока ФБ4, реализующего зависимость 1/f1(w), блок ФБ3 извлекает квадратный корень из этого произведения и подает сигнал Uу на СИФУ, т.е. Uу =

| U р.с | f1 (w)

.

Как следует из решения уравнений, опиB сывающих структурную схему АД совместно с БЛ (рис. 4.33), в системе обеспечивается лиB нейная зависимость момента двигателя от сигB нала Uр.с: 2 2 M = kСИФУ kТПН | U р.с |,

где kСИФУ, kТПН — соответственно коэффициB енты передачи СИФУ и ТПН. При использовании описанного БЛ в передаточной функции линеаризованного объекта удается выделить интегрирующее звено, постоянную времени которого можно считать неизменной [5]. При синтезе САР

скорости АД по данной методике полоса проB пускания контура регулирования скорости должна быть ограничена таким образом, чтоB бы электромагнитные переходные процессы в двигателе не могли существенно влиять на динамику электропривода. Согласно работе [5], частота среза wср разомкнутого контура скорости может быть выбрана из следующего условия: wср £

sк wс , (4...6)

где sк — критическое скольжение АД на естестB венной характеристике; wс = 2pf1 — угловая часB тота напряжения питающей сети. Для АД крановоBметаллургических серий допустимое значение wср составляет ³30… 50 рад/с, что обеспечивает приемлемое быстB родействие для многих производственных меB ханизмов. C целью дополнительного снижения влияB ния электромагнитных переходных процесB сов АД на динамику электропривода следует в прямой канал регулирования ввести апеB риодический фильтр с передаточной функB цией Wф ( p) = где tm =

1 , tm р +1

1 . 2wср

На рис. 4.34 приведена расчетная структурная схема линеаризованной САР скорости, где Uw з — сигнал задания на скоB рость; kДС — коэффициент передачи датчиB ка скорости (ДС). Для синтеза регулятора скорости используется метод последоваB тельной коррекции, в качестве некомпенсиB

284

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 4.34. Расчетная структурная схема линеаризованной САР скорости электропривода по системе ТПН–АД руемой постоянной времени выбирается поB стоянная времени фильтра t m. Тогда при наB стройке контура скорости на модульный оптимум передаточная функция регулятора скорости Wр.с ( p) =

J . 2 2 2 tm kДС kСИФУ kТПН

Аналогичным образом может быть полуB чена передаточная функция регулятора скороB сти (РС) при настройке на симметричный опB тимум. В САР скорости, синтезированных по рассмотренной методике, обеспечиваются стандартные показатели качества в переходB ных и установившихся режимах. Позиционные электроприводы. Широко развивающаяся механизация и автоматизаB ция производственных процессов обусловиB ли все возрастающее применение в различB ных отраслях хозяйства позиционных элекB троприводов, снабженных САР положения и предназначенных для перемещения управB ляемых механизмов в заданное положение с требуемой точностью. Такие электропривоB ды могут быть построены и с использованиB ем систем ТПН–АД. Возможно несколько подходов к создаB нию позиционных электроприводов, что опB ределяется требуемой точностью отработки заданных программных перемещений Dq, заB ранее фиксированными или произвольными местами точной остановки на пути перемеB щения, значением максимального перемеB щения и т.д. Для ряда механизмов (лифтов, краB новBштабелеров и др.), когда механизм должен попадать не в любые, а в фиксированные точB ки на пути перемещения, можно строить позиB ционные электроприводы без применения контура положения. В этом случае реверсивB ный асинхронный электропривод снабжен САР скорости; по команде путевого датчика,

установленного на некотором расстоянии от фиксированной точки остановки (это расстояB ние должно быть больше пути торможения электропривода с максимальной скорости), электропривод тормозится до пониженной скорости и оставшуюся часть пути проходит в режиме доводочной (пониженной) скорости. Значение пониженной скорости wпон выB бирается таким образом, чтобы путь торможеB ния с этой скорости до полной остановки был меньше заданной точности отработки Dq. Обычно в САР скорости обеспечиваются переB ходные режимы с постоянными ускорением а и замедлением b, т.е. а = b. Тогда wпон £ 2bDq . При попадании в заданную фиксированB ную точку, что определяется датчиком точной остановки, привод тормозится, однако не выB ходит за пределы по заданной точности позиB ционирования. Если механизм в процессе работы может останавливаться в произвольной точке пути перемещения, то необходимо снабжать систеB му контуром положения. Разработанная САР скорости с АД позволяет строить позиционB ные электроприводы с непрерывным управлеB нием и синтезировать контур положения по методу подчиненного регулирования переменB ных. При такой структуре позиционного элекB тропривода требуемая точность может быть достигнута путем управления тормозной траB екторией электропривода в замкнутой системе автоматического управления без использоваB ния режима пониженной скорости, что повыB шает быстродействие при отработке перемеB щений, улучшает энергетику электропривода и позволяет снизить установленную мощность двигателя. На рис. 4.35 приведена структурная схема позиционного асинхронного электропривода. Система содержит внутренний контур скороB сти, синтез которого выполнен в соответствии

АСИНХРОННЫЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ТИРИСТОРНЫМИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ 285

Рис. 4.35. Структурная схема позиционного асинхронного электропривода: Ф — фильтр; ДП — датчик положения; kпр — коэффициент передачи преобразователя напряжеB ния; kДП и kДС — соответственно коэффициенты передачи датчиков положения и скорости с изложенной ранее методикой. Передаточная функция регулятора положения (РП) зависит от вида отрабатываемого перемещения. НаиB более типичны так называемые «большие» пеB ремещения, когда двигатель выходит на макB симальную скорость wmax и работает по трапеB цеидальной тахограмме, и «средние» перемеB щения, когда торможение начинается со скоB рости, меньшей, чем wmax, и двигатель функB ционирует по треугольной тахограмме. Если учесть, что обычно в систему вклюB чают еще задатчик интенсивности, чтобы обеспечить равномерно ускоренные (равноB мерно замедленные) переходные процессы в электроприводе, то путь торможения электроB привода jт =

w2т , 2b

где wт — скорость в начале торможения. Тогда при отработке «больших» перемеB щений, т.е. при работе электропривод со скоB ростью wmax, необходимо начинать торможеB ние, когда оставшееся рассогласование станет равно пути торможения со скорости wmax. В этом случае значение коэффициента усилеB ния РП [5] составляет kРП =

2 kДС b kДПwmax

,

т.е. РП здесь является линейным звеном. При отработке «средних» перемещений

Энергетика электроприводов по системе ТПН–АД. Уровень потерь является одной из важнейших характеристик регулируемого электропривода, определяющих его КПД, ноB минальную мощность, допустимый по услоB виям нагревания момент, число включений и зачастую рациональные области применения различных типов регулируемых электроприB водов. Особенно важно определение потерь при использовании систем ТПН–АД, котоB рые в общем случае неэкономичны и харакB теризуются увеличением потерь при снижеB нии скорости. Потери в роторных цепях DP2 = Mw0 s = M (w0 - w). Рассматриваемый способ управления реализуется при неизменных значениях частоB ты питающего напряжения и синхронной скоB рости. Поэтому при уменьшении скорости суB щественно возрастают потери DР2 и токи в двигателе, снижается КПД. В работе [5] приведены потери в меди статора DРм1, меди ротора DРм2 и стали статора DРс1 для различных способов параметрическоB го управления, выраженные через соответстB вующие номинальные потери и параметры раB бочей точки электропривода (момент, скольB жение или скорость). При регулировании переменного напряB жения

Функция преобразования нелинейного РП для этого случая записывается в виде

é Аs s ùü ;ï DPм1 = D Рм1 ном kп21m ê ном + (1 - A) sном úû ï ë s ïï s ; DPм 2 = D Рм 2 ном kп2 2m ý sном ï ï é Bsном (1 - B) s ù . DPc1 = D Рc1 ном m ê + ï ú ïþ sном û ë s

UРП = kДС 2 bDj.

При регулировании выпрямленного напряB жения (в режиме динамического торможения)

kРП =

2 kДС kДП

2b . Dj

286

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

w ùü 2 é Аsном mê DPм1 = D Рм1 ном kп3 + (1 - A) * ú ;ï sном û ï ë w* ý w ï DPм 2 = D Рм 2 ном kп2 4m * , ïþ sном где DРм1 ном, DРм2 ном, DРс1 ном — номинальные потери соответственно в меди статора, ротора и в стали cтатора; sном и s — соответственно номинальное и текущее скольжения двигатеB ля; kпi — коэффициент перегрузки двигателя по току при питании его полигармоническим напряжением, равный отношению действуюB щего значения тока к его полезной составляюB щей (действующему значению первой гармоB ники тока при регулировании переменного напряжения или постоянной составляющей тока при регулировании выпрямленного наB M пряжения); m = — относительный моB M ном мент АД; Мном и М — номинальный и текуB w щий моменты АД; w* = — относительная w0 скорость; А и В — конструктивные коэффициB енты АД. Коэффициент А примерно равен квадB рату относительного тока холостого хода I0 при номинальном напряжении питания, т.е. I A » I 02* , где I 0* = 0 (здесь Iном — номинальB I ном ный ток статора). Коэффициент В = 0,94… 0,98, т.е. для разных двигателей близок к 1. Расчеты показывают, что с достаточной для инженерных расчетов точностью можно принять kпi для различных способов регулиB рования одинаковыми (kп1 = kп2 = kп) и взять , [5]. kп2 = 11 Приведенные выражения позволяют рассчитать потери при работе электропривоB да в установившемся режиме, а также опреB делить потери энергии в пускотормозных реB жимах. Потери в роторе короткозамкнутого двигателя (а относительные потери в нем выB ше, чем в статоре [5]) резко возрастают при снижении скорости. Для работы двигателя без перегрева необходимо выполнить следуюB щее условие: DPм 2 £ D Рм 2 ном , с использованием которого можно выразить допустимый по нагреву момент двигателя Мдоп

Рис. 4.36. Зависимость допустимого момента АД с короткозамкнутым ротором при регулиро вании скорости в системе ТПН–АД в продолжительном режиме работы электроB привода в виде M доп £ M ном

sном 1 . s kп2

На рис. 4.36 изображены естественная характеристика (кривая 1) и соответствуюB щая последней формуле зависимость Мдоп при регулировании переменного напряжения (кривая 2). Из этого рисунка видно, что для обеспечения нормального теплового состояB ния машины при уменьшении скорости неB обходимо резко снижать момент нагрузки или значительно завышать установленную мощность АД, т.е. недоиспользовать машиB ну; естественно, КПД при этом существенно снижается. Таким образом, нельзя рекомендовать реB гулирование скорости АД путем изменения переменного напряжения при постоянном моB менте статической нагрузки и работе электроB привода в продолжительном режиме. В ряде случаев САР скорости на основе систем ТПН–АД используют для АД с конB тактными кольцами. При введении в ротор двигателя добавочных сопротивлений часть потерь скольжения выносится из машины, это приводит к уменьшению нагрева АД и позвоB ляет снизить его установленную мощность (по сравнению с использованием короткозамкнуB тых двигателей).

АСИНХРОННЫЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ТИРИСТОРНЫМИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ 287 Определение требуемой номинальной мощности АД имеет первостепенное значение при проектировании электроприводов произB водственных механизмов, так как при праB вильно выбранной мощности оказывается возB можным обеспечить наиболее полное испольB зование электрической машины при ее приемB лемом тепловом состоянии. Выбор мощности двигателя при работе электропривода в повторноBкратковременB ном режиме сводится к проверке по нагреваB нию предварительно выбранного АД. При регулировании переменного напряжения (когда отсутствует линейная зависимость меB жду током и моментом двигателя) проверку по нагреву следует проводить, используя меB тод средних потерь [5], исходное выражение для которого может быть записано в следуюB щем виде: DPсрe¢гр £ D Рном e¢ном , где DРср — средние потери в двигателе за цикл работы; e¢гр — приведенная продолжительность включения графика нагрузки; DРном — номиB нальные потери двигателя; e¢ном — приведенная номинальная продолжительность включения выбранного двигателя. Для двигателей, нормированных на поB вторноBкратковременный режим, e¢ном =

e ном , e ном + b 0 (1 - e ном )

где eном — номинальная продолжительность включения двигателя; b0 — относительный коB эффициент теплоотдачи неподвижного двигаB теля. Для приведенной на рис. 4.37 типовой таB хограммы повторноBкратковременного режима t п + t у1 + t у 2 + t т

ü ; b п.т (t п + t т ) + b у1t у1 + b у 2t у 2 + b 0t 0 ïï ý DWп + DWт + D Ру1 t у 1 + D Ру 2t у 2 ï , D Рср = ï t п + t у1 + t у 2 + t т þ

e¢гр =

где bп.т, bу1, bу2 — относительный коэффициB ент теплоотдачи соответственно при пуске (торможении) и работе в установившихся реB жимах на скоростях wу1 и wу2; DРу1, DРу2 — соответственно мощность потерь при работе на скоростях wу1 и wу2; DWп и DWт — энергия потерь в двигателе соответственно при пуске и торможении.

Рис. 4.37. Типовая тахограмма электропривода в повторнократковременном режиме: t п , t т = t т¢ + t т¢¢ , t у1 , t у 2, t 0 , t ц — соответсвенно времена пуска, торможения, установившихся режимов, паузы, цикла Из последних выражений следует формула DWп + DWт + DPу1t у1 + DPу2t у2 b п.т (t п + t т ) + b у1t у1 + b у2t у2 + b 0t 0

£ DPном e¢ном ,

с использованием которой можно выполнять расчеты, связанные с определением допустиB мых по условиям нагревания параметров, в том числе проверять двигатель по нагреванию. Выражения для определения DWп, DWт, DРу1, DРу2, bi приведены в работе [5] для переходB ных процессов с постоянным ускорением (заB медлением). В системах ТПН–АД при работе в поB вторноBкратковременном режиме приходитB ся завышать установленную мощность АД по сравнению со статической мощностью нагрузки Рс. Можно ввести понятие «коэф фициент завышения номинальной (установ ленной) мощности двигателя Р ном по отноше нию к Рс»: lр =

Pном . Pс

На значение lр (его возрастание) сущестB венно влияют число включений в час двигатеB ля, значение дополнительных присоединенB ных маховых масс, продолжительность вклюB чения, уровень пониженной скорости и время работы на пониженной скорости по отношеB нию к общему времени работы. Обычно lр не превышает 1,5…2,0. Области применения асинхронных элек троприводов, управляемых напряжением. РасB смотренные технические возможности асинB

288

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

хронных электроприводов указанного класса и оценка энергетических показателей различных режимов позволяют определить рациональные области их применения. Представляют интеB рес следующие примеры промышленного исB пользования рассматриваемого класса элекB троприводов. 1. Системы плавного (мягкого) пуска (softstartсистемы). При прямом включении АД на номинальное напряжение сети имеет место максимальное влияние электромагнитных пеB реходных процессов на переходные режимы в асинхронных электроприводах [5, 27]. К наиB более неблагоприятным особенностям проявB ления этих процессов необходимо отнести следующие: на начальном этапе пуска возниB кают пиковые, ударные моменты, в несколько раз превышающие значения, рассчитанные по статическим характеристикам; момент динаB мической механической характеристики имеет колебательный и часто знакопеременный хаB рактер; отсутствует стабильность, повторяеB мость вида переходного процесса, что привоB дит к возможным разбросам во времени и пуB ти пуска и др. Появление ударных моментов неблагоB приятно сказывается на надежности механичеB ской части электромеханической системы; наB личие зазоров и люфтов при знакопеременных моментах приводит к ударным нагрузкам в элементах кинематической передачи и снижаB ет срок ее службы; могут возникать недопустиB мые по условиям технологии ускорения и рывB ки в системе электропривода. Так как указанные неблагоприятные факB торы во многом определяются уровнем переB менного напряжения, приложенного к двигаB телю, то с помощью ТПН можно целенаправB ленно влиять на вид электромагнитных проB цессов, формируя требуемый временной закон изменения угла открывания ТПН и, следоваB тельно, напряжения, подводимого к двигатеB лю, от некоторого минимального до номиB нального значения. Время формирования пиB тающего напряжения можно варьировать в широких пределах, к примеру до нескольких минут. Эту задачу решают созданные на основе ТПН и широко используемые в промышленB ной практике системы плавного пуска, котоB рые позволяют ограничить до желаемого уровB ня моменты АД в переходных режимах, рывки и ускорения в системе, обеспечить требуемое время «растянутого» запуска. Такие системы

выпускаются рядом предприятий в России и зарубежными фирмами. Устройства плавного пуска (УПП) не только дают возможность обеспечивать плавB ный пуск, но и ограничивают броски токов при переходных процессах, что повышает каB чество работы питающих электрических сетей. УПП строятся на основе тиристорных ключей по схеме на рис. 4.30, а с реализацией алгоритмов управления на основе современB ной микропроцессорной техники [9]. В поB следние годы освоен промышленный выпуск высоковольтных пускателей, которые находят широкое применение. Силовые ключи таких пускателей собираются на тиристорных столB бах, а для связи с системой управления примеB няются оптоволоконные линии. Практически во всех УПП предусматривается функция шунтирования силовых ключей после запуска двигателя. Серийно выпускаемые УПП позволяют реализовать следующие функции и режимы: управляемый пуск с регулируемым временем протекания переходного процесса; управляеB мый режим торможения (путем изменения двигательного момента АД с регулируемой инB тенсивностью); переходные процессы при обеспечении постоянства тока статора, значеB ние которого может регулироваться. УПП, снабженные микропроцессорной системой управления, дают возможность осуществлять контроль работы электропривода и его диагноB стику. Наиболее распространенные функции заB щиты [8]: тепловая (времятоковая) двигателя и преобразователя; от пропадания фаз и несимB метрии питающего напряжения; от повышенноB го или пониженного напряжения сети; от пуска двигателя с заклиненным ротором и др. В настоящее время целесообразность промышленного применения тиристорных УПП для реализации управляемого пуска АД общепризнана и устройства «softstart» испольB зуются для плавного пуска транспортеров, конвейеров, механизмов рельсового транспорB та (для предотвращения юзов и пробуксовок), лифтов, различного типа насосов, вентилятоB ров, компрессоров и др. 2. Экономия электроэнергии в электропри водах механизмов, работающих с недогрузкой. Анализ показывает, что электроприводы больB шого числа производственных механизмов имеют завышенную мощность, в 1,5–2,5 раза превышающую необходимую. Кроме того,

АСИНХРОННЫЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ТИРИСТОРНЫМИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ 289 электроприводы некоторых механизмов (пресB сов, кузнечного оборудования, станков) часть времени работают с недогрузкой. Указанные особенности позволяют снизить электропоB требление недогруженного АД при работе в зоне номинальной скорости, обеспечив его раB боту с помощью ТПН на регулировочной (U1 < < Uном), а не на естественной (U1 = Uном) харакB теристике [6], где U1 — действующее значение первой гармоники напряжения, приложенного к двигателю; Uном — действующее значение номинального напряжения сети. Этот режим иллюстрируется рис. 4.38, где кривая 1 — естественная характеристика АД при управлении от ТПН; кривая 2 — регулиB ровочная механическая характеристика АД при том же управлении; Mном и Мс — соответB ственно номинальный момент двигателя и моB мент статической нагрузки; s1 и s2 — cкольжения АД в точках а и б соответственно на естественной и регулировочной характериB стиках при заданном Мс. Электромагнитные потери в двигателе DРэ.м = DРм1 + DРм2 + DРс1. При работе на естественной характериB стике [5] DPм1 = DPм1 ном [ А + (1 - А)m 2c ];ü ïï DPм 2 = DPм2 ном m c2; ý ï 2 DPc1 = DPc. ном [B + (1 - B)m c ], ï þ

Рис. 4.38. К пояснению режима экономии элек троэнергии при работе системы ТПН–АД с недогрузкой

Mc — относительное значение моB M ном мента нагрузки. При работе на регулировочной характериB стике (кривая 2 на рис. 4.38) в точке б, когда U1 < < Uном, незначительно снижается скорость двигаB теля по сравнению с точкой а естественной хаB рактеристики (кривая 1). В точке б больше потеB ри DРм2, но меньше потери DРм1 и DРс1, а сумма всех потерь DРэ.м оказывается меньше, чем при работе в точке а на естественной характеристиB ке. Разработаны методики выбора оптимального значения sопт, при котором обеспечивается миB нимальное значение суммарных потерь [10]. Значение s2опт обычно близко к sном. При работе на регулировочной характеристике удается знаB чительно снизить потребление энергии по сравB нению с работой на естественной характеристиB ке. Экономия электроэнергии будет тем больше, чем меньше Мс по сравнению с Мном и чем больше время работы двигателя с недогрузкой. Эффект снижения полных потерь усиливается при использовании АД с относительно высоким значением тока холостого хода. 3. Механизмы циклического действия. Удовлетворение электроприводом технических требований для механизмов указанного класса сводится обычно к необходимости реализации заданной тахограммы повторноBкратковременB ного режима работы. Типовая тахограмма таB кого режима приведена на рис. 4.37; участок пониженной скорости может отсутствовать при использовании позиционных систем с контуром положения. Технически системы параметрического управления асинхронным электроприводом, в частности системы ТПН–АД, могут реализоB вать указанный вид тахограммы, и целесообB разность их применения определяется техниB коBэкономическими показателями (степенью завышения установленной мощности АД, среднецикловым КПД, уровнем потерь и т.д.). Проведенные техникоBэкономические расчеты [5] позволяют определить рациональные обB ласти применения систем ТПН–АД. Обычно это механизмы, требующие кратковременного и неглубокого снижения скорости, с относиB тельно небольшим числом включений в час и небольшими моментами инерции. При общем рассмотрении целесообразная область параB метров может быть охарактеризована следуюB щими усредненными значениями: статической мощностью нагрузки Рс £ 8…10 кВт; диапазоB где m c =

290

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

wном £ 10...15; w относительным временем работы на пониженB ном регулирования скорости D =

ной скорости e n =

tу 2 tp

< 01 , , где tp = tп + tу1 + tт +

+ tу2 — время работы электропривода; числом включений в час Z < 100…120; J < 1,5Jд, где J — суммарный момент инерции электропривода, Jд — момент инерции двигателя; eгр £ 0,25…0,3; точностью позиционирования Dq ³ 0,2…0,3 рад по валу двигателя. 4.4. КВАЗИЧАСТОТНОЕ УПРАВЛЕНИЕ АСИНХРОННОГО ДВИГАТЕЛЯ (АД) Принцип действия и реализация. КвазичаB стотное (или поличастотное) управление АД представляет собой такой режим работы, в коB тором к фазам статора АД прикладывается не менее двух гармонических составляющих наB пряжения различных частот. В случае трехфазB ного АД квазичастотное управление (КЧУ) осуществляется при питании его статора от нескольких трехфазных источников напряжеB ний. Однако практически КЧУ обычно реалиB зуется путем периодического подключения АД к сети переменного тока постоянной частоты, когда состояние подключенного к сети двигаB теля циклически чередуется с состоянием отB ключенного; в этом случае частота одной из гармонических составляющих равна частоте сети, а частоты других составляющих, сущестB венно сказывающихся на показателях этого режима, меньше номинальной.

Наиболее простым путем КЧУ реализуетB ся в системе электропривода ТПН–АД, основB ным режимом работы которой является фазоB вый, рассмотренный в предыдущем параграфе. На рис. 4.39 приведена схема управления АД, в которой обеспечивается как квазичастотный, так и фазовый режим управления [19]. В этой схеме система импульсноBфазовоB го управления (СИФУ) ТПН снабжена двумя входами: входом управления I (на который подается напряжение управления U у , измеB няющие угол a управления тиристоров), и реB лейным входом блокировки II (куда подается разрешающий сигнал Qk ). Ко входу II подклюB чен блок квазичастотного управления (БКЧУ). При изменении U у на входе I СИФУ осущестB вляется регулирование амплитуд гармоник наB пряжения на статоре АД, а при изменении паB раметров КЧУ регулируются частоты этих гарB моник. Если Qk равен логической единице, то формируемые в СИФУ импульсы поступают на управляющие входы тиристоров. Если же Qk равен логическому нулю, то управляющие импульсы на выходе СИФУ отсутствуют. При непрерывном формировании на входе II СИФУ единичного сигнала АД будет рабоB тать в режиме обычного фазного управления. В тех же случаях, когда сигнал Qk на входе II СИФУ периодически изменяется, соответстB венно изменяется и состояние СИФУ, что вызывает периодическое подключение АД к питающей сети и обеспечивает режим КЧУ двигателя. При этом напряжение на АД несинусоиB дально и содержит ряд гармонических составB

Рис. 4.39. Система ТПН–АД с БКЧУ

КВАЗИЧАСТОТНОЕ УПРАВЛЕНИЕ АСИНХРОННОГО ДВИГАТЕЛЯ ляющих. При КЧУ значимыми для работы АД являются те гармоники напряжения, частоты которых равны или ниже частоты сети. Они в дальнейшем называются частотами значимых гармоник. Для реализации КЧУ большой практичеB ский интерес представляют две зависимости изменения сигнала Qk . Первая зависимость разрешающего сигнала (первый алгоритм КЧУ): ì1 при 0 £ t £ tm ; Qk = í î0 при tm £ t £ Tmn ,

(4.62)

где Tmn = t т (m + n) — пропорциональное выB бранному постоянному временному интерваB лу (такту) t т время цикла (период) изменения сигнала Qk ; tm = mt т и t n = nt т — время наличия и отсутствия управляющих импульсов на тиB ристорах в каждом цикле; т, п — целые числа (параметры КЧУ). Постоянный временной интервал t т моB жет быть в целое число раз меньше 1/6 части периода сетевого напряжения Tc , т.е. Tc / t т = 6r , где r ³ 1 — целое число. Для зависимости (4.62) частоты значимых гармоник определяются формулой æ T k ö fn = fc çç 1 - c ÷, t m + n ÷ø т è

(4.63)

где k — целое число, удовлетворяющее неравенB ству 01 , ,... £ k £ 2(m + n)t т /Tc .

(4.64)

Вторая зависимость разрешающего сигна ла (второй алгоритм КЧУ) ìQk1 при 0 £ t £ Tq1 ; Qk = í îQk 2 при Tq1 £ t £ Tq1q 2,

(4.65)

где Tq1q 2 = Tq1 + Tq 2 — период изменения Qk , соB стоящий из двух временнÏх интервалов Tq1 и Tq 2; внутри каждого из них Qk изменяется соB гласно первой зависимости (4.62), которая на временнÏх интервалах Tq1 и Tq 2 имеет параметB ры m1, n1 и m2, n2 и последовательно осуществB ляется q1 и q2 раз соответственно. Для зависимости (4.65) частоты значимых гармоник определяются выражением æ T kI q1 + kIIq2 fn = fc çç 1 - c t m + n ( т 1 1 )q1 + (m2 + n2 )q 2 è

ö ÷÷, ø

(4.66)

291

которое может быть представлено в виде fn =

fn1 (m1 + n1 )q1 + fn 2(m2 + n2)q2 , (4.67) (m1 + n1 )q1 + (m2 + n2)q2

где æ T kI fn1 = fc çç 1 - c t т m1 + n1 è

ö æ T kII ÷÷; fn2 = fc çç 1 - c t т m2 + n2 è ø

ö ÷÷; ø

kI = 0, 1, 2, ...и kII = 0, 1, 2, ...— целые числа, удовB летворяющие неравенству t kIq1 + kIIq2 £ 2[(m1 + n1 )q1 + (m2 + n2)q2] т . (4.68) Tc Согласно выражению (4.67), можно сфорB мировать составляющую напряжения на АД с частотой fn , значение которой удается приблиB зить к любой заданной частоте в области между fn1 и fn2. Из формулы (4.67) следует также, что, изменяя параметры m1, n1, q1, m2, n2, q2, можно осуществить в широком диапазоне плавное реB гулирование частоты значимой гармоники, а следовательно, и скорости АД при КЧУ. Поскольку при КЧУ к статору АД подвоB дится несколько гармоник напряжения, то моB мент АД в установившемся режиме состоит из постоянной и переменной во времени составB ляющих. Период изменения переменного моB мента равен: при первом алгоритме КЧУ Tм1 = t т (m + n) = Tmn и при втором алгоритме Tм 2 = t т [(m1 + n1 )q1 + (m2 + n2)q2] = Tq1q 2. Для наиболее важного в практическом отношении случая, когда t т = Tc / 6, периоды изменения момента Tм1 = (m + n) / 6 fc ; Tм 2 = [(m1 + n1 )q1 + (m2 + n2)q2] / 6 fc . Механические характеристики. На рис. 4.40 изображена экспериментальная механическая характеристика для квазичастотного режима АД с параметрами m = 2; n = 6; Tc / t т = 6. Для данных параметров с помощью неравенства (4.64) вычисляется набор чисел k = 0, 1, 2, опB ределяющих согласно формуле (4.63) следуюB щие частоты значимых гармоник: fn1 = fc ; fn2 = fс / 4 и fn3 = - fc / 2. Каждая из найденных

292

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 4.40. Механическая характеристика АД при КЧУ и естественная характеристика АД частот определяет участок механической харакB теристики, на которых возможна стабильная работа АД. Значимым частотам fn1 , fn 2 и fn 3 соответствуют показанные на рис. 4.40 участки 1, 2 и 3 механической характеристики.

На рис. 4.41 приведены два семейства экспериментальных механических характеB ристик 1–5 и 6–8, полученных для второго алгоритма КЧУ. Промежуточные характериB стики в этих семействах 2, 3, 4 и 7 установB лены при чередовании временнÏх интерваB лов, относящихся к крайним характеристиB кам 1, 5 и 6, 8 соответственно. В каждом из указанных семейств механические характеB ристики расположены близко друг к другу, а следовательно, второй алгоритм КЧУ обесB печивает плавное регулирование частот знаB чимых гармоник и, соответственно, скороB сти АД. Первый и второй алгоритмы КЧУ, опреB деляемые формулами (4.62) и (4.65) соответстB венно, характеризуются широкими возможноB стями по регулированию напряжения, тока, момента и скорости АД. Параметры КЧУ (m, n для первого алгоритма и m1, n1, q1, m2, n2, q2 для второго алгоритма) удобны для использоB вания, поскольку дают возможность с помоB щью формул (4.63), (4.64) и (4.66)–(4.68) выB числить все частоты значимых гармоник с учетом их знаков. Если определяемые формуB лами (4.63), (4.66) и (4.67) значения частот fn > 0, то составляющие фазных напряжений для этой частоты образуют прямую последоваB

Рис. 4.41. Механические характеристики АД при плавном регулировании частот значимых гармоник: 1 — m1 = 2, n1 = 6; q1 = 1; m2 = 3, n2 = 6; q2 = 0; 2 — m1 = 2, n1 = 6; q1 = 3; m2 = 3, n2 = 6; q2 = 1; 3 — m1 = = 2, n1 = 6, q1 = 1; m2 = 3, n2 = 6; q2 = 1; 4 — m1 = 2, n1 = 6; q1 = 1; m2 = 3, n2 = 6; q2 = 3; 5 — m1 = 2, n1 = 6; q1 = 0; m2 = 3, n2 = 6; q2 = 1; 6 — m1 = 4, n1 = 12; q1 = 1; m2 = 5, n2 = 12; q2 = 0; 7 — m1 = 4, n1 = 12; q1 = 2; m2 = 5, n2 = 12; q2 = 1; 8 — m1 = 4, n1 = 12; q1 = 0; m2 = 5, n2 = 12; q2 = 1

КВАЗИЧАСТОТНОЕ УПРАВЛЕНИЕ АСИНХРОННОГО ДВИГАТЕЛЯ тельность; если же fn < 0, то они образуют обB ратную последовательность. Свойства КЧУ. Квазичастотное управлеB ние АД обладает следующими достоинствами: обеспечением стабильной пониженной скоB рости в разомкнутой системе регулирования и без тахогенератора; регулированием моменB та в широком диапазоне с плавным перехоB дом из двигательного режима АД в тормозB ной; возможностью электрического торможеB ния в определенной зоне скоростей; простоB той реализации квазичастотного режима на базе обычного ТПН, имеющего простую сиB ловую схему. К недостаткам КЧУ относятся: шум и вибрации АД; трудность торможения вблизи синхронной скорости АД. Исследования выявили ряд свойств и особенностей КЧУ АД. Из формул (4.63) и (4.66) следует важB ный вывод: частоты гармоник напряжения АД не зависят отдельно от параметров КЧУ т и n; при заданном постоянном интервале t т эти частоты зависят от значения суммы т + п. Что же касается амплитуд этих гармоB ник, то на них, естественно, существенно влияет каждый из указанных параметров, т.е. изменением параметра m можно при т + + п = const осуществить направленное регуB лирование момента АД. С целью увеличения тормозного момента АД необходимо уменьB шить параметр т, а для повышения максиB мального момента в двигательном режиме параметр т нужно увеличить. При увеличении угла a управления тириB сторов можно ограничить токи в обмотках и колебания момента АД при КЧУ, однако при этом также снижается и максимальный моB мент АД. Изменяя длительность поступающих к тиристорам управляющих импульсов, можно регулировать максимальное значение момента как в двигательном, так и в тормозном режиB ме АД. С целью увеличения тормозного моB мента следует сформировать управляющие импульсы шириной 90…120°, а для повышеB ния максимального момента в двигательном режиме нужно иметь ширину этих импульсов, равную 180°-a. Для получения лучших технических и энергетических показателей в статических и динамических режимах электропривода целеB сообразно на отдельных этапах его работы подбирать соответствующие параметры систеB

293

мы управления (т, a и т.д.), например путем программирования во времени сигналов задаB ния этих параметров. Наиболее важное достоинство КЧУ — отB носительно большой диапазон регулирования скорости АД при плавном переходе из двигаB тельного режима в тормозной, а также стаB бильность скорости в разомкнутой системе реB гулирования. Принципиальной особенностью КЧУ явB ляется наличие переменной составляющей в моменте АД, вызывающей шум и вибрации при работе электропривода. Часто эта особенB ность считается недостатком, ограничиваюB щим область применения КЧУ. Вместе с тем КЧУ представляет значительный интерес для виброприводов, в которых рабочий орган соB вершает колебательное движение. В этих слуB чаях переменная составляющая момента АД может оказаться полезной для работы электроB привода. В частности, КЧУ целесообразно исB пользовать для создания вибростендов, предB назначенных для испытаний на вибропрочB ность различных изделий. Квазичастотный режим интересен и как специальный режим работы электропривода, выполненного по системе ТПН–АД. Переход от этого режима к обычному фазовому управB лению в данной системе осуществляется путем установки параметра n равным нулю (см. рис. 4.39). Рациональное сочетание квазичаB стотного и фазового режимов значительно расширяет функциональные возможности электропривода по системе ТПН–АД. Поскольку КЧУ реализуется на базе проB стых и относительно дешевых вентильных структур и узлов системы управления, его реB комендуется применять для тех механизмов, где на первый план выдвигается требование использовать как можно более простые и деB шевые электроприводы. Значительный интерес представляет применение КЧУ для плавного пуска мехаB низмов. При КЧУ можно простыми средстваB ми на базе схемы на рис. 4.39 осуществить программный пуск АД любой длительности в разомкнутой системе регулирования путем надлежащего изменения во времени кодов параметров т, п на входе БКЧУ и сигнала U у на входе I СИФУ. При этом выполняется медленный разгон с обеспечением работы АД в течение заданного времени на промежуточB ных механических характеристиках (кривая 2 на рис. 4.40).

294

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Рациональное сочетание КЧУ с фазовым, когда квазичастотный режим используется большей частью кратковременно, для непроB должительного регулирования скорости, поB зволяет без вращающихся датчиков обратных связей расширить функциональные возможB ности, а тем самым, и область применения асинхронного электропривода, выполненного по системе ТПН–АД. Такой электропривод, обеспечивающий режим КЧУ, может также служить в качестве вибровозбудителей с элекB трическим регулирование частоты и амплитуB ды вибраций. 4.5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ПО СИСТЕМАМ ВЕНТИЛЬНОГО КАСКАДА И ДВИГАТЕЛЯ ДВОЙНОГО ПИТАНИЯ Асинхронный вентильный каскад (АВК) является системой регулируемого электроB привода переменного тока, использующего АД с фазным ротором. Статорная обмотка двигателя подключена непосредственно к питающей сети. Принцип регулирования скорости основан на введении в цепь ротора АД добавочной ЭДС при постоянной скороB сти вращения электромагнитного поля стаB тора. Основная идея электроприводов этого типа — полезное использование энергии скольжения, передаваемой в цепи ротора. В АД с короткозамкнутым ротором или при реостатном регулировании АД с фазным ротоB ром энергия скольжения теряется, а именно: идет на нагрев обмотки ротора и резисторов, подключенных к цепям обмоток ротора. В схеB

мах вентильного каскада энергия скольжения возвращается в питающую сеть. Трудность поB лезного использования энергии скольжения состоит в том, что ЭДС Е2 и ток I2 ротора имеB ют переменную частоту f2 = f1 s, зависящую от скольжения двигателя s. В наиболее распространенной схеме АВК с промежуточной цепью постоянного тока (рис. 4.42) ток ротора выпрямляется посредстB вом неуправляемого выпрямителя UD, а добаB вочная ЭДС вводится в цепь выпрямленного тока. В качестве источника этой ЭДС испольB зуется тиристорный преобразователь US, рабоB тающий в режиме инвертора, ведомого сетью. Трансформатор Тр служит для согласования напряжения сети и ротора АД, а реактор L — для сглаживания пульсаций выпрямленного тока ротора. Таким образом, в схеме АВК функции преобразования энергии скольжения разделеB ны между двумя группами вентилей: преобраB зователь UD преобразует переменный ток роB тора в выпрямленный, а преобразователь US — энергию выпрямленного тока в энерB гию переменного тока с частотой сети и эту энергию отдает в сеть. Вследствие такого поB следовательного преобразования энергии расB сматриваемые системы получили название каскадов. В схеме на рис. 4.42 мощность Р1, поB требляемая АД из питающей сети по цепи стаB тора, за вычетом потерь в обмотках статора преобразуется в мощность вращающегося магB нитного поля — электромагнитную мощность Pэ.м , которая далее разделяется на две части: механическую Pм , реализуемую на валу двигаB

Рис. 4.42. Схема АВК

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ПО СИСТЕМАМ ВЕНТИЛЬНОГО КАСКАДА И ДВИГАТЕЛЯ теля, и электрическую Ps , передаваемую в цеB пи обмоток ротора АД. Мощность Ps , пропорB циональная скольжению АД, называется мощностью скольжения и за вычетом потерь в обмотке ротора и преобразователе она рекупеB рируется в питающую сеть. Скорость АД в схеме АВК регулируется изменением значения добавочной ЭДС Едоб, введенной в цепь выпрямленного тока ротора Id, путем регулирования угла открывания b тиB ристоров инвертора с помощью СИФУ. ДобаB вочная ЭДС определяется выражением E доб = kсхU 2т cosb, где kсх — коэффициент схемы роторноBинверB торного преобразователя (для трехфазных мостовых схем kсх = 2,34); U 2т — фазное напряB жение вторичной обмотки трансформатора Тр инвертора. Электромеханические характеристики АВК определяются, исходя из равенства ЭДС и паB дений напряжения в контуре тока ротора двиB гателя [22] E d р - E доб = kсх E 2к s - kсхU 2т cosb = I d Rэкв , где E d р — выпрямленная ЭДС ротора АД; E 2к = U 02 / 3 — ЭДС фазы ротора АД при нулеB вой скорости (U 02 — напряжение на кольцах неB подвижного и разомкнутого ротора АД, статор которого подключен к сети); Rэкв = 2 rр + rd + 3x s 3x + 2 rт + p + т — эквивалентное сопротивлеB p p ние роторной цепи двигателя, в которое входят: rр = r2 + r1прs (r2 и r1пр — соответственно активное сопротивление фазы ротора и приведенное к ротору активное сопротивление фазы статора АД); rт и rd — активные сопротивления соответB ственно фазы трансформатора Тр, приведенное ко вторичной обмотке, и сглаживающего реакB тора L; xр = x2 + x1пр (x2 и x1пр — индуктивное соB противление рассеяния фазы ротора и привеB денное к ротору индуктивное сопротивление рассеяния фазы статора АД); хт — индуктивное сопротивление фазы трансформатора, привеB денное ко вторичной обмотке. Если ЭДС роторного выпрямителя и ЭДС инвертора одинаковы, то ток ротора и момент АД равны нулю, а скольжение АД выB ражается как s0 =

U 2т cosb E 2к

295

и соответствует скорости холостого хода соB гласно формуле æ U cos b ö wх.х = w0 (1 - s0 ) = w0 çç 1 - 2т ÷, E 2к ÷ø è где w0 — синхронная скорость АД. При b = p / 2 ЭДС инвертора и скольжеB ние s0 равны нулю, при этом АД имеет мехаB ническую характеристику, близкую к естестB венной. По мере уменьшения угла b скольжеB ние s0 увеличивается, а скорость wх.х уменьшаB ется. Каждому значению угла регулирования b соответствуют определенное скольжение s0 и механическая характеристика М = f ( s), котоB рая описывается формулой М=

2 6Е 2к pw0 х р

és - s æ s - s 0 0 ê - çç êë s + r è s + r

2ù

ö ÷÷ ø

ú, úû

где r=

1 (2 x т + 2 prр + prd + 2 prт ). 3 xp

Типичные механические характеристики электропривода по схеме вентильного каскада показаны на рис. 4.43. Они имеют сравнительB но высокую жесткость, которая примерно в 2 раза меньше, чем у естественной механической характеристики АД, и по мере увеличения ЭДС инвертора Едоб (по мере уменьшения угла управления b) перемещаются примерно паралB лельно друг другу вниз вдоль оси ординат. Диапазон регулирования скорости двигаB теля зависит от максимального значения ЭДС

Рис. 4.43. Механические характеристики элек тропривода по схеме АВК

296

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

инвертора. Наибольшее значение скольжения s0 (наименьшее значение скорости холостого хода), определяющее диапазон регулирования скорости, составляет s0 max =

U 2т = e. E 2к

Мощности трансформатора и инвертора рассчитываются по формуле S т = S инв =РАД e, где PАД — номинальная мощность АД. Рациональная область применения венB тильных каскадов — это приводы механизмов, требующих регулирования скорости в диапазоB не не выше, чем 2:1. Такие условия характерB ны для большинства вентиляторов, насосов, компрессоров, мельниц и ряда других произB водственных машин, работающих в продолжиB тельном режиме с редкими пусками. ЦелесоB образно также использование схемы АВК для модернизации существующих электропривоB дов, выполненных на базе АД с фазным ротоB ром и реостатноBконтакторным устройством управления. При использовании АВК для привода мощных турбомеханизмов с расширенным диапазоном регулирования скорости примеB няют специальные схемы, позволяющие уменьшить мощность оборудования инверB торной части. Используется то обстоятельстB во, что момент на валу турбомеханизма сущеB ственно снижается при уменьшении скороB сти. В этом случае при работе с высокой скоB ростью, когда выпрямленное напряжение роB тора мало, а момент и ток ротора велики, цеB лесообразно применять два инвертора: US1 и

Рис. 4.44. Схема АВК с двумя инверторами: КМ1–КМ3 — контакты контакторов; UD — выпрямитель; Тр1, Тр2 — трансформаторы

US2 (рис. 4.44), соединенные параллельно. При работе в нижней части диапазона регуB лирования скольжение возрастает, соответстB венно увеличивается выпрямленное напряжеB ние ротора, но момент двигателя и ток ротоB ра относительно небольшие. Поэтому при раB боте в нижней части диапазона регулироваB ния можно инверторы US1 и US2 переклюB чить на последовательное соединение с помоB щью схемы, показанной на рис. 4.44. Еще одной возможностью полезного исB пользования энергии скольжения является ее отдача после преобразования в механическую энергию на вал рабочей машины по схеме на рис. 4.45, а. К валу основного АД (М) присоединяют вал двигателя постоянного тока (М1), якорB ная обмотка которого питается выпрямленB ным током ротора АД. Такая схема привода получила название асинхронный машин новентильный электромеханический каскад (АМВК). Момент привода складывается из моментов, развиваемых АД и двигателем поB стоянного тока. В качестве добавочной ЭДС в цепи ротоB ра выступает ЭДС якоря двигателя М1, котоB рую можно регулировать, изменяя ток возбужB дения машины постоянного тока. МеханичеB ские характеристики АМВК показаны на рис. 4.45, б. Диапазон регулирования скорости АМВК не превышает 2:1. При этом регулироB вание проводится с постоянной мощностью, т.е. при снижении скорости длительно допусB тимый и максимальный моменты привода увеB личиваются. Поскольку вентильные каскады испольB зуются главным образом для приводов с ограB ниченным диапазоном регулирования скороB сти, то возникает задача обеспечения пуска двигателя до скорости, соответствующей нижB нему значению диапазона регулирования. В качестве пусковых устройств обычно примеB няются пусковые резисторы, включенные в роторную цепь двигателя параллельно преобB разователю UD (рис. 4.46). По достижении нужной скорости замыкаB ется контактор КМ2, подключая преобразоваB тели к цепи ротора, затем с помощью контакB тора КМ1 отключаются пусковые резисторы. Одним из достоинств АВК является выB сокая надежность, в частности, определяемая тем, что привод остается в работе на максиB мальной скорости даже в случае отказов преB образователей UD и US.

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ПО СИСТЕМАМ ВЕНТИЛЬНОГО КАСКАДА И ДВИГАТЕЛЯ

Рис. 4.45. Схема (а) и механические характеристики (б) АМВК: LM1 — обмотка возбуждения При скорости, превышающей синхронB ную (s < 0), АВК может отдавать энергию в сеть, т.е. работать в режиме рекуперативного (генераторного) торможения. Режим рекупеB ративного торможения АВК при скорости выше синхронной эффективно используется в нагрузочных устройствах [1], на обкаточных стендах для двигателей внутреннего сгорания, в испытательных установках, где асинхронB ная машина работает как электрический торB моз. В этом режиме АВК отдает энергию в Рис. 4.46. Схема пуска АВК

297

298

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

питающую сеть как со стороны статора, так и по цепи ротора. Если в обмотки статора АД подается поB стоянный ток, а цепи обмоток ротора подклюB чены через выпрямитель к инвертору так же, как и в схеме на рис. 4.42, то АД при этом буB дет работать в широкой зоне скоростей в реB жиме динамического торможения как синB хронный генератор, энергия которого преобB разуется преобразователями UD и US в энерB гию переменного тока и отдается в питающую сеть [1]. Вследствие полезного использования энерB гии скольжения КПД асинхронного вентильB ного каскада высокий, близкий к КПД АД. Коэффициент мощности вентильного каскада низкий и его максимальное значение £0,5… 0,6. Это связано с тем, что реактивная мощB ность потребляется и со стороны статора двиB гателя и со стороны трансформатора. Система управления АВК выполняется, как правило, по принципу подчиненного регуB лирования параметров. Внешнему контуру скорости подчинен внутренний контур тока ротора. Структуры замкнутых систем регулиB рования АВК рассмотрены в работе [23]. В качестве приводного двигателя в схемах АВК используются АД с фазным ротором стандартной конструкции. Асинхронные венB тильные каскады нашли применение в ряде промышленных отраслей: – в энергетике для привода циркуляциB онных насосов, дутьевых вентиляторов, дымоB сосов и др. [22, 23]; – в горной и нефтяной промышленности для привода шахтных вентиляторов, дутьевых насосов, рудоразмольных мельниц [22]; – в цементной промышленности для привода вращающихся печей; – в машиностроении для стендов холодB ной и горячей обкатки двигателей внутреннего сгорания и в ряде других отраслей [1]. Диапазон мощностей электроприводов по схеме АВК, разработанных и внедренных в эксB плуатацию в России и странах СНГ, составляет от нескольких десятков до сотен и тысяч килоB ватт. Двигатель двойного питания. Двигатель двойного питания (ДДП) — система регулируеB мого электропривода переменного тока на базе АД с фазным ротором. Аналогично АВК, стаB торные обмотки двигателя подключены к пиB тающей сети непосредственно, а роторные — через преобразователь частоты (рис. 4.47).

Рис. 4.47. Схема двигателя двойного питания: UFa, UFb, UFc — выпрямители В отличие от системы АВК, где поток энерB гии скольжения направлен только в одну сторону (от ротора двигателя через инвертор в питающую сеть), в ДДП преобразователь обеспечивает двуB сторонний обмен мощности: как от ротора в сеть, так и в обратном направлении — с помоB щью преобразователя частоты с непосредственB ной связью. При этом добавочная ЭДС, вводиB мая в цепь ротора, может быть направлена проB тив ЭДС ротора Е2, согласно с ней и под некотоB рым углом (p - d) [4]. В общем случае E доб = Е доб e j ( p - d) . Ток ротора определяется из уравнения равновесия напряжений в контуре ротора I2 =

E 2 + E доб E 2к s - jj2 E доб j ( p - d- j2 ) , = е + е Z2 Z2 Z2

а его активная и реактивная составляющие равB ны соответственно: I 2а =

E 2к Z2

ù é E доб ê s cos j2 - E cos(d + j2)ú; 2к û ë

I 2р =

E 2к Z2

ù é Е доб ê s sin j2 - E sin(d + j2)ú. 2к û ë

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ПО СИСТЕМАМ ВЕНТИЛЬНОГО КАСКАДА И ДВИГАТЕЛЯ В последних формулах Z 2 = r2 + ( x 2 s)2 и r j2 = arccos 2 — соответственно полное соB Z2 противление и угол сдвига тока фазы ротора двигателя. Активная составляющая тока ротора опB ределяет момент ДДП и его механическую мощность на валу Pмех = Мw0(1 - s), а реактивная составляющая — реактивную мощность, циркулирующую в статорных и роB торных цепях двигателя. Скольжение, при котором момент, развиB ваемый ДДП, отсутствует, определяется по выB ражению s0 =

Е доб (cos d - sin d tg j2). Е 2к

Регулируя преобразователем амплитуду и фазу добавочной ЭДС, вводимой в цепь ротора, можно управлять активной и реакB тивной мощностями ДДП. При соответстB вующих значениях угла d активная составB ляющая тока ротора может быть отрицаB тельной при положительных скольжениях и положительной при отрицательных. Это озB начает, что в системе двойного питания АД может работать в несвойственных ему при обычных схемах подключения режимах: двигательном при сверхсинхронных скороB стях (w > w0 ) и генераторном при подсинB хронных (w< w0 ). Отдаваемая в питающую сеть мощность Pотд равна разности рекуперируемой мощности по цепи статора Р1 и мощности Pтр, потребляеB мой трансформатором из сети и направляемой в ротор АД: Pотд = P1 - Pтр. В двигательном режиме при w > w0 элекB тромагнитная мощность Рэ.м , поступающая в двигатель через статор, складывается с мощностью скольжения Рs , которая забираB ется через трансформатор и преобразоваB тель частоты из сети и направляется в ротор двигателя. Сумма этих мощностей преобраB зуется в механическую мощность на валу двигателя Pэ.м + Ps = Pмех.

299

Диапазон регулирования скорости ДДП определяется двумя параметрами: максимальB но возможными значениями частоты и амплиB туды ЭДС, формируемыми преобразователем частоты в роторе АД. Наибольший диапазон регулирования скоB рости D=

wmax 1 + | s0 max | . = wmin 1 - | s0 max |

E доб — E 2к абсолютное значение максимального скольB жения. Преобразователи частоты с непосредстB венной связью в большинстве случаев обеспеB чивают при частоте питания 50 Гц регулироваB ние частоты в пределах 20 Гц, что соответствуB ет максимально возможному скольжению двиB гателя | s0 max | = 0,4. При этом диапазон регулиB рования скорости ДДП В последней формуле | s0 max | =

D=

1,4w0 :. » 2,31 0,6w0

В зависимости от способа задания частоB ты f2 добавочной ЭДС различают два режима работы ДДП: синхронный и асинхронный. При синхронном режиме работы f2 задается с помощью преобразователя частоты независиB мо от скорости АД. Таким образом, каждому значению сигB нала управления соответствует определенная частота f2, а следовательно, и определенная скорость вращения АД, не зависящая от наB грузки w = w1 - w2, где w1 = 2 pf1 / pt и w2 = 2 pf2 / pt — синхронные скорости, определяемые частотами переменB ных в статоре и роторе и числом пар полюсов pt двигателя. ДДП при данном способе задания f2 раB ботает как синхронный двигатель. При асинхронном режиме ДДП частота добавочной ЭДС формируется преобразоватеB лем в соответствии с сигналом внутреннего контура регулирования скорости и всегда подB держивается равной частоте скольжения f2 = f1s. При этом ДДП работает как асинхронный, т.е. скольжение АД меняется при изменении нагрузки на его валу. Механические характеB ристики ДДП при синхронном и асинхронном

300

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 4.48. Механические характеристики электропривода по схеме ДДП при работе в синхронном (–––) и асинхронном (– –) режимах режимах работы изображены на рис. 4.48. Пуск ДДП до минимальной рабочей скорости проводится так же, как в схеме АВК (см. рис. 4.46). Аналогично АВК, ДДП обладает высоким КПД, так как преобразованию подвергается только часть потребляемой энергии, и высокой надежностью, связанной с возможностью рабоB ты электропривода в нерегулируемом режиме на скорости, близкой к синхронной, при выхоB де из строя преобразователя частоты. В отличие от АВК у ДДП имеется возможность регулироB вания значения коэффициента мощности в статорной цепи двигателя, а мощность преобB разователя частоты при одинаковом диапазоне регулирования скорости в 2 раза меньше благоB даря двухзонному регулированию. ДДП нашли применение в ряде промышB ленных отраслей: – в энергетике для приводов механизмов собственных нужд электростанций (циркуляциB онные насосы, тягодутьевые механизмы) [34]; – в качестве компенсаторов реактивной мощности, обеспечивающих повышение усB тойчивости и маневренности работы энергоB систем [3, 34]; – в машиностроении в качестве нагруB жающих устройств стендов для испытания двигателей внутреннего сгорания [1]. Перспективно также применение ДДП в роли источников электроэнергии в установB

ках малой энергетики (малые ГЭС, ветроB электроустановки, валогенераторные устаB новки) [32]. В этом случае АД работает генеB ратором во всем диапазоне изменения скороB сти первичного двигателя (турбины малой ГЭС, ветроколеса, главные судовые дизели), обеспечивая путем автоматического регулиB рования f2 постоянство частоты генерируемоB го напряжения. Установленная единичная мощность элекB троприводов и генераторных устройств на осB нове ДДП, разработанных и внедренных в эксB плуатацию в России и странах СНГ, составляB ет от нескольких сотен киловатт (приводы собственных нужд электростанций, нагружаюB щие устройства для испытания двигателей внутреннего сгорания) до тысяч киловатт (компенсаторы реактивной мощности в энерB госистемах). 4.6. АСИНХРОННЫЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД С ИМПУЛЬСНЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ Системы электропривода с импульсным регулированием. Сущность импульсного споB соба регулирования сводится к периодичеB скому изменению какихBлибо параметров электрических цепей двигателя, которое обеспечивает регулирование координат электропривода (скорости, тока, момента и т.д.). Такое управление может быть испольB

АСИНХРОННЫЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД С ИМПУЛЬСНЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ зовано для АД как с короткозамкнутым, так и с фазным ротором. При втором варианте можно уменьшить нагрев двигателя путем вынесения энергии скольжения за пределы двигателя в добавочные резисторы, вклюB чаемые в роторную цепь, либо инвертируя энергию в сеть. Принципиально импульсный регулятор может включаться в цепь переменного тока или через выпрямитель в цепь выпрямленноB го тока статора или ротора [26]. При включеB нии в цепь переменного тока в качестве имB пульсного регулятора используются обычные тиристоры с естественным запиранием при переходе тока через ноль. В случае включеB ния регулятора в цепь выпрямленного тока применяются быстродействующие тиристоры с узлом искусственной коммутации или силоB вые транзисторы. Наиболее простыми являются схемы с естественным запиранием тиристоров в роторB ной цепи, реализующие так называемое имB пульсноBключевое регулирование [24] и исB пользуемые в крановом электроприводе для получения жестких механических характериB стик на пониженной скорости [11]. Принципиальная схема одного из вариB антов электропривода с импульсноBключевым регулированием приведена на рис. 4.49, а. В роторную цепь АД М через полууправляеB мый трехфазный мостовой выпрямитель, соB

301

стоящий из катодной группы силовых диодов VD1–VD3 и анодной группы тиристоров VS1– VS3, включен силовой резистор R1. Анодная группа маломощных диодов VD4–VD6 совмеB стно с катодной группой диодов VD1–VD3 обB разует неуправляемый трехфазный мостовой выпрямитель, от которого получает питание высокоомный потенциометр RP. Напряжение US, снимаемое с этого поB тенциометра и пропорциональное скольжеB нию ротора при запертых тиристорах VS1– VS3, подается на вход релейного элемента A. С помощью последнего формируются жестB кие характеристики, например 3 или 4 (рис. 4.49, б) в зависимости от уровня сигнаB ла задания скольжения Us з (рис. 4.49, а), коB торые располагаются между реостатными хаB рактеристиками 1 (с добавочными резистоB рами R2 в фазах ротора и R1 в цепи выпрямB ленного тока) и 2 (с добавочными резистораB ми R2 в фазах ротора и RP в цепи выпрямB ленного тока ротора). Пуск на естественную характеристику осуществляется с помощью контактов КМ1 и КМ2, последовательно шунтирующих ступени сопротивлений R1 (выход на характеристику 5) и R2 в роторной цепи (выход на естественную характеристику), как и при обычном реостатB ном регулировании. К достоинствам рассмотренного электроB привода с импульсноBключевым регулироваB

Рис. 4.49. Схема (а) и механические характеристики (б) асинхронного электропривода с импульсноключевым регулированием

302

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

нием можно отнести простоту схемного решеB ния, обеспечивающего значительное расширеB ние диапазона регулирования скорости по сравнению с обычным реостатным способом; к недостаткам — узкую область регулироваB ния, находящуюся между реостатными харакB теристиками 1 и 2, и ограниченные возможноB сти в отношении регулирования тока и моB мента двигателя, которые при работе на хаB рактеристиках 3 и 4 имеют прерывистый хаB рактер [24]. Прерывистость момента ведет к появлению вибрации и ударов в передачах, особенно ощутимых в зоне больших нагрузок двигателя. Перечисленные недостатки отсутствуют в схемах с включением импульсного регуляB тора в цепь выпрямленного тока, где частота коммутации не зависит от частоты переменB ного тока и может выбираться весьма высоB кой (>1000 Гц), исходя, например, из допусB тимых значений пульсаций выпрямленного тока ротора. Это открывает широкие возможB ности для формирования требуемых статичеB ских и динамических характеристик электроB привода [11, 12]. Электропривод с импульсным регулято ром в цепи выпрямленного тока ротора. ПринB ципиальная схема асинхронного электроB привода с импульсным регулятором в цепи выпрямленного тока ротора приведена на рис. 4.50, а. В цепь ротора двигателя М вклюB чен неуправляемый трехфазный мостовой выпрямитель UZ. К его выходу подведена RCцепь из резисторов R1, R2 и конденсатоB ра C, периодически шунтируемая импульсB ным регулятором UR. При некоторой нагрузB ке двигателя, например большей номинальB

ной, часть этой цепи закорачивается тириB стором VS и периодически шунтируемой стаB новится Rцепь (резистор R1). ИспользоваB ние при больших нагрузках периодически шунтируемой RCцепи приводит к завышеB нию емкости конденсатора С. В качестве импульсного регулятора UR может служить быстродействующий тиристор с узлом искусственного гашения или силовой транзистор. При отпирании UR периодически шунтируемая цепь закорачивается и выпрямB ленный ток ротора нарастает по экспоненте, стремясь к максимальному значению при данB ном скольжении. При запирании UR выпрямленный ток ротора спадает, стремясь к установившемуся значению, определяемому сопротивлением R1 при данном скольжении (для шунтируемой RCцепи — к нулю). Таким образом, периодически отпирая и запирая UR с определенной частотой и скважB ностью, представляющей собой отношение времени включенного состояния UR ко времеB ни периода коммутации, можно регулировать среднее значение выпрямленного тока ротора. При этом достигается эффект плавного регуB лирования активного сопротивления в роторB ной цепи. Область регулирования располагается в зоне перемещения реостатной характериB стики при изменении добавочного сопроB тивления от Rдоб = 0 до R1 для шунтируемой RBцепи и от Rдоб = 0 до Rдоб ® ¥, т.е. до оси скоростей, для шунтируемой RCцепи (рис. 4.50, б). Если управление регулятором проводить в функции от выпрямленного тока ротора,

Рис. 4.50. Схема (а) и механические характеристики (б) асинхронного электропривода с импульсным регулятором в цепи выпрямленного тока ротора

АСИНХРОННЫЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД С ИМПУЛЬСНЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ поддерживая постоянным его среднее значеB ние, то можно получить характеристики двиB гателя с постоянным моментом (характеристиB ка 1 — при шунтировании RCцепи и 2 — при шунтировании RBцепи, см. рис. 4.50, б). ЖестB кие характеристики двигателя 3 и 4 получаютB ся путем применения обратной связи по скоB рости или скольжению. Включение импульсного регулятора в цепь выпрямленного тока ротора позволяет реализовать схему электропривода с рекупеB рацией энергии скольжения в сеть (рис. 4.51). Для этого в схему вместо шунтируемой R

Рис. 4.51. Асинхронный электропривод с им пульсным регулятором и рекуперацией энергии скольжения в сеть

303

или RCBцепи через отсекающий диод VD и LCBфильтр включается ведомый сетью инB вертор UV. ЭДС инвертора неизменна и соB ответствует минимальному углу опережения отпирания тиристоров b, что обеспечивает минимальное потребление инвертором реакB тивной мощности. Регулирование среднего значения ЭДС инвертора и координат элекB тропривода в этой схеме осуществляется пуB тем изменения скважности работы импульсB ного регулятора UR. Построение замкнутых систем электро привода. Применение обратных связей в асинхронном электроприводе с импульсным регулятором в цепи выпрямленного тока роB тора позволяет осуществить автоматическое регулирование координат электропривода по желаемому закону. В работе [12] проведен анализ возможных принципов построения замкнутых систем электропривода и показаB на целесообразность применения двухконB турной структуры с внутренним быстродейB ствующим релейным контуром тока, обеспеB чивающим форсированное астатическое реB гулирование тока и момента двигателя, и внешним контуром регулирования скорости или скольжения. Функциональная схема такого асинхронB ного электропривода с обратной связью по скольжению приведена на рис. 4.52. УправлеB ние регулятором UR осуществляется по релейB

Рис. 4.52. Функциональная схема асинхронного электропривода с обратной связью по скольжению

304

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

ному принципу в функции выпрямленного тоB ка ротора Id. Если сигнал обратной связи по выпрямленному току ротора U I¢ , снимаемый с шунта RS, достигнет заданного уровня токоB ¢ , то на выходе релейного элеB ограничения U Iз мента А2 появится сигнал, который через формирователь импульсов А3 закроет имB пульсный регулятор UR. Выпрямленный ток ротора при этом начнет уменьшаться, и, когда ¢ , релейный элемент возB U I¢ станет меньше U Iз вратится в исходное состояние, открыв регуB лятор UR. Ток ротора при этом начнет нарасB тать, опять сработает релейный элемент, и процессы повторятся. Сигнал US обратной связи по скольжеB нию получается суммированием сигнала UU по выпрямленному напряжению, снимаемому с потенциометра RP, с сигналом UI по выB прямленному току и его производной, снимаеB мым с шунта RS. Сигнал UI формируется поB средством форсирующего звена с постоянной времени Тэф, равной электромагнитной постоB янной двигателя согласно схеме замещения по цепи выпрямленного тока ротора [12]. Сигнал управления Uу получается как разность между положительным сигналом US и отрицательным задания скольжения USз. Применение рассмотренной обратной связи по скольжению, которая характеризует скольжение двигателя с некоторой ошибкой, ограничивает диапазон регулирования скороB сти значением (12…15):1 при статизме нижB ней характеристики до 10 %. Если требуется больший диапазон, то используется отрицаB тельная обратная связь по скорости от тахоB генератора [12]. Регулирование скорости асинхронных электроприводов импульсными методами осуществляется при неизменной угловой скорости магнитного поля двигателя и соB провождается выделением в роторной цепи при работе на пониженной скорости значиB тельной мощности скольжения, которая лиB бо теряется в виде теплоты в добавочных реB зисторах, либо рекуперируется в сеть инверB тором. Для ряда механизмов, где в процессе выполнения производственного цикла треB буется кратковременная работа на пониженB ной скорости (до 10%), применение электроB привода без рекуперации энергии скольжеB ния в сеть не приводит к существенному снижению циклового КПД и дает наибольB ший экономический эффект по сравнению с другими системами.

Наличие выпрямителя в роторной цепи позволяет органично использовать в электроB приводе с импульсным регулятором в цепи выпрямленного тока ротора динамическое торможение с самовозбуждением, применение которого вместо торможения противовключеB нием повышает энергетические показатели. Перспективно применение многодвигаB тельных асинхронных электроприводов с паB раллельным соединением роторных выпрямиB телей и общим импульсным регулятором в цеB пи выпрямленного тока роторов. В таких элекB троприводах простым способом достигается определенное согласование скоростей двигатеB лей, достаточное для ряда механизмов, наприB мер передвижения козловых и мостовых краB нов, перегружателей и др. [11, 35]. В такой системе с помощью обратной связи по скорости или скольжению может быть сформирована жесткая характеристика пониженной скорости одного из двигателей, который будем называть ведущим, а скорость остальных двигателей согласуется определенB ным образом со скоростью ведущего двигатеB ля путем сравнения выпрямленных напряжеB ний роторов. На рис. 4.53, а представлена схема мноB годвигательного асинхронного электроприB вода, который состоит в общем случае из n АД M1, M2, …, Мn, в роторные цепи которых включено n неуправляемых трехфазных мосB товых выпрямителей UZ1, UZ2, …, UZn. ВыB ходы выпрямителей подключены параллельB но друг другу к общей цепи выпрямленного тока, включающую в себя шунтируемую коммутатором UR цепь. В данном случае изображена шунтируемая RCBцепь, хотя моB жет быть использована и Rцепь. Для получения заданной пониженной скорости ведущего двигателя M1 в блок управления A1 подаются задающий сигнал USз и сигналы обратных связей по напряжеB нию Ud и току ротора Id1, с помощью которых формируется обратная связь по скольжению ведущего двигателя. На интервале изменения скорости ведущего двигателя от w1 до w2 форB мируется его жесткая характеристика 1 в замкнутой системе, представленная на рис. 4.53, б (кривые 2–4 — характеристики в разомкнутой системе). Допустим, что ведущий двигатель работаB ет в точке b с моментом на валу Mb. Тогда раB бочие точки ведомых двигателей располагаютB ся на характеристике 4.53, б в соответствии с

АСИНХРОННЫЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД С ИМПУЛЬСНЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ

305

Рис. 4.53. Схема (а) и механические характеристики (б) многодвигательного асинхронного электро привода с общим импульсным регулятором в роторной цепи моментом сопротивления на валу каждого из них. В рассматриваемой системе разность скоB ростей двигателей при неравной нагрузке на валах меньше, чем в схеме с двумя автономныB ми приводами без параллельного соединения роторных выпрямителей. При наличии мехаB нической связи, например через металлоконB струкцию крана, происходит перераспределеB ние нагрузки между двигателями в сторону выравнивания, что также способствует соглаB сованию их скоростей. Расчетная схема двухмассовой упругой системы рассматриваемого электропривода даB на на рис. 4.54 применительно к механизму передвижения противоположных опор, наприB мер, мостового или козлового крана.

Рис.4.54. Расчетная схема двухмассовой упру гой системы электропривода

Пуск замкнутой системы при неравенстве нагрузок на валах Мс1 > Мс2 и соответствуюB щих моментах инерции J1 > J2, приведенных к валам двигателей, показывает, что на всем протяжении пуска моменты двигателей пракB тически совпадают. Момент упругого взаимоB действия М12 = с12Dj (где Dj — угловое рассоB гласование положения роторов, с12 — жестB кость металлоконструкции) разгружает более нагруженный двигатель М1 и нагружает М2. В результате этого, а также вследствие паралB лельного соединения роторных выпрямителей установившиеся значения моментов и скороB стей одинаковы, а рассогласование линейных перемещений ходовых колес, пропорциональB ное Dj, от которого зависит перекос опор, наB ходится в допустимых пределах. Установлено, что наилучший характер переходных и установившихся процессов имеB ет место в замкнутой системе с отрицательной обратной связью по средней скорости или ЭДС (скольжению) двигателей. Из неблагоприятных факторов, к котоB рым относятся неравномерная нагрузка двигаB телей, начальное угловое рассогласование роB торов и неравномерный износ ходовых колес противоположных опор, основное влияние оказывает неравенство нагрузок, к которому данный привод некритичен и сохраняет рабоB тоспособность при большом их разбросе. СлеB дующий по значимости фактор — износ ходоB вых колес — проявляется в конце переходных процессов, когда моменты и скорости двигатеB

306

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

лей устанавливаются неодинаковыми. ПосредB ством разных угловых скоростей выравниваB ются линейные скорости, а небольшое значеB ние Dj приводит к незначительному перекосу крановых опор. Асинхронный электропривод с паралB лельным соединением роторных выпрямитеB лей и общим импульсным регулятором предB почтителен для механизмов с упругой связью (например, механизмов передвижения мостоB вых или козловых кранов), так как обеспечиB вает заданный цикл работы без существенных механических перегрузок и перекосов. Применение импульсного регулятора в цепи выпрямленного тока ротора позволило разработать крановые асинхронные электроB приводы, удовлетворяющие надлежащим треB бованиям и способные обеспечить максиB мальную производительность крановых мехаB низмов [11]. Можно отметить следующие их достоB инства: – высокие регулировочные свойства, даюB щие возможность плавно регулировать коордиB наты электропривода в широком диапазоне по желаемому закону; – получение жестких механических хаB рактеристик без применения тахогенератора; – ограничение колебаний момента двигаB теля путем реализации предварительного вклюB чения статора; – уменьшение перекосных нагрузок в конB струкции крана с многодвигательным электроB приводом; – повышение энергетических показатеB лей электропривода как путем применения торможения с самовозбуждением, так и поB средством уменьшения числа включений вследствие более точного управления элекB троприводом. Перспективно применение асинхронных электроприводов с импульсным регулятором в цепи выпрямленного тока ротора и для мехаB низмов, не требующих глубокого регулироваB ния скорости: конвейеров, вентиляторов и т.п. При освоенном в настоящее время сеB рийном производстве силовых полупроводниB ковых приборов на тысячи ампер и тысячи вольт в единичном исполнении (IGBTBтранзиB сторы) максимальная мощность асинхронных электроприводов с импульсным регулятором в цепи выпрямленного тока ротора, в том числе с высоковольтными двигателями, может преB вышать тысячу киловатт.

4.7. АСИНХРОННЫЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД С ФАЗОВЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ В РОТОРНОЙ ЦЕПИ Областью применения асинхронного элекB тропривода с фазовым регулированием в роторB ной цепи являются механизмы с небольшой продолжительностью работы на пониженной скорости (до 10% от времени производственного цикла). К ним относятся, например, крановые механизмы, лебедки буровых установок, шахтB ные подъемники, шлюзовые механизмы, конB вейеры и другие механизмы, в которых традициB онно используются АД с фазным ротором и реостатным регулированием. Диапазон регулиB рования мощности составляет от десятков до тысяч киловатт; диапазон регулирования скороB сти в замкнутой системе без применения тахогеB нератора 10:1, с тахогенератором 20:1 и выше. Фазовое регулирование в роторной цепи может быть реализовано по одному из двух осB новных схемных вариантов: с использованием фазового роторного преобразователя либо управB ляемого трехфазного мостового выпрямителя. На рис. 4.55, а изображена схема фазового роторного преобразователя U, силовая часть коB торого состоит из трех пар встречноBпараллельно соединенных тиристоров или трех симисторов, включенных в звезду либо треугольник (возможB на замена одного из тиристоров в каждой паре на диод). Включение указанных вентилей в звезду эквивалентно трехфазному мостовому выпрямиB телю с короткозамкнутым выходом, т.е. является частным случаем второго варианта. Полностью или полууправляемый трехB фазный мостовой выпрямитель UZ представлен на рис. 4.55, б, причем во втором случае упроB щается система импульсноBфазового управлеB ния, уменьшается потребление реактивной мощности, но ухудшается коэффициент искаB жения изBза появления в фазном токе помимо нечетных еще и четных гармоник. ПреимущеB ствами силовой схемы с UZ являются более простая возможность выделения сигнала обратB ной связи по ЭДС ротора (что позволяет исB ключить потребность в тахогенераторе) и исB пользование тиристоров для шунтирования доB бавочных резисторов вместо контакторов. Ступени добавочных резисторов R1–R3 служат для снижения потерь в двигателе, уменьшения мощности вентилей и расширения диапазона регулирования момента при работе на характеристиках с пониженной скоростью. Ступени R1 и R2 выводятся путем шунтироваB

АСИНХРОННЫЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД С ФАЗОВЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ

307

Рис. 4.55. Схемы асинхронного электропривода с фазовым регулированием в роторной цепи: а — с фазовым роторным преобразователем; б — с мостовым выпрямителем ния контакторами (КМ1 и КМ2 на рис. 4.55, а) либо тиристорами (VS1 и VS2 на рис. 4.55, б). Невыключаемая ступень R3 предназначеB на для снятия с колец ротора напряжения, синхронизирующего включение управляемых вентилей U или UZ с частотой фазных ЭДС ротора. При продолжительной работе АД с выB сокой скоростью кольца ротора могут быть заB корочены с помощью контактора для уменьB шения нагрузки вентилей. При постоянстве добавочного сопротивB ления скорость двигателя регулируется путем

изменения угла управления вентилей от миниB мального до максимального значения, в реB зультате чего изменяются фаза протекания тоB ка в роторе и его действующее значение, а слеB довательно, и момент двигателя. Обычно в схемах, представленных на рис. 4.55, применяB ется естественная коммутация вентилей, часB тота которой для тиристоров составляет 0…50 Гц в двигательном режиме, что позволяB ет использовать низкочастотные тиристоры. На рис. 4.56 изображена функциональная схема замкнутой системы с фазовым регулироB

Рис. 4.56. Функциональная схема замкнутой системы

308

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

ванием в роторной цепи. Силовая часть содерB жит АД М, в цепь фазного ротора которого включен управляемый трехфазный мостовой выпрямитель UZ с нагрузкой в виде последоB вательного соединения добавочного резистора R и сглаживающего дросселя L. Две ступени сопротивления R шунтируются тиристорами ускорения VS1 и VS2, которые могут быть заB менены контакторной группой. Управляющая часть состоит из блока А, в состав которого входят задатчик интенсивB ности, суммирующий усилитель либо соотB ветствующие регуляторы, система импульсB ноBфазового управления (СИФУ) вентилями мостового выпрямителя UZ и формирователь импульсов управления Uу2 тиристорами усB корения. СИФУ в общем случае представляет соB бой многоканальную синхронную систему, в которой отсчет угла управления проводится по вертикальному принципу для каждого из шести вентилей UZ. Синхронизирующий сигB нал линейного напряжения роторной цепи Uс, поступающий из блока маломощных трансформаторов Тр, служит для формироваB ния начала отсчета углов управления вентиB лями UZ. Поскольку период Uс зависит от частоты, а следовательно, и от скольжения ротора, то с целью однозначного соответстB вия между значением управляющего напряB жения Uу1 и углами управления вентилями на генератор пилообразного напряжения, входяB щий в состав СИФУ, подается корректируюB щий сигнал Uf, который обеспечивает постоB янство максимума пилообразного напряжеB ния независимо от частоты роторного напряB жения. На вход блока А поступают сигналы задаB ния скорости или скольжения Uз и обратных связей, которые в общем случае могут быть следующими: по скорости двигателя Uо.с с выB хода тахогенератора BR, по выпрямленному напряжению ротора Uо.н с выхода маломощноB го трехфазного мостового выпрямителя в блоB ке Тр и по выпрямленному току ротора Uо.т. Обратная связь по скольжению формируется при помощи сигналов Uо.н и Uо.т. Выбор вида конкретных обратных связей зависит от вариB анта замкнутой системы. На рис. 4.57 в относительных единицах для скорости w* = w / w0 и момента М* = М /M ном изображены механические характеристики краB нового АД в разомкнутой и замкнутой системах управления.

Рис. 4.57. Механические характеристики элек тропривода с фазовым регулированием в ротор ной цепи Замкнутая система автоматического регуB лирования дает возможность получить плавное регулирование скорости с требуемым диапазоB ном и плавный пуск с заданным ускорением, ограничить ток ротора, сформировать требуеB мое качество переходных процессов, а также реализовать регулируемые асинхронные элекB троприводы значительной мощности, в том числе и с высоковольтными двигателями. Для двухдвигательного электропривода фазовое реB гулирование в роторной цепи может использоB ваться в системе электрического вала с основB ными рабочими машинами. На рис. 4.58 для механизма передвижеB ния крана, производственный цикл которого состоит из движений на основной (близкой к номинальной) и пониженной wпон = 0,1wном скоростях, приведены зависимости цикловых значений КПД hц и cos jц от относительной продолжительности работы eц на пониженной скорости при номинальной нагрузке и введеB нии добавочного сопротивления на пониженB ной скорости. Указанные зависимости поB строены для асинхронных электроприводов с фазовым регулированием в роторных и стаB торных цепях (кривые 1 и 2 соответственно) и с импульсным регулированием в роторной цеB пи (кривые 3). Из рис. 4.58 видно, что энергетические показатели асинхронного электропривода с фазовым регулированием в роторе несколько ниже, чем в других системах. Поскольку отноB сительная продолжительность работы на поB ниженной скорости с добавочным сопротивB лением в роторе обычно £10…15 %, значения КПД и cos j у системы с фазовым регулироваB нием в роторе отличаются от аналогичных поB казателей других систем менее чем на 5…7 %. Это свидетельствует о том, что указанные сисB темы по энергетическим показателям практиB чески равноценны.

АСИНХРОННЫЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД С ФАЗОВЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ

309

Рис.4.58. Зависимости энергетических показателей от относительной продолжительности работы на пониженной скорости: а — КПД hц; б — cos jц В табл. 4.4 приведены результаты сравнеB ния свойств асинхронных электроприводов с фазовым регулированием в статорной цепи, фазовым и импульсным регулированием в роB торной цепи. Основные достоинства фазового регулиB рования в роторной цепи следующие:

по сравнению с фазовым регулированием в статорной цепи: – меньшее влияние высших гармоник на сеть, т.е. лучшая электромагнитная совместиB мость; – возможность использования динамичеB ского торможения с самовозбуждением вместо

4.4. Сравнительная оценка способов регулирования Особенности способа регулирования

Тип двигателей

Тип силовых полуB проводниковых приборов

Способ регулирования фазовое в статорной цепи

АД с короткозамкнутым или фазным ротором

С частотой сети

Быстродействующие полуB проводниковые приборы с принудительной коммуB тацией при их неполной управляемости

Необходим реверсор (полупроводниковый или контакторный) в статорной цепи С частотой ротора (сложнее)

Влияние гармоник Все высшие гармоники Уменьшается влияние напряжения (тока) влияют непосредственно в результате фильтB на сеть на сеть рующего действия АД

Согласование скоB ростей в многодвиB гательных электроB приводах

импульсное в роторной цепи

АД с фазным ротором. Возможна работа с высоковольтными АД

Полупроводниковые приборы обычного типа с естественной коммутацией (исключая вариант ШИМ)

Возможна при использоB Работа привода в чеB вании реверсивного преB тырех квадрантах образователя напряжения Синхронизация СИФУ

фазовое в роторной цепи

Не требуется Наименьшее влияние в результате фильтруюB щего действия АД

Синхронное вращение в системе электрического вала с рабочими машинами Только посредством системы управления

–

«Мягкое» согласование скоростей при параллельB ном соединении роторных выпрямителей и с общим импульсным регулятором

310

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

энергозатратного торможения противовключеB нием; – возможность синхронного и синфазноB го вращения двигателей в системе электричеB ского вала с рабочими машинами; по сравнению с импульсным регулироваB нием в цепи выпрямленного тока ротора: – использование низкочастотных тириB сторов вместо высокочастотных управляемых вентилей на большие токи; – отсутствие конденсатора в цепи выB прямленного тока ротора, что улучшает массоB габаритные показатели электропривода. 4.8. МНОГОДВИГАТЕЛЬНЫЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД ПО СИСТЕМЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКОГО ВАЛА Назначение систем электрического вала. Многодвигательный электропривод по систеB ме электрического вала применяется для осуB ществления одинаковых или пропорциональB ных законов движения нескольких механизB мов, не имеющих механической связи, наB пример затворов шлюзов, разводных мостов, агрегатов крупных обрабатывающих станков, некоторых конвейеров и т.п. В таких систеB мах для согласованного вращения отдельных механизмов используется не механическая передача, а синхронная электрическая связь, которую называют электрическим валом. Для реализации этой связи, как правило, испольB зуются асинхронные машины, поскольку в случае применения синхронных машин при нулевой скорости синхронизирующий моB мент системы также равен нулю и, следоваB тельно, синхронный пуск механизмов невозB можен. Можно выделить три основные схемы электрического вала: 1) с уравнительными машинами, или уравнительный электричеB

ский вал; 2) с асинхронным преобразоватеB лем частоты и машинами двойного питаB ния — дистанционный электрический вал; 3) с общим реостатом — рабочий электричеB ский вал. Электрический вал может быть применен для систем с любым числом агрегатов, скорость вращения которых должна быть согласована, однако здесь рассматриваются наиболее проB стые схемы с двумя агрегатами. Система электрического вала с уравнитель ными асинхронными машинами (уравнительный электрический вал). Принципиальная схема электрического вала с уравнительными асинB хронными машинами приведена на рис. 4.59. Каждый из двух агрегатов содержит произB водственный механизм (ПМ1, ПМ2), основB ной рабочий двигатель (Д1, Д2), которым моB жет быть любой двигатель, в том числе и неB электрический, и уравнительную машину (УМ1, УМ2). В качестве уравнительных маB шин используются обычно одинаковые АД с фазным ротором, статорные обмотки котоB рых присоединяются параллельно к сети пеB ременного тока, а роторные соединяются меB жду собой встречно. В обеих уравнительных машинах, подB ключенных к сети, наводятся одинаковые магB нитные поля с равными частотами, вреB меннÏм и пространственным расположением. При одинаковом относительном положении обмоток статора и ротора и одинаковом скольB жении в обмотках роторов будут наводиться равные по амплитуде и совпадающие по фазе ЭДС: Е 2( 1) = Е 2( 2) = Е 2к s, где Е 2( 1) , Е 2( 2) — ЭДС фазы ротора первой и второй машин; Е 2к — ЭДС фазы ротора при неподвижном двигатеB ле; s — скольжение. Если роторные обмотки включены встречB но, то Е 2( 1) + Е 2( 2) = 0 и ток в них протекать не будет (I 2 = 0). Следует отметить, что такие услоB

Рис. 4.59. Схема электрического вала с уравнительными машинами

МНОГОДВИГАТЕЛЬНЫЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД

311

Рис. 4.60. Векторная диаграмма электрического вала с уравнительными асинхронными машинами (а) и зависимости моментов уравнительных машин от угла q (б) вия могут возникнуть, когда статические моменB ты на валах двигателей Мс1 и Мс2 равны. Если, например, момент Мс1 станет больB ше Мс2, то ротор уравнительной машины УМ1 отстанет от ротора УМ2 и вектор ЭДС ротора Е 2( 1) будет сдвинут в сторону опережения по отношению к Е 2( 2) на угол q, в результате чего появляется разность ЭДС DЕ 2 и начинает проB текать уравнительный ток I 2, отставая по фазе от DЕ 2 на угол j (рис. 4.60, а). Проекция вектора I 2 на вектор Е 2( 1) полоB жительна, а на вектор Е 2( 2) отрицательна, что свидетельствует о работе УМ1 в двигательном режиме, а УМ2 — в генераторном. Поскольку моменты асинхронных машин УМ1 и УМ2 пропорциональны активным соB ставляющим тока I 2, то, определив их как проB екцию вектора I 2 на вектор ЭДС соответстB вующей машины, можно получить после преB образований следующие выражения для моB ментов машин УМ1 и УМ2: М УМ1 = М ас + М син ;ü ý М УМ 2 = М ас - М син ,þ

(4.69)

М М s (1 - cosq) и М син = sin q — соB 2 2 sк ответственно асинхронный и синхронизиB рующий моменты уравнительной машины; 2Мк — момент уравнительной маB М= s / sк + sк / s шины в естественной схеме включения; Мк и sк — соответственно критический момент и критическое скольжение уравнительных маB шин в естественной схеме включения. где М ас =

Синхронизирующий, или уравнительB ный, момент системы определяется как разB ность моментов уравнительных машин: М Sсин = М УМ1 - М УМ2 = s 2Мк s =М sin q = sin q. sк s/ sк + sк / s sк Максимальное значение синхронизируюB щего момента системы имеет место при q = p/2: М Sсин max = 2 М к / (1 + sк2 / s 2), т.е. максимальный уравнительный момент сисB темы растет с увеличением скольжения, стреB мясь к значению 2Мк при s ® ¥. Асинхронная составляющая обеих уравB нительных машин действует в направлении вращения вала, вызывая ускорение агрегатов. Зависимости моментов уравнительных машин от угла q показаны на рис. 4.60, б. При изменении q в пределах от 0 примерно до 0,8p момент опережающей машины (УМ2) отрицаB тельный, а при 0,8p < q < p становится полоB жительным, момент же отстающей машины (УМ1) на всем интервале изменения q от нуля до p положительный. При q > p/2 уравнительB ный момент системы уменьшается и электриB ческий вал разрушается. Таким образом, при реальных углах рассоB гласования q < p/2 отстающая машина работает в двигательном режиме, а опережающая — в торB мозном, чем обеспечивается не только синхронB ное, но и синфазное вращение обоих агрегатов. Поскольку уравнительный момент систеB мы зависит от скольжения, то для его увеличеB ния при данной скорости вращения можно

312

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

выбрать уравнительные машины более быстB роходные, чем рабочие машины. Но на пракB тике чаще используют вращение уравнительB ных машин против поля, при котором s > 1. В этом случае появляется возможность применения в качестве УМ1 и УМ2 тихоходB ных машин с бoльшим числом пар полюсов pt для увеличения допустимого электрического угла рассогласования q, а следовательно, и уравнительного момента системы при заданB ном допустимом геометрическом угле рассоB гласования q г. доп (q = pt q г. доп ). Это преимущеB ство существенно сказывается в тех случаях, когда значение допустимого угла q заметно меньше так называемого номинального угла рассогласования qном, при котором в роторах уравнительных машин течет номинальный ток. Обычно qном для различных машин нахоB дится в пределах 25…35 эл. град. Система вращения против поля устойчиB ва при внезапных изменениях нагрузки. ПроB исходящий при этом переходный процесс обычно имеет форму быстро затухающих колеB баний. Некоторым недостатком при вращении уравнительных машин против поля является увеличение потерь в стали ротора при s > 1, однако в силу значительных преимуществ эта система получила исключительное большое применение на практике. Пуск системы электрического вала с уравB нительными машинами производится в следуюB щем порядке. Сначала выполняется согласоваB ние положения роторов уравнительных машин, называемое фазировкой, целью которого являетB ся доведение начального угла рассогласования до минимального значения. Для этого до пуска рабочих машин подключаются к сети только уравнительные машины. Если начальный угол рассогласования имеет значение, близкое к p, то сначала моменты будут иметь одинаковые знаки

и машины начнут вращаться в одном направлеB нии при токе ротора, практически равном току короткого замыкания. Чтобы избежать этого явления, необходиB мо статоры уравнительных машин подключить к сети сперва на две фазы. При таком включеB нии моменты уравнительных машин имеют различные знаки для всех значений q и машиB ны после включения сразу начинают вращаться навстречу друг другу. При этом они приобретаB ют некоторое количество кинетической энерB гии и по инерции могут пройти дальше соглаB сованного положения. Угол q становится отриB цательным, моменты уравнительных машин также меняют знаки, и машины опять начинаB ют вращаться навстречу друг другу. Угол рассогласования, при котором проB изойдет останов вала, определится статичеB ским моментом менее нагруженной машины. Затем подключаются к сети третьи фазы статоB ров уравнительных машин, в результате чего угол рассогласования может уменьшиться. ДаB лее включаются рабочие двигатели и происхоB дит согласованный пуск обоих агрегатов. Для регулирования скорости агрегатов необходимо одновременно регулировать скоB рость обоих рабочих двигателей, что может быть сопряжено с определенными неудобстваB ми при практической реализации. Система электрического вала с преобразо вателем частоты и машинами двойного питания (дистанционный электрический вал). В тех слуB чаях, когда требуется широкое регулирование скорости агрегатов и мощности основного раB бочего двигателя и остальных агрегатов сущеB ственно различаются, применяется система дистанционного электрического вала. Принципиальная схема электрического вала с преобразователем частоты и машинами двойного питания представлена на рис. 4.61.

Рис. 4.61. Схема электрического вала с преобразователем частоты и машинами двойного питания

МНОГОДВИГАТЕЛЬНЫЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД В качестве рабочего двигателя Д, приводящеB го в движение основной агрегат с рабочим механизмом ПМ и преобразователем частоты ПЧ, может использоваться любой двигатель, в том числе неэлектрический. ПреобразоваB тель частоты ПЧ (иногда его называют дат чиком) так же, как и машины двойного питаB ния М1, М2 и т.д., приводящие в движение остальные механизмы: ПМ1, ПМ2 и т.д., представляют собой обычные АД с фазным ротором. Роторные цепи машин М1, М2 и т.д. (приемников) соединены встречно с роB торной цепью ПЧ, а статорные цепи всех маB шин подключены параллельно друг другу к сети переменного тока. Иногда механизм ПМ может вообще отсутствовать и рабочий двигаB тель Д приводит в движение только преобраB зователь частоты ПЧ. В этой системе, как и в системе с уравB нительными машинами, может применяться вращение машин как по полю, так и против него, однако направление потока энергии здесь неизменно: от датчика ПЧ к приемниB кам М1, М2 и т.д., которые, работая двигатеB лями в режиме машины двойного питания, вращают производственные механизмы ПМ1, ПМ2 и т.д. Вращающий момент двигателейBприемB ников дистанционного электрического вала определяется из выражения (4.69) для моB мента отстающей уравнительной машины МУМ1. Все они работают с одинаковой скоB ростью, равной скорости вращения рабочего двигателя Д, но роторы их сдвинуты в проB странстве относительно ротора ПЧ на некоB торые углы в соответствии с нагрузкой на валу каждого из них. Увеличение нагрузки на валу одного из двигателей приводит к возрастанию угла ПЧ и данного двигателя, к увеличению тока ротора и развиваемого двигателем момента. Для регулирования скорости дистанционB ного электрического вала необходимо регулиB ровать скорость лишь одного рабочего двигаB теля Д, что является несомненным достоинстB вом этой системы. Перед пуском дистанционного электриB ческого вала сначала проводится согласование положения роторов ПЧ и машин двойного пиB тания путем подключения их статоров к пиB тающей сети на две фазы. После того как роB торы займут согласованное положение, подB ключаются к сети третьи фазы статоров, а заB тем осуществляется согласованный пуск всей

313

системы путем включения основного рабочего двигателя Д. Система электрического вала с общим реостатом (РЭВ). Схема РЭВ с общим реостаB том изображена на рис. 4.62. РЭВ состоит из двух (M1 и M2) или нескольких одинаковых асинхронных машин с фазным ротором, стаB торные цепи которых подключены паралB лельно к сети, а роторные обмотки соединеB ны встречно друг другу и замкнуты на общий реостат Rр , регулируемый, как правило, стуB пенчато. Этот способ построения электричеB ского вала относительно дешев, поскольку главные приводные двигатели выполняют одB новременно функции как рабочих, так и уравнительных машин [33]. На основании упрощенной схемы замеB щения роторных цепей двигателей можно получить выражения для роторных токов I 2( 1) и I 2( 2) (см. рис. 4.60). Подобно системе элекB трического вала с уравнительными машинаB ми, эти токи позволяют определить моменты М1 и М2 АД: M1 = M ас + М син ; M 2 = M ас - М син

(4.70)

где в данном случае асинхронный момент двиB гателя æ 1 - cos q ö 1 + cos q М ас = М к çç + ÷÷; s s + s s s s + s s / / / / к к к.и к.и è ø синхронизирующий момент двигателя æ ö 1/ sк 1/ sк.и М син = М к s sin qçç ÷÷; s s + s s s s + s s / / / / к к к.и к.и è ø

Рис. 4.62. Схема РЭВ с общим реостатом

314

sк.и = sк

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ R2 + 2Rр

— критическое скольжение R2 на искусственной реостатной характеристике (здесь R2 — сопротивление фазы ротора двиB гателя). Как и в системе электрического вала с уравнительными машинами, при равенстве статических моментов на валах двигателей синхронизирующий момент отсутствует, а моB менты двигателей равны между собой. ДвигаB тели вращаются синхронно и синфазно, а векB торы ЭДС роторных цепей равны между собой по модулю и направлены встречно. Если в процессе работы нагрузка на валу одного из двигателей изменится, то между векторами ЭДС появится электрический угол рассогласования q > 0. В этом случае ротор боB лее нагруженного двигателя, например первоB го, отстает от ротора второго на соответствуюB щий геометрический угол рассогласования, а под действием векторной суммы ЭДС возниB кает уравнительный ток, создающий синхроB низирующий момент. Независимо от того, какой из двигателей более нагружен, оба они создают моменты поB ложительного знака, причем синхронизируюB щий момент увеличивает момент более нагруB женного двигателя и уменьшает момент менее нагруженного двигателя по отношению к одиB наковым асинхронным моментам. Для пояснения работы системы РЭВ в установившемся режиме на рис. 4.63 изобраB жены статические механические характериB стики. При равенстве статических нагрузок на валах (Мс1 = Мс2) двигатели работают на реостатных характеристиках I (которые совB падают друг с другом) в точке А с угловой

скоростью wА. Если нагрузка двигателя М1 увеличивается, а нагрузка М2 не изменяется, то М1 переходит на механическую характериB стику III c установившимся моментом Мс1 > > Мс, а М2 — на характеристику II c прежним моментом Мс2 = Мс. Тогда в установившемся режиме двигатели будут работать со скороB стью wВ < wА. При дальнейшем рассогласовании нагруB зок характеристики II и III отдаляются друг от друга, что сопровождается увеличением угла q. При q > p/2 РЭВ разрушается. На характеристиках I каждый двигатель работает с удвоенным значением сопротивлеB ния общего реостата 2Rp. Сопротивление Rp непосредственно не влияет на уравнительный ток, поскольку он замыкается по роторным цепям двигателей, не ответвляясь в общую роторную цепь. Через него протекает основB ной ток каждого двигателя, создающий асинB хронный момент, минуя роторную цепь друB гого двигателя. При Rр = 0 роторы машин замкнуты накоротко, и машины работают неB зависимо друг от друга на естественных хаB рактеристиках IV со скоростями, соответстB вующими моментам сопротивления на их ваB лу. При Rр ® ¥ АД создают только синхроB низирующие моменты. К недостаткам РЭВ можно отнести неB большой диапазон регулирования скорости, составляющий (2…3):1; ступенчатость регулиB рования; невозможность получения устойчиB вой пониженной скорости при изменении наB грузки в широких пределах и невысокие динаB мические свойства электропривода. Для устранения указанных недостатков РЭВ можно модернизировать, используя вмеB

Рис. 4.63. К пояснению работы системы РЭВ

МНОГОДВИГАТЕЛЬНЫЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД сто общего реостата следующие два варианта схем [13]: 1) управляемый трехфазный мостовой выпрямитель с активной нагрузкой; 2) импульсный регулятор, коммутируюB щий активноBемкостную RCBцепь на выходе неуправляемого трехфазного мостового выB прямителя. В первом варианте (фазовое регулироваB ние) достигается эффект плавного изменения индуктивного сопротивления при переменном угле управления, а во втором (импульсное реB гулирование) — активного сопротивления при переменной скважности коммутации импульсB ного регулятора. Схемы силовой части для этих варианB тов РЭВ представлены на рис. 4.64 примениB тельно к двухдвигательному электроприводу. Они содержат АД с фазным ротором М1 и М2, статорные обмотки которых подключеB ны параллельно к сети, а роторные цепи соB единены встречно. При фазовом регулироваB нии (рис. 4.64, а) в общую роторную цепь двигателей подсоединен управляемый трехB фазный мостовой выпрямитель UZ, нагруB женный на активную RdBцепь. В случае имB пульсного регулирования (рис. 4.64, б) выB прямитель UZ неуправляемый, нагрузкой его служит RdRd1СdBцепь, причем активноBемкоB стная Rd1CdBцепь коммутируется регулятором (коммутатором) UR. Работа управляемого выпрямителя, или коммутатора, приводит к изменению эквивалентного индуктивного или активного сопротивления в объединенB ной роторной цепи, что позволяет получить семейства искусственных статических харакB теристик. Ступень сопротивления Rd необходима для расширения диапазона регулирования моментов двигателей на низких скоростях и естественного ограничения выпрямленного тока, которое облегчает режим работы полуB проводниковых приборов. Если тиристор VS на рис. 4.64, а или тиристоры VS и VS1 на рис. 4.64, б заперты, то область регулироваB ния каждого двигателя располагается между осью скоростей и реостатной характеристиB кой с сопротивлением, включающим в себя двойное значение Rd. При фазовом регулироB вании двигатель выходит на эту характериB стику с нулевым углом управления, а при имB пульсном — когда коммутатор UR работает с единичной скважностью, под которой в обB щем случае понимается отношение времени

315

включенного состояния UR ко времени пеB риода коммутации. Для расширения области регулироваB ния до основной характеристики эта стуB пень вместе с конденсатором Cd шунтируB ются соответствующими тиристорами, вмеB сто которых могут использоваться контакB торы. Чтобы при импульсном способе обесB печить непрерывность регулирования моB мента, сопротивление ступеней выбирается из условия, чтобы оставшаяся часть Rd1 , коB торая не шунтируется тиристором VS1, была больше или равна Rd. Работа конденсатора только на пониженных скоростях и в течеB ние неполного пуска облегчает условия его эксплуатации. В объединенную роторную цепь переменB ного тока должны быть включены добавочные резисторы R2доб, обеспечивающие уравнительB ный момент системы при закороченном выB прямителе. В противном случае, когда мост заB корочен, машины будут работать независимо друг от друга на основных характеристиках со скоростями, которые соответствуют разным моментам нагрузки, т.е. синхронность наруB шится. В замкнутой системе синхронизация на высокой скорости вращения машин, когда наB грузка на валах неравномерна, может быть поB лучена также путем соответствующего снижеB ния сигнала задания скорости. Для замыкания электропривода, например обратной связью по скорости, можно использовать датчик скоB рости только одного двигателя, что упрощает систему управления. Анализ замкнутых РЭВ с фазовым и имB пульсным регулированием показывает, что их переходные и установившиеся процессы близB ки друг другу. Применение этих способов реB гулирования способствует устранению недосB татков, присущих РЭВ с общим реостатом, поB зволяя существенно повысить управляемость системы, сформировать жесткие характеристиB ки пониженной скорости в диапазоне 20:1 и выше, а также получить плавное регулироваB ние скорости с заданным ускорением. Одним из примеров практической реалиB зации РЭВ с фазовым регулированием может служить двухдвигательный электропривод чеB сальной машины в ковровом производстве. Сравнительные достоинства и недостатки систем электрического вала с асинхронными ма шинами. Из рассмотренных систем электричеB ского вала наименьшее число машин требуетB

316

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 4.64. Схемы силовой части для двух вариантов системы РЭВ: а — при фазовом регулировании; б — при импульсном регулировании ся в схеме РЭВ, наибольшее — в схеме с уравB нительными машинами. Наибольшая суммарная мощность машин получается в схеме дистанционного электриB ческого вала, приблизительно равная утроенB ной суммарной мощности всех машин двойB ного питания. Наименьший КПД имеют схемы с РЭВ. Наименьшей динамической устойчивостью отличается схема с преобразователем частоты и машинами двойного питания, так как в ней имеется лишь незначительный демпферный эффект, обусловленный вихревыми токами. По сравнению с системой электрическоB го вала с уравнительными машинами синхроB низирующий момент РЭВ меньше при одном и том же скольжении, т.е. РЭВ допускает синB хронизацию при меньшем неравенстве нагруB зок на валах двигателей. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Асинхронновентильные нагружающие устройства / С.В. Хватов, В.Г. Титов, А.А. ПоB скробко, В.Ф. Цыпкайкин. М.: ЭнергоатомизB дат, 1986. 144 с. 2. Барышников В.А. Асинхронный элекB тропривод с фазовым регулированием в роторB ной цепи: тр. III Междунар. (XIV Всерос.) конф. по электроприводу «АЭПB 2001» / под ред. С.В. Хватова. Нижний Новгород: ВекB торBТис, 2001. С. 62–64.

3. Блоцкий Н.Н., Лабунец И.А., Шака рян Ю.Г. Машина двойного питания. Сер. «Электрические машины», Т. 2. М.: ВИНИТИ, 1979. 122 с. 4. Ботвинник М.М., Шакарян Ю.Г. УправB ляемая машина переменного тока. М.: Наука, 1969. 140 с. 5. Браславский И.Я. Асинхронный полупроB водниковый электропривод с параметрическим управлением. М.: Энергоатомиздат, 1988. 224 с. 6. Браславский И.Я., Зюзев А.М. АсинB хронный электропривод с тиристорным преB образователем напряжения — состояние разB работок, перспективы развития // Энергетика региона. 2006. № 1–2 (90–91). С. 29–31. 7. Браславский И.Я., Зюзев А.М. РегулиB рование скорости тиристорных асинхронных электроприводов с параметрическим управлеB нием // Электричество. 1985. № 1. С. 27–32. 8. Браславский И.Я., Зюзев А.М., Косты лев А.В. Разработка, исследование, внедрение систем «тиристорный преобразователь напряB жения–асинхронный двигатель» // ЭлектроB техника. 2004. № 9. С. 13–17. 9. Браславский И.Я., Зюзев А.М., Ши лин С.И. Тиристорный преобразователь наB пряжения в асинхронных электроприводах с микропроцессорным управлением // ЭлектроB техника. 1996. № 6. С. 36–39. 10. Браславский И.Я., Ишматов З.Ш., По ляков В.Н. Энергосберегающий асинхронный

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ электропривод / под ред. И. Я. Браславского. М.: изд. центр «Академия», 2004. 256 с. 11. Данилов П.Е. Крановый асинхронный электропривод с импульсным регулятором в роB торной цепи. Смоленск: филиал «МЭИ (ТУ)», 2005. 92 с. 12. Данилов П.Е. Регулирование коордиB нат асинхронного электропривода с импульсB ным управлением в цепи выпрямленного тока ротора. М.: ИздBво МЭИ, 1986. 72 с. 13. Данилов П.Е., Барышников В.А., Ша бентов В.О. Динамические режимы асинхронB ных электроприводов с импульсным регулятоB ром в цепи выпрямленного тока ротора. М.: ИздBво МЭИ, 1990. 100 с. 14. Зиновьев Г.С. Основы силовой элекB троники: учеб. пособие. Новосибирск: ИздBво НГТУ, 2004. 672 с. 15. Зюзев А.М., Нестеров К.Е. К поB строению бездатчикового электропривода системы ТПНBАД // Электротехника. 2005. № 9. С. 38–41. 16. ИвановСмоленский А.В. ЭлектричеB ские машины: учеб. для вузов. В 2Bх т. М.: ИздBво МЭИ, 2004. 652 и 532 с. 17. Ключев В.И. Теория электропривода: учеб. для вузов. М.: Энергоатомиздат, 2001. 704 с. 18. Козаченко В.Ф. Практическое руководB ство по применению i196. 19. Масандилов Л.Б., Гетман Ю.И., Мели хов В.Л. Особенности квазичастотного управB ления АД // Электротехника. 1994. № 5–6. С. 16–20. 20. Народицкий А. Г. Системы прямого управления моментом в частотноBрегулируемых электроприводах переменного тока. СПб.: СанктBПетербургская электротехническая комB пания, 2006. 21. Народицкий А. Г. Современное и перB спективное алгоритмическое обеспечение часB тотноBрегулируемых электроприводов. СПб.: СанктBПетербургская электротехническая комB пания, 2004. 22. Онищенко Г.Б. Асинхронный вентильB ный каскад. М.: Энергия, 1967. 152 с. 23. Онищенко Г.Б., Локтева И.Л. АсинB хронные вентильные каскады и двигатели двойного питания. М.: Энергия, 1979. 200 с. 24. Переходные процессы в асинхронном электроприводе с импульсноBключевым регуB лированием / В.А. Барышников, П.Е. ДаниB лов, Е.М. Певзнер, С.П. Голев. Электротехн. промышленность. Сер. Электропривод. 1984. Вып. 9 (131). С. 1–4.

317

25. Радин В.И., Брускин Д.Э., Зорохович А.Е. Электрические машины. Асинхронные машиB ны. М.: Высш. шк., 1988. 328 с. 26. Соколов М.М., Данилов П.Е. АсинB хронный электропривод с импульсным управB лением в цепи выпрямленного тока ротора. М.: Энергия, 1972. 72 с. 27. Соколов М.М., Петров Л.П., Масан дилов Л.Б., Ладензон В.А. Электромагнитные переходные процессы в асинхронном электроB приводе. М.: Энергия, 1967. 200 с. 28. Справочник по автоматизированному электроприводу / под ред. В.А. Елисеева и А.В. Шинянского. М.: Энергоатомиздат, 1983. 616 с. 29. Справочник по электрическим машиB нам: В 2Bх т. / под общ. ред. И.П. Копылова и Б.К. Клокова. М.: Энергоатомиздат, 1988 и 1989. 456 и 688 с. 30. Тиристорные преобразователи напряB жения для асинхронного электропривода / Л.П. Петров, О.А.Андрющенко, В.И.Капинос и др. М.: Энергоатомиздат, 1986. 200 с. 31. Фираго Б.И., Павлячик Л.Б. РегулируеB мые электроприводы переменного тока. Мн.: Техноперспектива, 2006. 363 с. 32. Хватов О.С. Управляемые генераторB ные комплексы на основе машины двойного питания. Н.Новгород: НГТУ, 2000. 204 с. 33. Чиликин М.Г., Соколов М.М., Тере хов В.М., Шинянский А.В. Основы автоматиB зированного электропривода: учеб. пособие для вузов. М .: Энергия, 1974. 568 с. 34. Шакарян Ю.Г. Асинхронизированные синхронные машины. М.: Энергоатомиздат, 1984. 192 с. 35. Яуре А.Г., Певзнер Е.М. Крановый элекB тропривод: справочник. М.: Энергоатомиздат, 1988. 344 с. 36. Park C.W., Kwon W.H. Simple and robust speed sensorless vector control of induction motor using stator current based MRAC // Electric Power Systems Research. 2004. № 71. Р. 257–266. 37. Chiricozzi Enzo, Parasiliti Francesco, Petrella Roberto, Tursini Marco. Sensorless PermaB nent Magnet Synchronous Motor Drive Solutions for Compressor Application Universita di L’Aquila, 1998. 38. Flatter W., Ripperger N. TransvektorBReB gelung fhr feldBorientiertem Betrieb einer AsinB chronmaschine // SiemensBZ. 1971. Bd 45. № 10. S. 761–764. 39. High temperature SiC trench gate pBIGBTs / R. Singh, Ryu SeiBHyung, D.C. CaB pell, J.W. Palmour. Electron Devices // IEEE

318

Глава 4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Transactions on Volume 50, Issue 3, March 2003. Page(s):774–784 Digital Object Identifier 10.1109/ TED.2003.811388. 40. Takahashi I., Nogushi T. A New QuickB Response and HighBEfficiency Control Strategy of an Induction Motor // IEEE Trans. Industry AppliB cations. October 1986. V. 1AB22. P. 820–827. 41. Sensorless Control with Kalman Filter on TMS320 FixedBPoint DSP // Literature Number: BPRA057, Texas Instruments Europe, July 1997. 42. Takahashi I., Ohimori Y. HighBPerformanB ce Direct Torque Control of an Induction Motor // IEEE Trans. Industry Applications. March 1989. V. 25. P. 257–264. 43. Ludtke I. The Direct Control of Induction Motor: thesis. Department of Electronics and InB

formation Technology. University of Glamorgan. May 1998. 44. Silicon carbide for power devices / J.W. PalB mour, R. Singh, R.C. Glass, O. Kordina, C.H. Carter, Jr. Power Semiconductor Devices and IC’s, 1997. ISPSD ‘97., 1997 // IEEE International SymB posium on 26–29 May 1997. P. 25–32. Digital Object Identifier 10.1109/ISPSD.1997.601423 45. TMS320F2810, TMS320F2811, TMS320F2812. Digital Signal Processors, Data Manual, Texas Instruments, Literature Number: SPRS174M, April 2001 — Revised October 2005. 46. TMS320F28335, TMS320F28334, TMS320F28332. Digital Signal Controllers (DSCs), Data Manual, Texas Instruments // Literature Number: SPRS439, June 2007.

Глава 5 ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ 5.1. ОСОБЕННОСТИ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ Синхронный двигатель (СД) состоит и двух основных частей: неподвижной — статора (якоря) и вращающейся — ротора, между коB торыми существует воздушный зазор. На стаB торе расположена в общем случае mBфазная обмотка, которая может иметь нулевую точку. Подавляющее большинство СД содержит трехфазную симметричную обмотку, поэтому в дальнейшем будем, в основном, рассматриB вать трехфазный СД. В этом случае фазные обмотки являются распределенными по окB ружности статора катушками, соединенными между собой и расположенными по окружноB сти со сдвигом 120°. Роторы СД имеют два конструктивных исB полнения: явнополюсные и неявнополюсные. Явнополюсный ротор состоит из 2р полюсов, на которых размещены две обмотки: обмотка возB буждения, предназначенная для создания рабоB чего потока в двигателе, и демпферная, являюB щаяся пусковой при асинхронном пуске СД. В некоторых явнополюсных СД полюсы ротора или полюсные наконечники выполняютB ся массивными. Будучи соединенными по торB цам короткозамыкающими концами, они играют роль демпферной обмотки, так как при несинB хронном вращении магнитного поля и ротора в них возникают значительные вихревые токи. В неявнополюсной конструкции ротора демпферной обмоткой служит ферромагнитB ный массив бочки ротора, а также немагнитB ные латунные, бронзовые или алюминиевые пазовые клинья, удерживающие обмотку возB буждения в пазах ротора. Обмотка возбуждения питается через два контактных кольца и щетки постоянным тоB ком от постороннего источника относительно небольшой мощности: порядка 0,3…2 % от мощности СД. Принцип действия СД основан на взаиB модействии вращающегося магнитного поля статора с магнитным полем полюсов ротора. При работе синхронной машины в режиме

двигателя к статору подводят трехфазный пеB ременный ток, а к обмотке возбуждения ротоB ра — постоянный ток. Трехфазный переменB ный ток создает в обмотке статора вращаюB щееся магнитное поле, которое вращается в пространстве со скоростью (мин-1) nc =

60 fc , p

где fc — частота переменного тока, Гц; р — чисB ло пар полюсов в двигателе. Если представить магнитное поле статора в виде круга с явно выраженными полюсами на нем, вращающееся со скоростью n1 (мин-1), то эти полюсы магнитными силовыми линияB ми связываются с полюсами ротора противоB положной полярности. Вращающееся магнитB ное поле увлекает за собой полюсы ротора и заставляет их вращаться с такой же скоростью. Скорость вращения ротора, равную скорости вращающегося магнитного поля, называют синхронной скоростью. При нагрузке ротор СД отстает на некоB торый угол q от вращающегося магнитного поB ля, причем с повышением нагрузки угол q увеB личивается. Кривая зависимости вращающего момента СД от угла q имеет вид синусоиды. При номинальной мощности СД угол q равен 20…30°, при этом перегрузочная способность двигателя равна M max / M ном = 2...3. Таким образом, основной особенностью СД, определяющей область их применения, явB ляется постоянство скорости вращения при неB изменной частоте fс (Гц) питающей сети. СкоB рость вращения ротора двигателя в синхронном режиме nc не зависит от колебания напряжения и изменения момента сопротивления на валу: при указанных колебаниях напряжения и поB стоянстве момента изменяется только угол q. Мощность Ps, потребляемая СД из сети, определяется из выражения Ps = mUI cos j,

(5.1)

где m — число фаз обмотки статора; j — сдвиг фаз между фазным напряжением U и током I.

Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

320

Электромагнитная мощность двигателя Pэ.м может быть найдена (без учета потерь в стали статора) как разность мощности Ps, подB водимой к обмотке статора из сети, и электриB ческих потерь DPsэ в обмотке статора: Pэ.м = Ps — DPsэ = Ps — mI2rs,

(5.2)

где I — действующее значение фазного тока стаB тора; rs — сопротивление обмотки статора. Электромагнитный момент М (Н×м) СД определяется исходя из значения электромагB нитной мощности Pэ.м (Вт): M = Pэ.м /wc = Pэ.м /(2pnс/60) = 9,55Pэ.м /nc, где nc — синхронная скорость вращения двигаB теля (мин-1). Рабочими характеристиками [20, 22] СД называют зависимость скорости n1, тока стаB тора I, подведенной мощности P1, полезного вращающего момента М2, cos j и КПД h от полезной мощности на валу двигателя P2 при постоянных напряжении сети Uc, частоB те сети fc и токе возбуждения iв. Так как скоB рость вращения ротора не зависит от нагрузB ки и равна скорости вращения магнитного поля nc =

60 fc , то при постоянной частоте fc p

график nс = f(P2) имеет вид прямой линии, параллельной оси абсцисс. Полезный момент на валу двигателя M 2 = P2 / wc , а поскольку wc = const, то график M2 = f(P2) представляет собой прямую линию, выходящую из начала координат. Как видно из вышеприведенного выражения, потребляеB мая СД из сети Ps мощность состоит из элекB тромагнитной мощности Pэ.м и суммы потерь. Так как потери в меди пропорциональны квадрату тока нагрузки, то кривая Ps = f (Pэ.м) несколько изогнута вверх, поскольку Ps растет быстрее, чем Pэ.м. С увеличением нагрузки cos j уменьшается, поэтому кривая cos j = = f(Pэ.м) слегка изогнута книзу. Значение тока I с увеличением нагрузки Pэ.м возрастает несколько быстрее, чем Ps, вследствие уменьшения cos j. Наибольший КПД двигателей средней и большой мощности будет при нагрузке (0,5…0,75)Рном. Синхронные электроприводы с постоян ной частотой вращения следует рассматриB вать с позиций как непосредственно элекB тропривода, так и системы электроснабжеB ния [17, 20, 29, 34, 36]. СД в отличие от АД

при питании от сети с постоянной частотой сохраняет неизменной скорость вращения при изменениях напряжения и момента наB грузки, что позволяет сохранять постоянство производительности промышленных устаноB вок. В случае достаточно мощной питающей сети при увеличении тока возбуждения с поB мощью системы автоматического регулироB вания возбуждения (АРВ) СД обладает возB можностью увеличения перегрузочной споB собности при приложении нагрузки, в том числе и ударной. В то же время в силу своих возможностей управления процессом генерации реактивной энергии СД позволяет регулировать напряжеB ние в узле приложения нагрузки. В зависимоB сти от режима работы других электроприемниB ков СД средней и большой мощности, снабB женные быстродействующими АРВ, дают возB можность изменять баланс реактивной мощB ности по требованиям электрической системы. Поэтому выбор мощности СД при проектироB вании синхронного электропривода осуществB ляется с учетом условий работы его как элеB мента системы электроснабжения предприятия в целом. Однако при коротких замыканиях в сисB теме электроснабжения СД являются источниB ками питания точки короткого замыкания, что существенно влияет на значения токов коротB кого замыкания и, как следствие, на выбор соB ответствующей коммутационной аппаратуры, кабелей, шин и других устройств. В частотнорегулируемых синхронных электроприводах СД подключен к системе энергоснабжения через преобразователь частоB ты (ПЧ), поэтому электропривод становится потребителем реактивной мощности и генераB тором токов высших гармоник в питающую систему энергоснабжения. В электроприводах средней и большой мощности проявляются следующие преимущества СД по сравнению с АД: повышенная управляемость; возможность выполнить как тихоходные, так и быстроходB ные электроприводы на основе различных тиB пов ПЧ [2, 3, 5, 27]. С конца ХХ в. наблюдается устойчивая тенденция расширения применения частотB норегулируемых синхронных электропривоB дов средней и большой мощности в различных отраслях промышленности. Т и п о в ы е н а г р у з к и н а в а л у С Д. Многообразие и специфические особенности технологических процессов, реализуемых раB

ОСОБЕННОСТИ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ бочими механизмами различного промышленB ного назначения, приводят к тому, что харакB тер внешних сопротивлений на валу СД весьB ма разнообразен. Провести корректный учет внешних возмущений, действующих на рабоB чие механизмы, затруднительно, так как зачасB тую необходимо установить зависимость техB нологических нагрузок от ряда параметров, в том числе и от параметров колебательных проB цессов, сопровождающих при детерминироB ванных и/или недетерминированных условиях различные технологические процессы. В этой связи используются два способа установления нагрузки на валу СД. В первом способе, когда нагрузка не изB меняется или изменяется по заранее опредеB ленному закону, она задается числовым (анаB литическим) выражением или в виде графиков ее изменения во времени. При втором способе, если действительB ную нагрузку во времени не удается корректB но определить, она аппроксимируется эксB пертным путем (на основании знаний, опыта и оценок специалистовBмехаников и технолоB гов) и выбирается из типовых режимов в соB ответствии с ГОСТ 183–74 [10] и публикации МЭК 34B1 [47]. В ГОСТ 183–74 [10] и публикации МЭК 34B1 определено восемь типовых режимов S1…S8 применительно к условиям работы СД в составе электроприводов. Типовые режимы классифицируются следующим образом. 1. Один продолжительный режим — S1. Это режим работы с неизменной нагрузкой продолжительностью, достаточной для достиB жения установившейся температуры всех часB тей СД. 2. Один кратковременный режим — S2. Это режим работы с неизменной нагрузкой в течение заданного интервала времени (10, 30, 60, 90 мин), меньшего, чем требуемый для поB лучения теплового равновесия. Затем имеет место состояние покоя и полного отключения в продолжение интервала времени, достаточB ного для того, чтобы температура СД сравняB лась с температурой охлаждающей среды с точностью до ±3 °С. Режимы S1 и S2 больше относятся к первому способу задания нагрузки на валу СД. 3. Три повторноBкратковременных режиB ма работы — S3…S5. Общими требованиями к этим трем режимам являются задание продолB жительности включения (ПВ), равной 15, 25, 40, 60%, и недостаточной продолжительности

321

каждого цикла для достижения теплового равB новесия СД, а также наличие в каждом цикле паузы, т.е. состояния покоя и полного отклюB чения. Эти режимы отличаются друг от друга: способом задания продолжительности цикла (задается или длительность одного цикла, или число включений в час 30, 60, 120 и 240); задаB нием коэффициента инерции F1 в виде ряда 1,2; 1,6; 2,0; 2,5; 4,0; 6,3 и 10,0 (в режиме S3 коэффициент F1 не учитывается, в режиме S4 учитывается полный ряд, в режиме S5 — ряд, укороченный до значения 4,0); учетом или неB учетом режимов пуска и электрического торB можения. Коэффициент инерции F1 — это отB ношение суммы момента инерции приводимоB го механизма (приведенного к валу СД) и моB мента инерции ротора СД к моменту инерции ротора СД. 4. Три перемежающихся режима рабоB ты — S6…S8. Общими требованиями к этим трем режимам являются задание продолжиB тельности цикла, не достаточной для достиB жения теплового равновесия СД, а также отB сутствие в каждом цикле состояний покоя и полного отключения СД. Отличаются эти реB жимы друг от друга способом формирования цикла: режим S6 — последовательность одиB наковых циклов, равных 10 мин с продолжиB тельностью неизменной нагрузки (ПН) 15, 35, 40, 60% и периодом холостого хода; реB жим S7 — последовательность одинаковых циклов с частыми реверсами (число реверсов в час 30, 60, 120 и 240) при электрическом торможении; режим S8 — последовательность одинаковых циклов (число циклов в час 30, 60, 120 и 240) с периодическим изменением скорости и разными значениями ПВ на кажB дой из них. В режимах работы S7 и S8 задаетB ся коэффициент инерции F1 в виде ряда 1,2; 1,6; 2,0; 2,5 и 4,0. В режиме S6 коэффициент F1 не учитывается. В тех случаях, когда отклонения типовых режимов от реально действующих, определенB ных по первому или второму способу установB ления нагрузки на валу СД, значительные, то параметры циклов и коэффициенты инерции уточняются и корректируются, что находит отB ражение в стандартах или технических условиB ях на специальное исполнение СД (электроB привода). В табл. 5.1. приведены основные техничеB ские характеристики некоторых отечественных серий СД средней и большой мощности.

322

Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ 5.1. Технические характеристики основных отечественных серий синхронных двигателей средней и большой мощности Номинальные

Серия СД

мощность, кВт

напряжение, В

Синхронная Область применения, функциональное назнаB частота враB чение, отличительные свойства -1 щения, мин

180…400

380

500…1000

315…800

6000

600…1000

200

380 (400; 415; 440)

500 (514)

СДКП2

315…6300

6000, 10 000

250…500

Двигатели взрывозащищенные для привода поршневых компрессоров

СДК2

315…2000

3000, 6000, 10 000

375…600

Двигатели для привода поршневых компресB соров

ДСК

315…710

6000, 10 000

500, 600

СД2 БСДКМ БСДКПМ

СТД

СТДМ

СТДП

800…12 500

6000, 10 000 (11 000)

3000 (3600)

Общепромышленная серия двигателей для привода насосов, вентиляторов, дымососов Воздушные поршневые компрессоры Газовые поршневые компрессоры

Турбодвигатели предназначены для привода насосов, турбокомпрессоров, газовых нагнеB тателей, насосов магистральных нефтепроB водов, воздуходувок, преобразователей и других быстроходных механизмов Модернизированный двигатель типа СТД. Предназначен для насосов магистральных нефтепроводов, компрессоров

630…2000

1250…12 500 3000 6000, 10 000

Турбодвигатели предназначены для привода нагнетателя природного газа на газоперекаB чивающих станциях. Приводы насосов, компрессоров для опасной среды (метана, угольной пыли)

ТДС

20 000, 31 500

Турбодвигатели предназначены для привода высоконапорных компрессоров на металB лургических заводах. Пуск ТДС 20000 и ТДС 31500 — частотный от статического преобразователя частоты

ДСЗ

12 500… 22 000

375

Двигатели предназначены для привода преB образовательных агрегатов, питающих проB катные двигатели постоянного тока в меB таллургической промышленности

СДС

750…2500

125, 150

Предназначены для приводов насосов магиB стральных нефтепроводов, компрессоров, цементных и рудоразмольных мельниц

ДСП

1250…3150

1500

Предназначены для приводов насосов и наB гнетателей

СДМЗ2

200…4000

6000

6000, 10 000

4СДМ, 4СДМП,

400…1250

6000

75…150

Предназначены для привода рудоB и углеB размольных, а также цементных мельниц, дробилок, конвейеров

166,6…250

Предназначены для привода шаровых и стержневых рудоразмольных мельниц, а также механизмов, имеющих повышенные пусковые моменты

ОСОБЕННОСТИ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

323

Окончание табл. 5.1 Номинальные Серия СД

2СДС

СДВ2

ВДСB2

СДЗB2

СДВЗ

мощность, кВт

1250…5000

1000…3150

напряжение, В

6000, 10 000

6000

4000…12 500 6000, 10 000

250…1250

1250…3150

6000

10 000

Синхронная Область применения, функциональное назнаB частота враB чение, отличительные свойства -1 щения, мин

1500

СД специального исполнения для привода нагнетателей, насосов и других механизмов с большими моментами инерции. СД с воB дяным охлаждением, возможно охлаждение морской водой

375…750

СД вертикальные предназначены для приB вода гидравлических насосов. Двигатели имеют подпятник скольжения, установленB ный в верхней крестовине. Подпятник расB считан на нагрузку, определяемую силой тяжести вращающихся частей СД, насоса и гидравлическими силами от реакции воды

187,5…375

СД вертикальные предназначены для верB тикальных гидравлических насосов. ИзгоB тавливаются в подвесном исполнении с подпятником и двумя направляющими подшипниками (один — в верхней крестоB вине, другой — в нижней) с фланцевым концом вала для присоединения к насосу

600…1500

Предназначены для привода дисковых мельниц целлюлозноBбумажной промышB ленности и других приводов

375…750

Предназначены для привода вертикальных гидравлических насосов. Исполнение двигаB телей — вертикальное, подвесное, с фланцеB вым валом, двумя направляющими подшипB никами и подпятником, рассчитанным на восприятие нагрузок от вала вращающихся частей насоса и реакции воды

СДБМ

500; 630

6000

750

Предназначены для привода лебедок, краB нов, талей, насосов для взрывоопасной среB ды (нефтяной, газовой, угольной, химичеB ской и других отраслей промышленности)

СДЭУМ, СДСЭМ (СДЭУМ2)

560, 630

3300, 6000

1000

Предназначены для привода генераторов постоянного тока, которые питают приводB ные двигатели основных рабочих механизмов экскаваторов

Синхронный электропривод с постоянной скоростью. Электропривод с СД в общем слуB чае включает в себя: – СД; – возбудитель статический полупроводB никовый (ВСП) по ГОСТ 24688–81 [14] или электромашинный; – устройство АРВ, включая и средства ручного управления;

– коммутационную аппаратуру в цепях подвода и отвода энергии от возбудителя; – устройства форсировки, возбуждения и гашения поля СД и возбудителя; – устройства защиты ротора СД и возбудиB теля от перенапряжений и перегрузок, а также аппаратуру сигнализации и защиты при внутB ренних повреждениях системы возбуждения; – контрольноBизмерительную аппаратуру.

324

Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Каждый конкретный электропривод неB обязательно должен содержать все вышепереB численные составляющие. Так, бесщеточная система возбуждения не содержит коммутациB онной аппаратуры. Особенности пуска СД. НепосредственB ным подключением обмотки статора СД с возB бужденным ротором к питающей сети двигаB тель запустить невозможно, поскольку при возбужденном неподвижном роторе полюсы вращающегося магнитного поля статора будут в течение одного полупериода взаимодействоB вать с полюсами ротора одной полярности, а в течение другой половины периода — с полюB сами другой полярности [17, 22]. В соответстB вии с этим будет изменяться направление враB щающего момента. Вследствие механической инерции ротоB ра момент в течение полупериода не смоB жет разогнать ротор до синхронной скорости. В связи с этим применяется ряд специальных систем пуска [34–36]: асинхронного (схемы прямого, реакторного и автотрансформаторB ного пусков); частотного; с помощью тириB сторного устройства плавного (мягкого) пуска (УПП); посредством разгонного двигателя; пуска с использованием специальной пускоB вой обмотки на роторе. Выбор применяемой системы пуска опB ределяется в основном следующей совокупноB стью факторов [10, 13, 17, 20, 29, 34–36, 43]: допустимым падением напряжения в питаюB щей сети; значением момента сопротивления рабочего механизма; суммарным моментом инерции привода; допустимой длительностью пуска; допустимыми значениями ускорения рабочего механизма; свойствами самого СД (как в части электромагнитных характеристик, так и его механической и тепловой прочноB сти); экономическими и эксплуатационными показателями пусковых устройств. Асинхронный пуск СД проводится в общем случае под действием электромагнитного моB мента, равного сумме моментов асинхронного режима (без возбуждения) и моментов, обуB словленных возбуждением (после его включеB ния или нарастания возбуждения, если пуск осуществляется с постоянно подключенным возбуждением). Процесс асинхронного пуска СД с опреB деленной степенью условности разбивается на два основных этапа [17, 22, 29, 34, 36, 43]: 1) разворот от неподвижного состояния до подB синхронной скорости; 2) вхождение в синхроB

низм. Первый этап происходит в основном под действием среднего асинхронного моменB та Ма. Средний асинхронный момент явнопоB люсных СД создается с помощью токов, проB текающих в демпферной обмотке, или токов в массивных полюсных наконечниках, а у турB бодвигателей — в массивной бочке ротора [17, 36, 43]. На первом этапе процесса пуска сущестB венное значение имеют следующие параметB ры: – время пуска электропривода; – нагревание демпферной и статорной обмоток СД; – напряжение на зажимах СД в момент подключения статорных обмоток к питающей сети; – значения начального пускового (при скольжении s = 1), максимального (при критиB ческом скольжении smax) и входного (при s = = 0,05) моментов. Время пуска tп определяется из диффеB ренциального уравнения движения электроB привода с учетом зависимости момента сопроB тивления от скорости и электромагнитного момента СД от скольжения. В первом приблиB жении время tп (с) может быть определено по среднему значению пускового момента вращеB ния Мп, моменту сопротивления электроприB вода МR и приведенному к валу СД маховому моменту GD2 (т×м2) всех вращающихся и двиB жущихся масс электропривода из выражения t п = Tм

M ном . M п K изб

Здесь Tм = 27,4(GD 2)(0,01nном )2/Pном — поB стоянная времени электропривода, соответстB вующая времени пуска электропривода при поB стоянном избыточном ускоряющем привод моменте вращения, равном номинальному моB M менту Мном; K изб = 1 - R , где МR — средний Mп момент сопротивления рабочего механизма за время пуска; Мп — средний пусковой момент СД за время пуска; Рном — номинальная мощB ность (кВт) двигателя; nном — номинальная скорость двигателя (мин-1). Демпферная обмотка СД, питающихся от сети с фиксированной частотой напряжения, предназначена для двух целей: – асинхронного пуска СД; – демпфирования качаний двигателя.

ОСОБЕННОСТИ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ Оба процесса кратковременные, поэтоB му ГОСТ 183–74 [10] не лимитирует величиB ну температуры нагрева демпферной обмотB ки. Превышение температуры Qст (°С) демпB ферной обмотки за один пуск определяется в условиях адиабатического нагрева из выражеB ния [24] Qст = 35GD 2K к (0,01nном )2/ (K избG1 ), где G1 — масса стержней демпферной обмотки (кг); Kк — коэффициент, позволяющий учесть выделение теплоты в кольцах клетки и отдачу теплоты сердечнику (Kк = 0,8…0,9); Kизб — коB эффициент избыточного момента. Заводы — изготовители СД рассчитываB ют демпферную (пусковую) обмотку таким образом, чтобы превышение ее температуры за один пуск составляло £200…250 °С, а в дальнейшем режиме работы температура была £80…95 °С. Нагрев статорной обмотки Q (°С) при пуске в условиях адиабатического нагрева опB ределяется из выражения [24] Qст = ( jп2t п ) / 175, где jп — плотность пускового тока в обмотке статора (А/мм2); tп — время пуска СД (с). Значение начального броска тока I п.о статора (в момент подключения СД к сети), которое предназначено для оценки механичеB ских воздействий, действующих на обмотки, и напряжение Uс сети в точке подключения СД с достаточной для практических целей точноB стью определяются в основном сверхпереходB ным индуктивным сопротивлением x d¢¢ по проB дольной оси [29, 36]: I п.о = U с / ( x d¢¢ + x вн ) = U с / x d¢¢S, где Uc — напряжение сети в той точке, в которой оно может быть принято не зависящим от реB жима СД; xвн — внешнее сопротивление в цепи статора (между точкой сети с напряжением Uc и выводами статора включенного СД). Значение сверхпереходного индуктивного сопротивления x d¢¢ с достаточной для инженерB ных расчетов точностью можно вычислить по каталожным данным CД, которые, как правиB ло, приводятся в относительных единицах (Iп — кратность пускового тока при напряжеB нии Uп и кратность пускового момента mп при s = 1) из следующего выражения:

x d¢¢ =

æm Uп 1 - çç п Iп è Iп

325

2

ö ÷÷ . ø

Более точное значение x d¢¢ может быть вычислено по методике, изложенной, наприB мер, в работах [15, 30]. Значение сопротивлеB ния системы хс с достаточной для инженерных расчетов точностью можно определить из выB ражения xc =

2 U ном , S к.з

где Uном — номинальное значение действующеB го напряжения системы электронабжения; Sк.з — мощность короткого замыкания сети в точке подключения СД. Значение напряжения U0 на выводах стаB торных обмоток СД в момент включения моB жет быть оценено из выражения U 0 = I п.о x d¢¢ = (U c x d¢¢ ) / ( x d¢¢ + x вн ). Поскольку СД включается как АД, то он ускоряется под действием среднего асинхронB ного момента, значение которого приближенB но определяется как [17, 29, 34, 35] Mа =

m1R2¢U12 , sw1[(R1 + R2¢ / s)2 + x к2 ]

где m1 — число фаз обмоток якоря; U1 = = Uc — напряжение сети; w1 — угловая часB тота напряжения сети; R1 — активное сопроB тивление фазы якоря; R2¢ — эквивалентное активное сопротивление роторных цепей (демпферной обмотки и обмотки возбуждеB ния [15]), приведенное к обмотке якоря; xк = = x1 + x 2¢ — индуктивное сопротивление обB мотки якоря при s = 1 (x1 = xs — индуктивное сопротивление рассеяния якоря при s = 1; x 2¢ — эквивалентное индуктивное сопротивB ление рассеяния роторных контуров, привеB денное к обмотке якоря [15,30]). Примерный вид зависимости асинхронB ного момента от скольжения Mа = f(s) привеB ден на рис. 5.1. Пусковая характеристика имеет четыре характерные точки: при s = 1 — начальный пусB ковой момент Мп; при s = sк — максимальный момент Мa max; при s = smin — минимальный моB мент Мa min; при s = sвх — входной Мвх или подB синхронный момент, для которого принимаетB ся s = 0,05. (Входной момент Мвх имеет условB

326

Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 5.1. Зависимость асинхронного момента Ма от скольжения s при пуске СД: Мп — начальный пусковой момент; Мs = 0,05 — входной момент; Мa max — максимальный асинхронный момент; Ма — текущая величина асинхронного момента; s — скольжение; Мв — момент сопротивления на валу СД; Rп — разрядное (пусковое) сопротивление; sкр — критичеB ское скольжение ное значение, так как СД может войти в синB хронизм и в тех случаях, когда Мвх меньше моB мента на валу при этом скольжении.) В каталогах и других информационных материалах [10, 13, 17] вышеуказанные асинхронные моменты приводятся в долях номинального момента СД в синхронном режиме: М п /М ном , М a max/М ном , М вх/М ном , где M ном = (S ном hном cos jном ) / W ном . ВышеB указанные отношения в зависимости от наB значения СД регламентируются в работах [10, 13]. Как видно из рис. 5.1, кривая асинB хронного момента СД при пуске имеет отB личие от аналогичной кривой для АД в райB оне половины синхронной скорости. При скольжении s = 0,5 наблюдается резкая деB формация кривой момента, что обусловлено следующим. В образовании асинхронного момента кроме демпферной обмотки участB вует и обмотка возбуждения, представляюB щая собой однофазную обмотку. ИндуцироB ванные в ней токи создают пульсирующее поле, направленное по продольной оси: возникают моменты прямой и обратной поB

следовательности. При s > 0,5 этот момент положительный, а при s < 0,5 — отрицательB ный. Для снижения влияния одноосного моB мента на результирующий асинхронный моB мент при пуске обмотку возбуждения замыB кают на разрядный резистор. В целях получеB ния максимального значения среднего асинB хронного момента кратность пускового соB противления Кп = Rп /Rf (Rп — разрядный реB зистор; Rf — сопротивление обмотки возбужB дения СД при t = 15 °С) должна составлять 39…124 [1, 34]. Однако значение сопротивления пускоB вого резистора определяет не только средний асинхронный момент, но и напряжение на роторе и возбудителе при пуске; причем увеB личение сопротивления резистора приводит к возрастанию как пускового асинхронного моB мента, так и напряжения на роторе и возбуB дителе. В настоящее время из условия ограB ничения напряжения на тиристорах преобраB зователя возбудителя и увеличения пускового момента обмотку возбуждения замыкают на сопротивление, приблизительно в 8–12 раз

ОСОБЕННОСТИ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ большее сопротивления самой обмотки возB буждения [1, 7, 30]. Так, например, ОАО «УралэлектротяжB маш» (г. Екатеринбург) рекомендует приB держиваться следующего неравенства: Rп < (U доп - 0,817U 2) / (0,6I max ), где Rп — сопроB тивление пускового резистора; U2 — втоB ричное напряжение преобразовательного трансформатора системы возбуждения; I max — максимальное значение пускового тока СД с учетом апериодической составB ляющей (ориентировочно 1,6…1,7 миниB мального тока возбуждения); Uдоп — допусB тимое обратное напряжение на вентилях преобразователя возбудителя. На рис. 5.1 показаны кривые асинхронB ного момента СД при Rп = 0 (обмотка возбужB дения закорочена) и Rп ¹ 0. Несмотря на то что обмотка возбуждеB ния при пуске закорачивается резистором, СД остается электрически асимметричным. Эта асимметрия вызывает колебания тока и вращающего момента, частота которых опB ределяется скольжением. Скорость, при коB торой возникает вращающий момент, обуB словленный обмоткой возбуждения, зависит от соотношения между активным и реактивB ным сопротивлениями этой обмотки, от соB отношения активных сопротивлений демпB ферной обмотки и обмотки возбуждения, а также от значения разрядного сопротивлеB ния. У большинства СД момент, обусловленB ный обмоткой возбуждения, становится знаB чительным лишь при скоростях вращения, больших 75 % от синхронного значения скоB рости. ИзBза влияния указанных факторов возB никает провал в асинхронной характеристике СД при малых скольжениях, не представленB ный на рис. 5.1. Практически у половины всех установB ленных СД с демпферной обмоткой имеется такой провал, что усложняет условия синхроB низации и увеличивает склонность СД к качаB ниям. Снижение величины провала может быть обеспечено уменьшением сопротивления демпферной обмотки или включением приемB лемого значения сопротивления в обмотку возбуждения. Второй этап пуска (процесс вхождения в синхронизм) — это сложный быстропротекаюB щий переходный процесс. Ротор, достигший подсинхронной скорости, благодаря взаимоB действию возбужденных полюсов ротора с

327

вращающимся магнитным полем статора долB жен скачком втянуться в синхронизм. Скачок при вхождении в синхронизм обусловлен тем, что синхронизирующий момент взаимодейстB вия поля статора с полюсами ротора имеет одB нонаправленное действие только в случае синB хронного вращения полей статора и ротора, т.е. при w = wс. При w ¹ wс синхронизирующий моB мент — знакопеременный во времени, котоB рый полпериода стремится повернуть ротор в одно направление, а полпериода — в друB гое. Чем ближе скорость ротора к скорости поля, тем больше промежуток времени Dt однонаправленного действия синхронизиB рующего момента, тем значительнее импульс момента силы МDt, тем большее количество движения может сообщить синхронизируюB щий момент ротору. Таким образом, на ротор СД в процессе вхождения в синхронизм действуют синхрониB зирующий Мс и асинхронный Ма моменты. Последний, хотя и уменьшается с увеличением скорости вращения w, но до синхронной скоB рости wс действует согласно с синхронизируюB щим моментом. Для того чтобы ротор, вращающийся со скоростью w, мог втянуться в синхронизм, необходимо, чтобы за время Dt однонаправB ленного действия моментов Мс и Ма синхроB низирующий Мс и асинхронный Ма моменты сообщили ротору такое количество энергии, которого было бы достаточно, воBпервых, для увеличения кинетической энергии ротора и вращающихся частей приводимого во вращеB ние механизма, а воBвторых, для компенсаB ции механических потерь, обусловленных моментом сопротивления механизма Мм и различными тормозными моментами Мт двиB гателя за время Dt. ИзBза быстродействующих процессов при входе в синхронизм во время составлеB ния дифференциального уравнения движения электропривода необходимо учитывать завиB симость вращающих моментов, входящих в уравнение, не только от изменения электроB магнитных величин: токов, потоков, которые изменяются в этом процессе, но и механичеB ские величины. Учет всех указанных факторов приводит к тому, что получить аналитическое решение такого дифференциального уравнения не удаB ется (пока) даже с помощью современных ЭВМ. Посредством ЭВМ его можно решить

328

Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

только для некоторых частных случаев — конB кретных двигателей, что малоприемлемо в инB женерной практике. В электроприводах средB ней и большой мощности при анализе процесB са втягивания СД в синхронизм делают слеB дующие допущения: 1) не учитывают электромагнитные переB ходные процессы при вычислении Мc(q, t) и Ма(s, t), т.е. их заменяют статическими выраB жениями; 2) момент сопротивления механизма Мм и тормозной момент Мт считают постоянныB ми, т.е. Мм = const, Мт = const. Приемлемость указанных допущений обусловлено тем, что изменение скорости враB щения ротора СД в процессе вхождения в синB хронизм весьма незначительно в электроприB водах средней и большой мощности, особенно при больших значениях коэффициента инерB ции F1. Учитывая вышеизложенное, с достаB точной для инженерной практики точностью уравнение движения можно записать в слеB дующем виде: J (dw / dt ) = M с (q) + M а ( s) - M м - M т , (5.3) где J — суммарный момент инерции СД и рабочего механизма. Последний приведен к валу СД. Таким образом, при конкретной реалиB зации процесса синхронизации отключение разрядного резистора от обмотки возбуждеB ния и включение тока возбуждения необхоB димо проводить, когда синхронизирующий и асинхронный моменты, как видно из выраB жения (5.3), однонаправлены. Причем, поB скольку при этом w ¹ wc, время реализации указанной процедуры не должно превышать 180 эл. град. Момент переключения обмотки возбужB дения на источник постоянного тока реализуB ется различными системами. Наиболее типичB ные системы основаны: на применении элеB мента выдержки времени, на контроле пускоB вого тока или скольжения, а также комбиниB рованные системы. Для упомянутых и вновь разрабатываемых систем пуска необходимо соB блюдение следующих основных условий синB хронизации СД при асинхронном пуске [1, 9, 29, 34, 36, 43]: 1) обмотка возбуждения включается в момент, когда индуцированный в ней ток меB няет свой знак с отрицательного на положиB тельный;

2) период, в течение которого происходит синхронизация, меньше времени, соответстB вующего 180 эл. град; 3) поток ротора после включения обмотB ки возбуждения больше значения, имеющего место в момент включения; 4) включение обмотки возбуждения СД с демпферной обмоткой происходит при скоB рости СД, большей 90 % от синхронной, что обеспечивает малое значение демпферного момента; 5) при синхронизации не наблюдается суB щественного падения напряжения в питающей сети. При пуске СД в функции от времени неB обходимо устанавливать время подачи возбужB дения на 2…3 с больше времени разгона СД до установившейся скорости. Схема пуска в функции от тока статора осуществляет автоматическую подачу возбуB ждения при пуске двигателя и достижении током статора установленного значения. Обычно уставка выбирается в пределах от двухB до трехкратного значения номинальноB го тока. При использовании системы пуска, в которой контролируется скольжение, значеB ние скольжения, при котором подается ток возбуждения, принимают равным порядка s = 0,05. Как правило, в рассматриваемой системе пуска контролируется частота тока в цепи пускового резистора. Пока частота тока ротора превышает заданную уставку, систеB ма блокирует подачу тока возбуждения. При падении частоты тока до заданного значеB ния, соответствующего скольжению при вхоB де СД в синхронизм, система включает исB точник питания системы возбуждения, отB ключает пусковой резистор и в обмотку возB буждения поступает постоянный ток заданB ной величины. Способы пуска СД. В соответствии с раB ботами [10, 13, 31] асинхронный пуск СД слеB дует осуществлять непосредственно от напряB жения питающей сети или от пониженного напряжения через реактор или автотрансфорB матор. Типовые схемы в упрощенном изобраB жении приведены на рис. 5.2. Обмотка возбуB ждения СД при пуске должна быть замкнута на пусковое сопротивление [10, 13, 31]. ДопусB кается пуск СД с обмоткой возбуждения, замкнутой накоротко или на возбудитель (по согласованию между заводомBизготовителем и заказчиком).

ОСОБЕННОСТИ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

329

Рис. 5.2. Схемы асинхронного пуска СД: а — схема прямого пуска; б, в — реакторные схемы пуска с включением реактора соответственно пеB ред СД и в нейтраль обмотки статора; г, д — трансформаторные схемы пуска с включением трансB форматора соответственно перед СД и в нейтраль обмотки статора; е — автотрансформаторная схема пуска; ж — схема блока трансформатор–СД; Q — высоковольтный автоматический выключатель; ОВ — обмотка возбуждения; Р — реакторы; Тр — трансформатор; АТр — автотрансформатор Прямой пуск СД осуществляется путем неB посредственного подключения его к питаюB щей сети с номинальными напряжением и частотой (рис. 5.2,а). Схема реализации пряB мого пуска наиболее проста и эффективна. При прямом пуске значительные пускоB вые токи, пропорциональные напряжению сеB ти, обусловливают существенное повышение избыточного момента и соответствующее соB кращение времени пуска. Тепловое воздейстB вие при прямом пуске явнополюсных СД поB лучается таким, что нагрев за время пуска меньше, чем при пуске от пониженного наB пряжения. СД, выпускаемые в соответствии со стандартами [10, 13], допускают прямой пуск от полного напряжения сети по величиB нам механических воздействий на статорные обмотки.

Допустимость прямого пуска по воздейB ствию на сеть при условиях U 0 = (0,8...0,9)U с и Z дв » x дв для СД можно оценить по следуюB щим двум условиям [34, 35]: – при редких пусках x дв ³ 4 x с ; – при частых пусках x дв ³ 9 x с . Если последние условия не выполняютB ся, то следует перейти к схемам пуска с исB пользованием пусковых устройств. Реакторный пуск. Метод пуска СД при пониженном напряжении путем включения его вначале последовательно с реактором, коB торый замыкается накоротко при окончании процесса пуска, причем реактор может вклюB читься между питающей сетью и СД (рис. 5.2, б) или в нейтраль обмотки статора (рис. 5.2, в). Сопротивление реактора выбираB ется из следующих двух условий [34, 35]:

330

Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

– при редких пусках x p = 4 x c - x d¢¢ ; – при частых пусках x p = 9 x c - x d¢¢ . После выбора параметров реактора необB ходимо проверить достаточность пускового момента СД для разворота рабочего механизма с учетом возможного колебания напряжения сети и нестабильности момента сопротивлеB ния рабочего механизма. При пуске мощных СД вышеуказанные поверочные расчеты могут дать отрицательный результат, в этом случае следует перейти к автотрансформаторной схеB ме пуска. Пуск СД при пониженном напряжении осуществляется путем подключения статорной обмотки вначале к автотрансформатору, а заB тем для нормальной работы — непосредственB но к питающей сети с номинальными напряB жением и частотой. Пуск через трансформатор по рис. 5.2, г, д или автотрансформатор по рис. 5.2, е может осуществляться с перерывом питания и без таB кового. В первом случае СД по схеме на рис. 5.2, г отключается от питающей сети на время перехода от пониженного напряжения к номинальному. Во втором случае СД по схеB мам на рис. 5.2, г, д остается присоединенным к питающей сети во время перехода от пониB женного напряжения к номинальному. КоэфB фициент трансформации автотрансформатора n выбирается из условия обеспечения напряB жения на шинах U0 при пуске СД не ниже U0 = = (0,8…0,9)Uc из следующих двух приближенB ных выражений [34, 35]: – при редких пусках n=

4 x с - x ат ; x d¢¢

– при частых пусках n=

9 x c - x ат , x d¢¢

где xат — индуктивное сопротивление автоB трансформатора. Сравнительный анализ показывает, что начальный момент при пуске по автотрансB форматорной схеме будет в n2 раз больше, чем при реакторном пуске при одном и том же наB пряжении на шинах. Автотрансформаторный пуск гораздо сложнее реакторного, требует большого колиB чества оборудования и аппаратуры, поэтому таB кую схему пуска следует применять только тоB

гда, когда реакторный пуск не проходит и подB ключение двигателя через трансформатор (блок двигатель — трансформатор по рис. 5.2, ж) к высшей ступени напряжения невозможно или по какимBлибо причинам нецелесообразно. Частотный пуск СД. К статорным обмотB кам неподвижного и возбужденного СД подB водится питающее напряжение с очень низкой частотой (доли процента от fном) [17,18]. Под действием синхронизирующего момента СД втягивается в синхронизм и вращается синB хронно с частотой источника питания. Далее частоту медленно повышают, чтобы машина не выпала из синхронизма, вплоть до номиB нальной частоты fном. После достижения этой частоты напряжение СД уравнивается с сетеB вым напряжением по частоте, порядку чередоB вания фаз, значению и фазе и сразу же синB хронизируется (обычно методом точной синB хронизации) с питающей сетью. В настоящее время наибольшее распроB странение в качестве источников питания с регулируемыми частотой и напряжением для частотного пуска СД получили вентильные двигатели, у которых преобразователь с естеB ственной коммутацией изготовлен с промеB жуточным звеном постоянного тока (рис. 5.3) [8]. Преобразователь состоит из регулируемых тиристорных выпрямителей В и инверторов И, выполненных на эквивалентных 6B или 12Bипульсных схемах. Выпрямитель и инверB тор соединены между собой через сглаживаюB щие дроссели Ld1, Ld2, которые обычно вклюB чаются в оба полюса преобразователя. В двигательном режиме управляемый выB прямитель передает мощность в цепь постоянB ного тока, а преобразователь, соединенный со статорными обмотками СД, работает в режиме инвертора тока. Коммутация тиристоров инB вертора осуществляется СД, поставляющим необходимую для этого реактивную энергию. Последовательность коммутации при выбранB ном направлении вращения определяется датB чиком углового положения или его электронB ным аналогом. Принцип работы электропривода по схеB ме «вентильного двигателя» с преобразоватеB лем на основе инвертора тока с естественной коммутацией тиристоров, в том числе и в реB жиме пуска, будет рассмотрен в п. 5.2 настояB щей главы. При пуске СД по схеме на рис. 5.3 включены автоматические выключатели Q1 и Q2, а выключатель Q3 отключен. ПреобразоваB тель разгоняет двигатель до синхронной частоты

ОСОБЕННОСТИ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

331

Рис. 5.3. Схема частотного пуска СД: Q1–Q3 — высоковольтные автоматические выключатели; В, И, Ld1, Ld2 — соответственно выB прямитель, инвертор и сглаживающие дроссели преобразователя; Тр — трансформатор; РМ — рабочий механизм вращения. Устройство точной синхронизации, входящее в комплект преобразователя, выравB нивает напряжение СД (путем регулирования возбуждения) и сети, а также обеспечивает синхронизацию между частотой и фазой наB пряжения СД и сети. При выполнении вышеуказанных трех условий преобразователь отключается (отклюB чаются выключатели Q1 и Q2) и СД с помоB щью выключателя Q3 подключается к сети. Рассмотренным методом точной автомаB тической синхронизации осуществляется синB хронизация СД с питающей сетью, как правиB ло, в одном из двух режимов [1, 8, 17, 18, 22, 36]: первый режим синхронизации — частота и напряжение синхронизируемого СД несколько меньше частоты и напряжения сети; второй режим синхронизации — частота и напряжеB ние синхронизируемого СД несколько больше частоты и напряжения сети. Достоинства исB пользования метода частотного пуска СД: 1) пусковой момент (ток в процессе пусB ка) может быть задан независимо от других паB раметров с ограничениями, позволяющими минимизировать ускорение и время пуска; 2) так как метод основан на синхронном пуске, то вибрационные моменты практически отсутствуют, за исключением кратковременB ного интервала в начале процесса пуска; 3) метод обеспечивает плавный (мягкий) пуск. Механические и электрические напряB жения на СД сведены к минимуму, что позвоB ляет увеличить срок службы СД;

4) системы, реализующие частотный пуск, надежны, поскольку нет вспомогательных вращающихся частей, к тому же эти систеB мы подходят для СД с бесщеточным возбужB дением; 5) пусковой преобразователь частоты моB жет быть использован для пуска нескольких СД в определенной последовательности. Указанные достоинства обеспечивают снижение эксплуатационных расходов и поB вышают показатели надежности электроприB водов. Пуск СД с помощью устройств плавного пуска (УПП). В конце ХХ — начале ХХI вв. появилась возможность реализации сравниB тельно дешевых тиристорных устройств для пуска не только низкоB, но и высоковольтных СД, что способствовало широкому распроB странению УПП электродвигателей. Упрощенная силовая схема УПП покаB зана на рис. 5.4, а. Это, по существу, силоB вая схема тиристорного преобразовательного устройства, известного под названием тириB сторного преобразователя напряжения (ТПН). Регулирование фазных напряжений, подаваемых на статорные обмотки СД, осуB ществляется с помощью изменения углов отB крывания тиристоров, как показано на рис. 5.4, б. Сдвиг по фазе открывающих тиB ристоры импульсов позволяет плавно регуB лировать амплитуду первой гармоники наB пряжения, подводимого к статору СД, а часB тота остается постоянной и равной частоте

332

Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 5.4. Силовая схема упрощенная тиристорного УПП СД (а) и упрощенная временна' я диаграмма выходного фазного напряжения УПП при измене нии углов a управления тиристорами (б) питающей сети. В конце пуска тиристоры полностью открыты и процесс плавного (мягкого) пуска завершается шунтированием (ТПН) высоковольтным контактором, иныB ми словами, непосредственным подключеB нием СД к питающей сети. Таким образом: 1) процесс синхронизации протекает одиB наково независимо от того, как реализуется пуск до подсинхронной скорости: прямым включеB нием на питающую сеть или через УПП; 2) процесс синхронизации должен начиB наться не ранее поступления от УПП сигнала (по интерфейсной связи или контактного) о замыкании шунтирующего высоковольтного контактора. Благодаря возможности регулирования напряжения на зажимах двигателя обеспечиваB ется формирование тока и момента двигателя в пусковом режиме. УПП, в который введены замкнутая система автоматического регулироB вания тока и устройство параметрического (в функции от времени) задания амплитуды тока формирует заданное ограничение тока и момента двигателя в процессе пуска. УПП обеспечивает при коэффициенте инерции F < 4 снижение пускового тока на уровне £(2…3,5)Iном. При этом резко уменьшаются электродиB намические силы в обмотках и связанное с

ними механическое разрушение изоляции обB моток. Снижение пусковых моментов благоB приятно для механической части привода. УПП, как правило, имеет встроенную систему защиты двигателя, которая контролиB рует параметры и режимы его работы в проB цессе пуска. Однако система плавного (мягкого) пуска имеет ряд недостатков, рассматриваемых ниже. 1. Наиболее существенным недостатком является большое энерговыделение в двигатеB ле в ходе пуска. Объясняется это тем, что фиB зические процессы в двигателе такие же, как и при прямом пуске, поскольку частота напряB жения на зажимах двигателя равна частоте пиB тающей сети. Простое снижение тока привоB дит к уменьшению момента двигателя по сравB нению с режимом прямого пуска. Момент уменьшается в квадранте ослабления тока в каждой точке по скорости. Снижение момента существенно увеличивает время пуска. УменьB шение тока обусловливает уменьшение мощB ности потерь по сравнению с режимом прямоB го пуска, но не снижение энергии потерь, ведь время пуска возрастает. Только при полном отсутствии статичеB ского момента сопротивления механизма энерB гия потерь для обоих вариантов пуска одинакоB вая. Практически всегда энергия потерь в двиB гателе в режиме плавного пуска выше, чем при прямом. Если к тому же учесть, что условия охB лаждения самовентилируемых двигателей при пониженной частоте вращения существенно ухудшаются, то станет понятным, что по выдеB лению теплоты в обмотках система плавного пуска уступает прямому пуску. 2. Отсутствие эффективного тормозного режима. При частоте вращения двигателя ниже синхронной последний может развивать только движущий момент, торможение привода возB можно под действием статического момента сопротивления. Поэтому с помощью УПП можно лишь увеличивать время торможения по сравнению со временем свободного выбега пуB тем частичной компенсации статического моB мента сопротивления, но не уменьшать. 3. Практическая нереализуемость теоретиB ческой возможности продолжительной работы двигателя при частоте вращения ниже синхронB ной. Объясняется это все тем же: двигатель раB ботает при номинальной частоте напряжения на зажимах статора, при этом потери в двигатеB ле повышаются при снижении скорости (увеB личении скольжения). Общая мощность потерь

ОСОБЕННОСТИ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ в обмотках двигателя Рдв определяется в первом приближении из неравенства Р дв >

Рв s æ R1 ç1 + 1 - s çè R2¢

ö ÷÷ , ø

(5.4)

где Рв — мощность на валу; s — скольжение; R1 , R2¢ — соответственно эквивалентные омичеB ские сопротивления обмоток статора и ротора, приведенного к статору. 4. По сравнению с прямым пуском при плавном исключаются колебания момента большой амплитуды при стоящем двигателе, а также ударный ток в момент включения. ОдB нако имеют место значительные колебания момента при подходе к синхронной скорости. 5. В отношении воздействия на питаюB щую сеть плавный пуск при значении коэффиB циента инерции F > 4…5 не дает существенного эффекта по сравнению с прямым пуском: амB плитуда фазных токов в процессе пуска приB мерно трехB, четырехB и пятикратная по отноB шению к амплитуде номинального тока. Форма токов, потребляемых от сети на этапе нарастаB ния выходного напряжения, искаженная. Поэтому при реализации новых проектов и особенно при модернизации старых, когда в электроприводе используется существующий СД, экспертным путем, применяя неравенство (5.4), решают вопрос о том, можно ли для данного СД и рабочего механизма использовать УПП в режиB ме пуска. Если ответ положительный, то на втоB ром этапе необходимо решение трех групп слеB дующих взаимосвязанных инженерных задач: 1) решение электромагнитных задач, в которые входят математические модели СД и тиристорного преобразователя напряжения (УПП) с регулятором амплитуды тока (станB дартная система, используемая при плавном асинхронном пуске СД с помощью УПП); 2) решение тепловой задачи, определяюB щей выделение теплоты в материале бочки роB тора. Решение этой задачи в общем случае достаточно сложное. Однако в каждом конB кретном случае исполнения бочки ротора СД путем упрощения общего уравнения Пуассона для стационарных процессов теплопроводноB сти удается получить парциальное дифференB циальное уравнение параболического типа, реB шение которого обеспечивает результаты, приB емлемые для инженерных расчетов [30, 41]; 3) решение механических задач, которые дают зависимость мгновенных значений скоB ростей от моментов.

333

Положительные результаты решения укаB занных инженерных задач могут служить осноB ванием для принятия решения о применении УПП в рассматриваемом электроприводе как в новых проектах, так и при модернизации. В настоящее время УПП нашли широкое применение для следующих рабочих механизB мов: насосов (подачи воды, перекачки стоков, нефтяных, химических, погружных и т.д.), венB тиляторов и воздуходувок, экструдеров, ценB трифуг, смесителей, компрессоров (например, винтовых, поршневых, центробежных, турбоB компрессоров), дробилок, мельниц, конвейеB ров, мощных энергетических установок и др. Пуск СД с помощью разгонного двигателя состоит в том, что разгонным двигателем ротор СД разворачивается до номинальной скорости [34]. При этом обмотка возбуждения включена в сеть постоянного тока, а обмотка статора раB зомкнута и синхронная машина работает в каB честве генератора в режиме холостого хода. ЗаB тем известными способами [17, 22] включают генератор на параллельную работу с сетью, а разгонный двигатель механически отсоединяют от вала синхронной машины, и последняя пеB реходит в двигательный режим работы. В настоящее время реализованы различB ные схемы пуска СД с помощью разгонного двигателя. В роли разгонного двигателя исB пользуют АД с фазовым ротором; АД с коротB козамкнутым ротором, статорные обмотки коB торого на время пуска соединяются последоB вательно со статорными обмотками СД [34]; двигатель постоянного тока, питающийся от тиристорного преобразователя, и т.д. Разнообразны при этом и алгоритмы функB ционирования этих систем. Пуск с помощью разгонного двигателя особенно часто используетB ся для СД с шихтованными полюсами без демпB ферной обмотки. Этот способ (за исключением частотного пуска) единственный для разгона таB ких СД, поскольку в этом случае у СД не имеется асинхронного вращающего момента. ИспользоB вание разгонного двигателя для пуска СД рациоB нально лишь тогда, когда во время разгона преB одолевается небольшой нагрузочный момент. Основные недостатки систем пуска СД с помощью разгонного двигателя: 1) каждый СД требует своего разгонного двигателя; 2) разгонный двигатель вообще должен быть оборудован отделителем, роль котороB го — механически отделить двигатель от пусB каемого СД после окончания процесса пуска;

334

Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

3) разгонный двигатель увеличивает осB новные размеры установки, и использование его может привести к затруднениям в размеB щении возбудителя на основной осевой лиB нии, в особенности в случае применения СД с бесщеточным возбуждением; 4) при пуске пусковой момент СД не разB вивается; 5) возможности поочередного пуска от одного разгонного двигателя нескольких СД весьма ограничены изBза сложности реализаB ции и большого объема в основном вспомогаB тельного механического оборудования. В новых проектах в большинстве случаев следует отдавать предпочтение частотному пуску СД со статическими преобразователями частоты различных типов или пуску с помощью УПП, есB ли невозможны прямой пуск и асинхронный пуск с реактором либо автотрансформатором. Системы защиты СД. В соответствии с раB ботами [31, 34] в электроприводах с нерегулиB руемой частотой вращения должны быть преB

дусмотрены типовые защиты СД, а также соB ответствующие защиты для возбудителей. Как известно, для СД используются машинные и статические полупроводниковые возбудители. В настоящее время преимущественное расB пространение получили возбудители статичеB ские полупроводниковые (ВСП), применительB но к которым далее и рассматриваются защиты. В соответствии с Правилами [31] должны быть предусмотрены следующие типовые заB щиты СД: – от многофазных замыканий в двигателе и его выводах; – от однофазных замыканий на землю; – от токов перегрузки; – минимального напряжения; – от асинхронного режима, которая должна быть совмещена с защитой от токов перегрузки. Основные требования, предъявляемые к релейным защитам, и общие принципы выB полнения релейных защит регламентируются в Правилах [31] и сведены в табл. 5.2.

5.2.Основные требования к релейным защитам Тип

1. Защита от многоB фазных замыкаB ний в двигателе и на его выводах

Наименование и Мощность двигаB возможный вариант теля, кВт исполнения защиты

Уставка времени, с

Параметры, от коB Зона дейB торых отстраиваB ствия заB ется защита щиты

1.1. Токовая однореB До 2000 лейная отсечка с реB ле прямого или косB венного действия, включенным на разB ность токов двух фаз 1.2. Токовая двухреB лейная отсечка с реB ле прямого или косB венного действия

а) >2000;

1.4. Продольная дифференциальная токовая защита с тремя реле

а) £5000;

б) 2000 лейная отсечка при отсутствии защиты от однофазных заB мыканий на землю б) 2000

3. Защита Максимальная тоB от переB ковая одноB или грузки двухфазная защита 4. ЗащиB та миниB мального напряжеB ния

Допустимая выдержB ка времени 1…2 с для получения необB ходимой чувствиB тельности защиты –

а) Выдержка времени Напряжение 0,5…1,5 с при уставке срабатывания напряжения £70 %; выбирается таB б) Выдержка времени ким, чтобы £10 с при уставке наB обеспечить саB мозапуск СД отB пряжения не выше 50 % для ответственB ветственных меB ных механизмов, коB ханизмов

Защита минимальB ного напряжения обеспечивается одB ним реле миниB мального напряжеB ния, включенным на линейное напряB жение

Защита, как правиB ло, выполняется с независимой от тока характеристиB кой выдержки вреB мени. Защита не должна срабатывать при биениях тока асинхронного реB жима. Выполняется реагирующей на коB лебания тока на статоре или роторе

Отстроенная от пусковых токов при полном наB пряжении сети и от бросков тока в первый момент короткого замыB кания в сети

СД и каB бель до места усB тановки защитB ного апB парата СД и каB бель от трансB формаB тора тоB ка нулеB вой поB следоваB тельноB сти до СД

Выбирается для кажB Отстраивается ДвигаB дого электропривода от времени пуска тель индивидуально и самозапуска

Не ограничена 5. Защита СД от асинB хронного режима

Параметры, от коB Зона торых отстраиваB действия ется защита защиты

От пиB тающей сети до СД

гда самозапуск после останова недопустим С выдержкой времеB ни с воздействием на систему ресинB хронизации; на отB ключение СД и поB вторный автоматичеB ский пуск; на отB ключение СД на систему ресинхрониB зации с автоматичеB ской кратковременB ной разгрузкой рабоB чего механизма

ДвигаB Отстроена тель по времени от пускового режиB ма и тока при действии форсиB ровки возбуждеB ния

336

Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

В соответствии с ГОСТ [14] набор типов защит ВСП частично регламентируется, а часB тично выбирается разработчиками электроприB водов по согласованию с заказчиком в каждом конкретном случае и, как правило, включает в себя следующие типовые защиты: 1) от внешних и внутренних перенапряB жений на тиристорах преобразователя ВСП; 2) от перенапряжений на преобразователе со стороны обмотки возбуждения с помощью разрядного контура; 3) от перегрузок и коротких замыканий в цепи обмотки возбуждения посредством сиB ловых предохранителей и автомата (для ВСП, питающихся от низковольтной сети) или выB соковольтного выключателя (для ВСП, питаюB щихся от высоковольтной сети); 4) от затянувшегося пуска; 5) от перегрузки током обмотки возбужB дения; 6) от исчезновения тока возбуждения; 7) от переменной составляющей тока роB тора при наличии тока возбуждения; 8) от исчезновения постоянного (переменB ного) оперативного напряжения, в том числе реализацией автоматического резервирования оперативного напряжения; 9) от снижения сопротивления изоляции цепей, электрически связанных с обмоткой возбуждения СД; 10) от нарушения стабилизации тока возB буждения с точностью до ±5 % при изменении температуры обмотки возбуждения от холодноB го состояния до установившегося теплового реB жима и при изменении напряжения питания возбудителя в пределах 0,85…1,1 номинального. 5.2. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ПО СХЕМЕ «ВЕНТИЛЬНОГО ДВИГАТЕЛЯ» С конца 70Bх гг. ХХ в. наметилась устойB чивая тенденция к расширению области приB менения мощных высоковольтных электроB приводов по схеме «вентильного двигателя». Это обусловлено широким внедрением энерB госберегающих технологий, одной из главных особенностей которых является применение регулируемого электропривода. К перспективным областям применения мощных высоковольтных электроприводов по схеме «вентильного двигателя» относятся: – приводы компрессоров магистральных газопроводов, насосных станций нефтепровоB дов и ирригационных сооружений;

– приводы насосов, вентиляторов, ценB тробежных компрессоров угольной и горB ноBрудной промышленности; – приводы экструдеров, центрифуг, смеB сителей, компрессоров, вентиляторов в химиB ческой, деревообрабатывающей и других отB раслях перерабатывающей промышленности; – приводы нагнетателей доменного и конверторного производств, а также некотоB рых прокатных станов (заготовочных, провоB лочных и др.); – пусковые устройства синхронных агреB гатов гидроаккумулирующих станций и другоB го назначения. Массогабаритные, энергетические и эксB плуатационные показатели электроприводов по схеме «вентильного двигателя» предпочтиB тельнее, чем у остальных типов регулируемого электропривода при мощности от 1000 кВт и выше и напряжении >1000 В (при диапазоне регулирования скорости более чем 2:1). Следует подчеркнуть, что достижения в области мощных высоковольтных тиристоров, их эффективное использование в конструкциях преобразователей привели к тому, что в настояB щее время звеном, лимитирующим массогабаB ритные и энергетические показатели в электроB приводе, является не преобразователь, а СД и трансформатрноBдроссельное оборудование. Поэтому ведутся интенсивные исследования, направленные на разработку СД, обеспечиB вающих высокие энергетические показатели. Особенно надо отметить тенденцию к применению «вентильных двигателей» в безреB дукторных быстроходных электроприводах с номинальными частотами вращения в диапаB зоне 3700…6000 мин-1: компрессорные станB ции магистральных газопроводов, насосы маB гистральных нефтепроводов, насосы в элекB троB и атомной энергетике, специальные стенB ды и др. Применение высокоскоростных двиB гателей позволяет исключить применение мультипликаторов в приводе компрессоров, что повышает эксплуатационную надежность оборудования, дает возможность повысить единичную мощность и производительность агрегатов и облегчает техническое обслуживаB ние приводов. Основные системы электроприB водов по схеме «вентильного двигаB т е л я ». Разнообразие систем электроприводов по схеме «вентильного двигателя» обусловлено рядом факторов [2–6, 8, 16, 21, 23, 27, 28, 39, 40]. Среди этих факторов:

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ПО СХЕМЕ «ВЕНТИЛЬНОГО ДВИГАТЕЛЯ» 1) тип статического преобразователя, коB торый может быть выполнен по схеме преобB разователя частоты на основе инвертора тока с естественной или «управляемой» коммутациB ей, на базе автономного инвертора напряжеB ния или преобразователя частоты без явно выB раженного звена постоянного тока; 2) многообразие законов управления инB вертором (коммутатором) статического преобB разователя электропривода, обусловленное способом задания угловых параметров, харакB теризующих взаимное положение и модули векторов основных гармоник напряжения, тоB ка и ЭДС холостого хода обмотки якоря СД при построении вышеуказанных законов, а также многообразием законов и методов регуB лирования координат электроприводов примеB нительно к решению задач, выдвигаемых треB бованиями к электроприводам рабочих мехаB низмов; 3) конструкция СД, тип и конструкция системы возбуждения СД. В электроприводах средней и большой мощности, как правило, применяются СД с электромагнитным возбужB дением. В этом классе машин наибольшее расB пространение получили СД традиционной конструкции — с разноименноBполюсным инB дуктором. Такая конструкция реализуется двояко: с расположением обмотки якоря на статоре, а индуктора — на роторе (нормальная конструкция); с расположением обмотки якоB ря на роторе, а индуктора — на статоре (обраB щенная конструкция). Обращенный СД обладает следующими основными преимуществами: возможностью получения относительно больших ускорений при регулировании скорости; более высокими энергетическими показателями СД; меньшими массой, моментом инерции и габаритными размерами СД. Однако при обращенной конB струкции питание обмоток якоря осуществляB ется через скользящий токосъем, что налагает определенные ограничения на выбор оптиB мального значения напряжения в системе якорная цепь СД — преобразователь частоты и на возможность применения таких СД в быстB роходных электроприводах при частотах враB щения >3000 (3600) мин-1. Наибольшее распространение в электроB приводах средней и большой мощности полуB чила нормальная конструкция СД, которая практически идентична конструкции общеB промышленных СД. В такой конструкции возбуждение СД реализуется от ВСП с помоB

337

щью узла скользящего токосъема в цепи инB дуктора при частотах вращения СД до 3000 (3600) мин-1 и, как правило, с помощью бесB контактного возбудителя при частотах вращеB ния >3000 (3600) мин-1. В качестве бесконтактного возбудителя используются различные устройства [1, 9], в том числе асинхронный генератор или враB щающийся трансформатор, конструктивно объединенный с ротором СД и подключенный к обмотке индуктора через неуправляемый трехфазный выпрямитель, и т.д. К классу машин традиционной конструкB ции с разноименноBполюсным индуктором отB носятся также СД с клювообразным ротором и внешнезамкнутым магнитным потоком. СД с клювообразным ротором являются полностью бесконтактными машинами, так как обмотки якоря и обмотка возбуждения размещены на статоре. Однако необходимость проведения магнитного потока возбуждения по внешней магнитной цепи (через подшипниковые щиты и корпус) существенно увеличивает массу СД; 4) тип якорной обмотки СД. Как указано в п. 3, в электроприводах средней и большой мощности наибольшее применение нашли СД нормальной конструкции. Число фаз обмотки якоря обычно равно 3, что обеспечивает высоB кое использование обмотки. В мощных элекB троприводах применяется эквивалентная шесB тифазная обмотка якоря, представляющая соB бой совокупность двух трехфазных обмоток, сдвинутых в пространстве друг относительно друга на 30 эл. град. Целесообразность использования более многофазных обмоток статора (эквивалентных девятифазных, 12Bфазных и т.д.) проблематичB на изBза существенного усложнения конструкB ции СД при незначительном положительном эффекте по использованию активных материаB лов, пусковому моменту, потерям в демпферB ной обмотке СД. В поставленных на объекты в конце ХХ в. общепромышленных электроприводах средней и большой мощности по схеме «вентильного двигателя» предпочтение по критерию «наиB большее распространение того или иного типа преобразователя в электроприводе» получили статические преобразователи на основе инверB тора тока с естественной коммутацией. Принцип действия электроприB вода по схеме «вентильного двигатеB ля» с явно выраженным звеном поB стоянного тока на основе инвертора

338

Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

т о к а с е с т е с т в е н н о й к о м м у т а ц и е й. Функциональная схема такого электропривода приведена на рис. 5.5, а. Силовая часть элекB тропривода содержит трехфазный мостовой тиристорный выпрямитель УВ; трехфазный мостовой тиристорный инвертор И; сглажиB вающий дроссель Ld; СД с двухполюсным роB тором и трехфазным якорем с обмотками A, B, C; ВСП; датчик углового положения ДП ротоB ра или его электронный аналог ДПЭ. В двигательном режиме работы СД энерB гия из питающей сети (A1, B1, C1) через выпряB митель УВ и инвертор И поступает в фазные статорные обмотки A, B, C двигателя. К выпряB мителю УВ на стороне сети переменного тока подходит переменное напряжение частотой 50 (60) Гц и управляется на этой частоте. Схема импульсноBфазового управления (СИФУ) трехB фазным мостовым тиристорным выпрямителем УВ принципиально не отличается от СИФУ, используемой для управления выпрямителем в электроприводах постоянного тока. Изменяя угол регулирования УВ с помоB щью СИФУ в зависимости от нагрузки на валу СД или иных параметров, можно получить различные искусственные характеристики двигателя. Синхронизирующее напряжение СИФУ инвертора И берется с выходных клемм статорных обмоток A, B, C двигателя и имеет переменную частоту. Последняя обуB словлена тем, что в статорных обмотках двигаB теля ЭДС имеет частоту, прямо пропорциоB нальную частоте вращения ротора, т.е. управB ление инвертором И осуществляется на частоB те, равной частоте ЭДС статорных обмоток. В остальном работа трехфазного мостовоB го инвертора тока с естественной коммутацией совместно с СД, в якорной обмотке которого наведена ЭДС вращения по рис. 5.5, а, качестB венно подобна работе такого инвертора на промышленную сеть переменного тока с фикB сированной частотой напряжения [3, 6]. Сглаживающий дроссель Ld, включенный в звено постоянного тока преобразователя, развязывает обе группы (УВ и И) друг от друB га, поэтому они могут работать и управляться независимо, несмотря на то что функционируB ют на разных частотах. Кроме того, индуктивB ность дросселя Ld сглаживает пульсации тока Id и ограничивает скорость нарастания тока в аварийных режимах. В двигательном режиме работы СД ток в фазах обмотки якоря направлен встречно дейB ствующей в них ЭДС, что характерно для раB

боты инвертора [3, 6, 40]. При инвертироваB нии коммутация тока с фазы на фазу возможB на только до момента равенства ЭДС двух соB седних фаз якоря, когда линейная ЭДС имеет направление, соответствующее необходимому направлению коммутации тока, например в момент а на рис. 5.5,в [6]. До этого в работе участвовали тиристоры 2 и 4, а ток протекал по фазам А и В встречно по отношению к ЭДС вращения ЕВА. В момент а, определяемый углом опережения b (предпоB лагается, что в данном случае электропривод на рис. 5.5,а работает с ДПЭ), подается сигнал на открытие тиристора 6. Под действием лиB нейной ЭДС ЕВС в течение угла коммутации g ток переходит с фазы В на фазу С. Угол выB ключения d соответствует промежутку времени между окончанием коммутации и переходом ЭДС ЕВС через ноль. За это время к ветви анод–катод тиристоB ра инвертора И прикладывается отрицательное напряжение и тиристор восстанавливает свои запирающие свойства до приложения прямого напряжения к той же ветви. Минимальное значение угла выключения d определяется, исB ходя из максимального значения времени выB ключения tq используемого типа тиристоров в соответствии с нестрогим неравенством d ³ (180°wt q kз ) / p,

(5.5)

где kз > 1 — коэффициент запаса, вводимый для сохранения коммутационной устойчивости инB вертора И в переходных режимах и для компенB сации неточностей при определении параметB ров элементов контура коммутации. В переходных режимах работы электроB привода, обусловленных нарастанием тока Id или снижением амплитуды переменного наB пряжения на клеммах СД при управлении инB вертором И по законам b = const или b = var, увеличивается угол g и, соответственно, уменьB шается угол d. Например, при управлении по закону b = var указанные изменения происхоB дят еще до того, как система автоматического регулирования (САР) электропривода успевает увеличить угол опережения b. Выбор значения угла d существенно влияет на техникоBэкономические показатеB ли электроприводов, что обусловлено слеB дующим [6, 27, 28]. Чем меньше угол d, тем лучше используется габаритная мощность СД, т.е. СД работает с более высоким коэфB фициентом мощности и развивает максиB мальную мощность при данном статорном

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ПО СХЕМЕ «ВЕНТИЛЬНОГО ДВИГАТЕЛЯ»

339

Рис. 5.5. Функциональная схема частотнорегулируемого синхронного электропривода по схеме «вентильного двигателя» с явно выраженным звеном постоянного тока (а), пространственная диа ' е диаграммы напряжения на зажимах СД и токов тиристоров грамма работы СД (б) и временны инвертора (в): УВ, И, Ld — соответственно управляемый выпрямитель, трехфазный мостовой тиристорный инверB тор и сглаживающий дроссель преобразователя электропривода; ВСП — возбудитель статический полупроводниковый; ДП — датчик положения; ДПЭ — электронный аналог датчика положения; РТ, РС — регуляторы соответственно тока и скорости; А, В, С — фазы СД; А1, В1, С1 — фазы питающей сети; Fа — результирующая магнитодвижущая сила обмотки якоря; Фв — магнитный поток ротора; числа 1, 2, …, 6 у осей ординат (рис. 5.5, в) соответствуют номерам тиристоров И; Ud, Id — соответстB венно напряжение и ток в звене постоянного тока преобразователя

340

Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 5.5. Окончание токе и токе возбуждения. В то же время чем меньше угол d, тем дороже инвертор И преB образователя электропривода изBза необхоB димости использования в инверторе специB альных типов тиристоров с малым временем выключения tq. Угол опережения инвертора И преобраB зователя электропривода может меняться по различным законам в зависимости от способа задания угловых параметров, характеризуюB щих взаимное положение и модули векторов основных гармоник напряжения, тока и ЭДС холостого хода обмотки якоря СД. ПримениB тельно к электроприводу с преобразователем на основе инвертора тока с естественной комB мутацией (рис. 5.5, а) используются три осB новных закона управления углом опережения инвертора И [3, 5, 6, 8, 23, 24, 27, 28, 39, 40]: 1) b0 = const — управляющие импульсы на тиристоры инвертора И подаются в функB ции от фазового угла между основной гармоB никой тока статора и ЭДС холостого хода; фаB зовый угол формируется с помощью датчика положения ротора ДП, который жестко связан с валом СД;

2) b = const — управляющие импульсы на тиристоры инвертора И подаются в функции от фазового угла между основными гармониками напряжения и тока статорных обмоток СД; 3) d = const — система управления инверB тором поддерживает постоянным угол запаса. Реализация САР электропривода с опреB делением угла b0 проще, чем с измерением угB ла b, поскольку ЭДС холостого хода однозначB но зависит от потока индуктора, т.е. от полоB жения полюсов ротора, и для фиксации b0 исB пользуются ДП ротора, в то время как для фиксации угла b нужны датчики положения полного потока, определяющего напряжение на клеммах СД (на рис. 5.5, а — ДПЭ). НаибоB лее сложна САР и система управления инверB тором И (рис. 5.5, а) при d = const изBза необB ходимости работы по принципу предсказания, основанному на измерении реального значеB ния угла d, полученного в предыдущем интерB вале коммутации [2, 8, 27, 39]. В практике электроприводов с преобраB зователями на основе инверторов тока с естеB ственной коммутацией находят применение и иные законы управления инвертором И, котоB

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ПО СХЕМЕ «ВЕНТИЛЬНОГО ДВИГАТЕЛЯ» рые занимают промежуточное положение меB жду указанными тремя основными. В электроприводах с преобразователями на базе инверторов напряжения важнейшим законом управления полупроводниковыми приборами инвертора является закон, осноB ванный на задании фазового угла между главB ной гармоникой напряжения на зажимах СД и ЭДС холостого хода [2, 3, 5, 6, 16]. В зависимости от типа используемого в электроприводе преобразователя СД может раB ботать с различным значением cos j. В случае применения преобразователя на основе инверB тора тока с естественной коммутацией cos j долB жен быть опережающим, т.е. СД должен быть выполнен с перевозбуждением (угол j < 0°). Если применен преобразователь, основанный на инверторе напряжения с искусственной коммутацией, cos j » 1. При использовании преобразователя на основе инвертора напряжения cos j может быть отстающим, т.е. СД должен быть выB полнен с недовозбуждением (угол j > 0°). В каждом конкретном случае реализации электропривода это дает возможность в завиB симости от расчетного угла j варьировать соB отношением МДС статора и ротора СД и тем самым оптимизировать конструкцию СД для получения наибольшего вращающего моменB та при заданных частоте вращения и габаритB ных размерах. Например, при естественной коммутации тока в инверторе И (рис. 5.5, а) СД работает с cos j » -0,9 (угол j < 0°); приB менение инвертора тока с «управляемой» коммутацией обеспечивает работу СД с cos j = 1 [2,40]. Вращающий момент СД одB них и тех же габаритных размеров без учета потерь в двигателе от высших гармоник тока может быть увеличен на 20…25 %. Это приB влекательная возможность при модернизации электроприводов, когда электроприводы с нерегулируемой частотой вращения заменяB ются на регулируемые с сохранением сущестB вующих в электроприводах СД. При непрерывном входном токе Id инверB тора И фазный ток СД состоит из импульсов разной полярности с продолжительностью каB ждого в 120° + g. Импульсы разделяются пауB зой в 60° - g, причем однополярные импульсы тока разных фаз по порядку их следования имеют временной сдвиг в 120° (см. рис. 5.5, в). На рис. 5.5, в в осях 1…6 построены криB вые токов, протекающих через тиристоры 1…6 инвертора И [6]. Фазные токи СД определяютB

341

ся из рис. 5.5, в алгебраическим суммированиB ем соответствующих токов тиристоров. НаB пример, ток фазы А равен алгебраической сумB ме токов через тиристоры 2 и 5. Как видно из рис. 5.5, в, при полном сглаживании (при досB таточно большой величине индуктивности Ld) ток не изменялся в течение проводимости каB ждого тиристора инвертора И; значение тока варируется только во время коммутации. При принятых допущениях ток якоря СД имеет форму трапеций, разделенных бестокоB вой паузой. Действительное изменение тока в коммутационных интервалах g описывается сравнительно сложными аналитическими выB ражениями. Однако в электроприводах средB ней и большой мощности угол g при коммутаB ции тиристоров инвертора И не превосходит 10…25°, поэтому допущение о линейном закоB не изменения тока в процессе коммутации вполне приемлемо в инженерных расчетах. При разложении в ряд Фурье указанной форB мы тока статорных обмоток СД порядок гарB моник определяется из выражения [2, 3, 6, 24, 27, 28, 40] n = 6k ± 1,

(5.6)

где k = 1, 2, 3, … Высшие гармоники тока обусловливают дополнительный нагрев статорных обмоток и формирование гармоник высшего порядка в электромагнитном моменте СД. Гармоники тока по выражению (5.6) порядка 7, 13, 19, 25 и т.д. образуют симметричные трехфазные системы токов прямой последовательности, а порядка 5, 11, 17, 23 и т.д. — обратной поB следовательности. Совместное действие токов пятой и седьмой гармоник образует поле, враB щающееся с шестикратной частотой по отноB шению к основному; действие токов 11B и 13Bй гармоник — поле, вращающееся с 12Bкратной частотой по отношению к основному, и т.д. Эти поля обусловливают появление высших гармоник в электромагнитном моменте СД. Если ток Id полностью сглажен и в проB цессе коммутации изменяется линейно, а угол g невелик, действующее значение первой гарB моники фазного тока определяется из выражеB ния [6, 40]. I1 » [ 6 × I d sin(g / 2)] / [p(g / 2)] » 0,78I d .

(5.7)

Основные способы регулироваB ния частоты вращения СД в электроB п р и в о д е. Пусть в некоторый момент времеB

342

Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

ни ток протекает по фазам А и В, как показано на рис. 5.5, б. Результирующая МДС якорной обмотки FА, взаимодействуя с магнитным поB током ФВ ротора, создает вращающий момент, который поворачивает ротор так, чтобы наB правление потока ФВ совпало с направлением результирующей МДС FА. Когда оси потока ФВ и результирующей МДС FА начнут сблиB жаться, система управления инвертором И поB даст сигнал на переключение тока с фазы В на фазу С и результирующая МДС якорной обB мотки FА скачком на 60 эл. град по часовой стрелке займет новое положение. Ось потока ФВ ротора будет опять стремиться к совпадеB нию с новым направлением результирующей МДС FА якоря, т.е. ротор будет продолжать поворачиваться в том же направлении, следуя за полем якоря [3, 6, 21, 40]. После поворота ротора еще на 60 эл. град фаза А потеряет питание, а ток в фазе В измеB нит направление на противоположное первоB начальному. Это приведет к очередному скачB ку МДС якоря на 60 эл. град. Переключая таB ким образом с помощью системы управления И (которая следит за положением ротора) поB очередно фазы якорной обмотки, можно реаB лизовать непрерывное вращение ротора [6]. Из рис. 5.5,б видно, что за один оборот двухполюсного ротора результирующей МДС FА обмоток статора СД принимает шесть фикB сированных положений. На роторе СД электроприводов средней и большой мощности, как правило, имеются высокопроводящие контуры (демпферные обB мотки, полюсные наконечники, бочка цельноB металлического ротора и т.д.), которые, соB гласно правилу Ленца, стремятся ослабить изB менение магнитного потока в роторе. Поэтому вышеописанные скачкообразные изменения результирующей МДС FА относительно ротора сглаживаются и, в первом приближении, можB но говорить о равномерном вращении магнитB ного поля якоря со средней скоростью ротора, т.е. о том, что в МДС якоря СД электропривоB дов средней и большой мощности превалирует первая гармоника, создающая синхронно враB щающееся поле, а высшие гармоники в осB новном подавляются демпфирующими контуB рами. Вращение возбужденного ротора привоB дит к наведению в обмотках якоря СД ЭДС вращения, пропорциональную скорости ротоB ра w и потока ФВ. ЭДС вращения, что харакB терно для вращающихся электрических маB

шин, стремится скомпенсировать приложенB ное к якорю напряжение. Отсюда следуют первые два основных способа регулирования скорости СД в электроприводе по схеме «венB тильного двигателя» [2–4, 6, 27]. Первый способ регулирования скорости w при фиксированном потоке ФВ связан с изB менением выходного напряжения инвертора И, от которого питаются якорные обмотки СД. Чем больше подводимое к СД напряжеB ние, тем больше должна быть компенсируюB щая его ЭДС вращения, а следовательно, при ФВ = const и значение скорости w, и наоборот. Регулирование выходного напряжения инверB тора И при, например, b = const, как правило, обеспечивается с помощью фазовой настройки тиристорного выпрямителя УВ. Второй способ основан на изменении ФВ при фиксированном напряжении питания якорных обмоток СД, т.е. при, например, уменьшении ФВ для поддержания требуемой ЭДС вращения ротор СД должен увеличить скорость w. Изменение магнитного потока ФВ обычB но обеспечивается регулированием тока возбуB ждения СД с помощью ВСП. Третий способ регулирования скорости w связан с изменениB ем угла опережения включения тиристоров инвертора И, например угла b [2–4, 6, 27, 40]. При увеличении угла b, что обусловливает опережение включения обмоток фаз якоря СД по отношению к положению ротора, скорость ротора повышается, и наоборот. РегулироваB ние скорости w путем изменения угла опереB жения b фактически происходит за счет поля СД и имеет те же качества, что и регулироваB ние полем машин постоянного тока: с ослабB лением поля растет скорость, падает величина момента, и наоборот [4]. Диапазон изменения угла опережения b ограничен следующим неравенством: b min < b < b max .

(5.8)

Угол bmin определяется исходя из услоB вия обеспечения коммутационной устойчиB вости инвертора И (рис. 5.5, а), которая свяB зана, с одной стороны, с временем восстаB новления запирающих свойств тиристоров инвертора И, а с другой — с переменными режима работы электропривода: входным тоB ком Id инвертора и напряжением на клеммах СД. Чем меньше b, тем полнее задействоваB на в электроприводе габаритная мощность СД [2, 3, 6, 21, 27, 40].

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ПО СХЕМЕ «ВЕНТИЛЬНОГО ДВИГАТЕЛЯ» Угол bmax определяется с учетом условия обеспечения требуемой перегрузочной способB ности СД. Чем больше b, тем хуже используетB ся в электроприводе габаритная мощность СД, но тем надежнее работает инвертор в электроB приводе [2, 3, 5, 6, 21, 27, 40]. В электроприводе по схеме «вентильного двигателя» в случае применения в преобразоB вателе инвертора тока с естественной коммуB тацией (рис. 5.5, а) возникают определенные проблемы с обеспечением надежной коммутаB ции тиристоров инвертора И в нижнем диапаB зоне регулирования скорости СД (до ~10 % от номинальной), в том числе и в режиме пуска, что обусловлено следующим. Так как в инверторе коммутация тока тиB ристоров обеспечивается ЭДС вращения СД, то при скорости до ~10 % от номинальной ЭДС вращения недостаточна для надежной коммутаB ции тиристоров инвертора при требуемом входB ном токе Id и заданных параметрах контура коммутации [2–4, 6, 27, 40]. Существует ряд способов преодоления этой ситуации. Один из них заключается в применении в нижнем диапазоне регулироваB ния скорости в период пуска на низкой частоB те узлов искусственной коммутации для комB мутации тиристоров преобразователя. Это сложный по схемноBтехническим решениям и стоимостным показателям путь. Однако возB можность его реализации реальна. Наиболее широкое распространение полуB чил способ, при котором преобразователь рабоB тает в так называемом импульсном режиме, причем коммутация реализуется с помощью тиристорного выпрямителя УВ. Каждый раз, когда в инверторе И необходимо провести комB мутацию тока с одного тиристора на другой, постоянный ток в звене постоянного тока своB дится к нулю, тиристоры в инверторе при этом выключаются. После некоторого времени, треB буемого для восстановления запирающих свойств тиристоров инвертора, вновь включаB ется выпрямитель преобразователя, а импульсы управления подаются на следующую по алгоB ритму работы пару тиристоров инвертора. Таким образом, СД разгоняется до скоB рости вращения ~10 % от номинальной. ИмB пульсный режим может использоваться при низких скоростях и в двигательном, и в генеB раторном (тормозном) режимах работы СД и обеспечивает торможение СД до останова. В таком режиме работы ток Id в звене постоянB ного тока преобразователя периодически на

343

несколько миллисекунд снижается до нуля, одновременно снижая до нуля и момент СД. Это приводит к пульсациям электромагнитноB го момента СД [2]. Средний момент М, развиваемый СД, при пренебрежении потерями и влиянием высших гармоник магнитного потока и тока может быть оценен из выражения M = KI d (U / w)cos j,

(5.9)

где K — постоянная; Id — средний ток в звене поB стоянного тока преобразователя; w — угловая скорость СД; j — угол фазового сдвига между осB новными гармониками тока и напряжения СД. Для оптимального использования габаB ритной мощности преобразователя при низких частотах поток U/w выбирается равным номиB нальному, а значение cos j — близким к 1. Вращающий момент устанавливается выбором тока Id [2, 3, 27, 28]. При достижении СД скорости ~10% от номинальной значение ЭДС становится достаB точным для естественной коммутации тириB сторов инвертора И и регулирование скорости СД осуществляется одним из вышеуказанных способов. В электроприводах по схеме «вентильноB го двигателя» при использовании преобразоваB телей на основе инверторов напряжения или тока с «управляемой» коммутацией силовых полупроводниковых приборов рассмотренных проблем не возникает. Режимы работы электропривода [2…6, 8, 16, 21, 23, 24, 27, 28, 39, 40]. ЭлектроB привод по схеме «вентильного двигателя» с преобразователем на основе инвертора тока с естественной коммутацией (рис. 5.5, а) моB жет работать во всех четырех квадрантах мехаB нической характеристики. В режиме рекупераB тивного торможения инвертор И по схеме на рис. 5.5, а функционирует в режиме выпрямиB теля, а выпрямитель УВ — в режиме инвертоB ра, ведомого сетью. Одна из особенностей этого режима раB боты электропривода — способность развивать тормозной момент, на 25…30% превышающий момент в двигательном режиме при одинакоB вых токах якоря и возбуждения. Это обусловB лено тем, что нет необходимости в угле запаса при работе инвертора И в режиме выпрямитеB ля [2–4, 40]. При работе электропривода в режиме реB куперативного торможения КПД СД повышаB

344

Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

ется на ~1 % вследствие лучшего использоваB ния активных материалов двигателя и уменьB шения амплитуд высших временнÏх гармоник тока изBза увеличения угла коммутации инB вертора И (рис. 5.5, а) в выпрямительном реB жиме, что обусловливает снижение дополниB тельных потерь в СД от высших гармоник тоB ка [6, 40]. Реверсирование направления вращения СД в электроприводе осуществляется изменеB нием распределения импульсов управления тиристорами инвертора И (рис. 5.5, а). ЭлекB тропривод по схеме на рис. 5.5, а обеспечивает двухзонное регулирование скорости рабочего механизма, когда момент последнего в верхB ней части диапазона регулирования частоты вращения меньше, чем на частотах вращения ниже основной (номинальной). В первой зоне полного диапазона измеB нения частоты вращения вплоть до номиB нальной частота вращения регулируется изB менением напряжения Ud на выходе выпряB мителя УВ. При работе электропривода во второй зоне с постоянной мощностью регуB лирование частоты вращения осуществляется при Ud = const изменением потока возбуждеB ния с помощью ВСП с одновременным измеB нением угла регулирования b тиристоров с целью обеспечения коммутационной устойB чивости инвертора И. Упругие колебания в электромеB ханической подсистеме электроприB в о д а. Электропривод по схеме «вентильного двигателя» представляет собой сложную управляемую электромеханическую систему, электрическая и механическая подсистемы коB торой находятся в постоянном взаимодейстB вии. Электрическая подсистема электропривоB да содержит преобразователь с индуктивным накопителем энергии и электромеханический преобразователь энергии (СД), которые функB ционально связаны друг с другом электричеB скими связями. Механическая подсистема электроприB вода, соединенная с электрической через электромеханический преобразователь энерB гии, имеет более или менее развитую многоB массовую структуру с упругими механичеB скими связями. Управляющие и возмущаюB щие воздействия в такой сложной системе вызывают переходные процессы, обусловB ленные накоплением, отдачей и обменом энергии между ее подсистемами. ПереходB ные процессы приводят к увеличению динаB

мических нагрузок в механической подсисB теме электропривода и возникновению колеB баний в механической и электрической подB системах [43]. СД в электроприводах средней и больB шой мощности изготавливают с горизонтальB ным или вертикальным расположением вала. Горизонтальные валы, лежащие на опорах, а также вертикальные, опирающиеся на подпятB ник, представляют собой упругую систему, способную к колебаниям. Колебания могут происходить в поперечном к оси направлении (поперечные колебания), а также в продольB ном и тангенциальном направлениях (проB дольные и крутильные колебания). Под возB действием периодически изменяющихся моB ментов агрегат СД — рабочий механизм (РМ) совершает вышеуказанные упругие колебания, которые становятся особенно сильными в зоне резонансов, когда частоты возмущающих моB ментов совпадают с частотами собственных колебаний агрегата. Перед разработчиками таких электроприB водов стоят следующие задачи: 1) определения частот и форм собственB ных колебаний (теоретически и/или экспериB ментально); 2) определения амплитуд и частот возмуB щающих моментов для любой текущей скороB сти вращения агрегата в режимах пуска, торB можения и установившегося режима работы, действующих на валопровод агрегата как со стороны СД, так и со стороны РМ; 3) анализа вышеуказанных колебаний и их устойчивости; установления возможности уменьшения амплитуд колебаний при резоB нансных частотах и выбора эффективных мер борьбы с ними в рабочем диапазоне частоты вращения агрегата; 4) анализа возможных методов оценок степени опасности колебаний, в том числе оцеB нок динамических нагрузок и усталости матеB риалов валов и муфт агрегата, а также надежноB сти функционирования агрегата в целом. Борьба с колебаниями является неотъемB лемым условием обеспечения высокого качеB ства электропривода. Она ведется на этапах проектирования, производства, испытаний и эксплуатации электропривода. В общем случае нагрузки на валопровод агрегата СД–РМ по характеру действия подB разделяются на статические и динамические. При статических нагрузках действующий моB мент постоянен или же изменяется относиB

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ПО СХЕМЕ «ВЕНТИЛЬНОГО ДВИГАТЕЛЯ» тельно медленно. Динамические нагрузки классифицируются на нагрузки, периодически изменяющиеся, и нагрузки мгновенные (толчB ковые, ударные). К последним нагрузкам относятся такие, при которых механические напряжения нарасB тают почти мгновенно до наибольшего значеB ния. В этом случае наибольшие механические напряжения могут получиться почти в 2 раза более высокими, чем при постепенном нарасB тании нагрузки. Среди нагрузок, периодически изменяюB щихся, те, при которых механические напряB жения в материале валопровода получаются периодически изменяющимися по величине, причем скорость этого изменения такова, что их нельзя считать мгновенно изменяющимися нагрузками. Во многих практических применениях периодически изменяющиеся нагрузки апB проксимируются двумяBтремя составляющиB ми: постоянным или медленно изменяющимB ся моментом и однойBдвумя низшими (перB выми) гармониками момента. Агрегат СД– РМ имеет сложную конструктивную форму. В него входят в общем случае СД, РМ, редукB торы, муфты и другие детали. Определение нагрузок на валопровод (амплитуд и частот возмущающих моментов в нормальных и анормальных режимах работы) как со стороB ны РМ, так и со стороны СД проводится при каждой конкретной реализации электроприB вода. В общем виде нагрузки со стороны электропривода могут быть охарактеризованы следующим образом. На валопровод агрегата СД–РМ со стоB роны СД, ротор которого является первой массой в эквивалентной системе, действуют моменты различного характера в режимах нормального функционирования и в аварийB ных режимах. На начальном этапе пуска и конечном этапе торможения электропривода по схеме «вентильного двигателя» на основе инвертора тока с естественной коммутацией электромагнитный момент имеет пульсиB рующий характер. При этом в шестипульсB ной эквивалентной схеме инвертора И по рис. 5.5, а момент изменяется от 0 до Мср = = Мп [10, 13] с паузой между импульсами поB рядка 3,3…6,6 мс (при частоте питающей сеB ти 50 Гц), амплитуда пульсирующего моменB та равна (0,4…0,6)Мп. При частоте вращения ~8…10 % от ноB минальной и до номинальной, если процесс

345

разгона осуществляется до номинальной часB тоты вращения, на вал агрегата со стороны СД действует средний момент по выражению (5.9), равный Мп, и, как минимум, первая (низшая) гармоника момента с частотой 6 w и амплитудой 0,1Мп. В установившемся режиме работы электропривода на валу агрегата со стороны СД будет сказываться средний моB мент Мср.т, который определяется требованияB ми РМ, а также пульсирующие моменты разB личной частоты. Первый из них для инвертора И по рис. 5.5, а, выполненного по шестипульсной эквивалентной схеме, имеет основную частоту 6w и амплитуду порядка 0,1Мср.т (причина его возникновения рассматривалась ранее). Второй пульсирующий момент обусловB лен пульсациями тока Id, которые вызваны двумя составляющими пульсаций напряжеB ний, действующих в звене постоянного тока преобразователя по рис. 5.5, а, первая из котоB рых возбуждается пульсациями напряжения выпрямителя УВ, а вторая — пульсациями наB пряжения на входе инвертора И. Первая составляющая зависит от уровB ня регулируемой скорости СД или от угла управления a выпрямителем УВ, на вторую практически мало влияет скорость СД, что обусловлено пропорциональным уменьшеB нием амплитуды линейной ЭДС двигателя, среднего напряжения на входе инвертора И, а также амплитуды пульсаций этого напряB жения при снижении скорости СД. Она заB висит в основном от текущего угла опережеB ния b. Таким образом, как уменьшение скороB сти за счет увеличения угла a, так и увеличеB ние угла b приводят к росту пульсаций тока СД. Частоты высших гармонических составB ляющих тока, возбуждаемых пульсациями напряжения выпрямителя и пульсациями инвертора, для одного и того же порядка гармоники в общем случае различны, поB скольку разнятся временнÏе периоды пульB саций напряжений выпрямителя УВ и инB вертора И, хотя угловой период p/3 в обоих случаях одинаков. В условиях регулирования скорости СД отношение круговой частоты сети wc к углоB вой скорости СД изменяется в широких преB делах, и поэтому пульсации тока, проходящеB го через дроссель, как правило, носят харакB тер биений. При этом, особенно в области низких скоростей, близкие по частотам и амB

346

Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

плитудам гармоники тока, обусловленные соB вместным влиянием выпрямителя и инвертоB ра, образуют биения с большим периодом, являющиеся источником пульсаций момента. С достаточной для инженерных расчетов точB ностью при определении пульсаций тока учиB тываются амплитуды токов первых гармоник, вызванных влиянием выпрямителя УВ и инB вертора И по рис. 5.5, а. Если при достаточно глубоком регулироB вании скорости, реализуемом регулированием напряжения выпрямителя, отношение индукB тивности дросселя Ld к коммутационной инB дуктивности фазы СД имеет порядок 10…20, то пульсации момента при минимуме скорости СД не превосходят величины 5…15 % [27]. ТиB пичное значение второй составляющей моB мента в электроприводах средней и большой мощности составляет 1 % от электромагнитB ного момента СД [44]. При опрокидывании инвертора И по рис. 5.5, а, а также по другим причинам возB можны режимы двухB и трехфазного короткоB го замыкания (КЗ) СД. ИзBза малого сверхпеB реходного реактанса, который выбирается из условия получения минимального угла комB мутации тиристоров инвертора И, токи КЗ весьма велики, что обусловливает формироB вание ударных тормозных моментов, амплиB туды которых лежат в пределах (5…20)Мн [44]. При двухфазном КЗ частота тормозного момента имеет две основные гармоники, часB тоты которых равны соответственно одинарB ной и двойной частотам напряжения, питаюB щего СД. При трехфазном КЗ основная частота тормозного момента равна частоте напряжеB ния, питающего СД. Последняя изменяется в широких пределах. Поэтому наиболее тяB желым случаем для валов, муфт и других вращающихся частей агрегата является возB никновение режима КЗ на частоте, равной собственной частоте ротора или в ближайB шей зоне 0,9 < w/wкр < 1,1, где wкр — критиB ческая угловая скорость. При этом амплитуB ды ударных тормозных моментов оказываB ются существенно большими вышеуказанB ных. В дополнение к перечисленным нагрузB кам вал собственно СД испытывает как моB мент кручения, так и изгибающие моменты, вызванные: массой ротора (при горизонтальB ном исполнении СД); односторонним магнитB ным притяжением (вследствие, например, неB

равномерного воздушного зазора); наличием небаланса ротора и моментами, обусловленB ными крутильными колебаниями в валопровоB де агрегата СД–РМ [44]. Особенности выполнения силоB вых цепей электроприводов средней и б о л ь ш о й м о щ н о с т и. Основные проблеB мы, возникающие на этапе принятия решения о применении частотноBрегулируемых синB хронных электроприводов средней и большой мощности, могут быть с определенной степеB нью условности сгруппированы и охарактериB зованы следующим образом [43]: – первая группа показателей решает проB блемы электромагнитной совместимости элекB тропривода с питающей сетью переменного тока; – вторая связана с обеспечением преобB разователем частоты (ПЧ) требуемых статичеB ских и динамических характеристик электроB привода в целом, а также оптимальной реалиB зации собственно ПЧ с учетом ограничений, накладываемых всей сложной системой на подсистему, и ограничений, обусловленных параметрами комплектующих и других нефорB мализуемых факторов; – третья участвует в реализации СД, раB ботающего в составе частотноBрегулируемого электропривода на базе ПЧ со звеном постоB янного тока и ПЧ с неявно выраженным звеB ном постоянного тока; – четвертая связана с внутрисистемным оптимальным взаимодействием в основном двух подсистем электропривода: ПЧ и СД; – пятая решает задачи взаимодействия упругой многомассовой механической части привода с электрической в единой сложной электромеханической системе автоматизироB ванного электропривода, в том числе и мехаB нического взаимодействия ротора СД с РМ. Опыт показывает, что высокая техниB коBэкономическая эффективность от примеB нения мощного частотноBрегулируемого элекB тропривода определяется корректностью взаиB моувязанного решения перечисленных проB блем. На рис. 5.6 приведены структурные схеB мы вариантов реализации мощных высокоB вольтных электроприводов по схеме «вентильB ного двигателя» с частотой вращения до и свыше 3000 (3600) мин-1. Во всех вариантах СД получает питание через изолирующий трансформатор и ПЧ, коB торый относится к классу преобразователей с

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ПО СХЕМЕ «ВЕНТИЛЬНОГО ДВИГАТЕЛЯ»

347

Рис. 5.6. Варианты реализации схем преобразователей электроприводов по схеме «вентильного двигателя»: а — преобразователь, выполненный по эквивалентной 12Bпульсной схеме по входу и шестипульсB ной по выходу; б — преобразователь, выполненный по эквивалентной 12Bпульсной схеме по входу и выходу; в — преобразователь, выполненный по эквивалентной 12Bпульсной схеме по входу и выB ходу с последовательным соединением мостов выпрямителей и инверторов; г — преобразователь, выполненный по эквивалентным 12Bпульсным схемам по входу и выходу с последовательным соB единением мостов выпрямителей и инверторов; Тр — входной силовой трехобмоточный трансфорB матор; ПЧ — преобразователь частоты электропривода; Ld1, Ld2 — сглаживающие дроссели звена постоянного тока ПЧ; СД — синхронный двигатель; ОВ — обмотка возбуждения СД инвертором тока с естественной коммутацией. Основу схем преобразователей составляют трехфазные тиристорные мосты. Одна группа трехфазных мостов через трансформатор подB соединена к питающей сети переменного тока. Это преобразователь с сетевой коммутацией, который работает при постоянной частоте пиB тающего напряжения. Другая группа трехфазB ных мостов подведена к СД и коммутируется СД (машинная коммутация), причем работа этой группы происходит при переменной часB тоте напряжения. Реактивную мощность, необходимую для коммутации этих мостов, должен поставлять СД. Перевозбужденный СД обеспечивает выB полнение этих условий, типичное значение cos j перевозбужденного СД лежит в пределах 0,8…0,9. Обе группы мостов соединены друг с друB гом через дроссели Ld, которые включены в оба полюса звена постоянного тока преобразоB вателя и сглаживают пульсации постоянного тока, а также «изолируют» обе группы друг от друга, так что они могут работать и управлятьB ся независимо. Когда СД функционирует в двигательном режиме, то группа мостов, подключенная к вентильным обмоткам трансформатора, рабоB тает в выпрямительном режиме, а группа мосB

тов, подсоединенная к двигателю, — в инверB торном, компенсируя токи между фазами стаB торной обмотки двигателя. Генераторный режим работы двигателя реализуется без использования дополнительB ного сетевого оборудования. Когда двигатель работает в генераторном режиме, то мосты, подключенные к двигателю, переводятся в выB прямительный режим работы, а мосты, подB соединенные к трансформатору, — в инверB торный. Таким образом, направление потока энерB гии реверсируется, и реализуется режим элекB трического торможения электропривода. Определенная сложность при выполнеB нии приводов по схеме «вентильного двигатеB ля» (рис. 5.6, а) возникает при реализации реB жима пуска. Наибольшее распространение в электроприводах средней и большой мощноB сти получил простой и дешевый (по стоимости дополнительного оборудования) способ пуска, условно называемый способом пуска прерыва нием тока в звене постоянного тока ПЧ. ПринB цип работы электропривода в этом режиме был описан выше. Все мощные высоковольтные преобраB зователи, показанные на рис. 5.6, выполняB ются по входу по эквивалентной 12BпульсB ной схеме, что вызвано необходимостью

348

Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 5.7. Спектральный состав гармоник входного тока преобразователей электроприводов: n — порядок гармоники; In, Iном — действуюB щие значения соответственно nBй гармоники и номинального тока; m. В данном случае используется неB нагруженный («холодный») резервный ПЧ1. Резервный ПЧ1 вместо вышедшего из строя ПЧ2 или ПЧ3, как правило, включается автоB матически выключателями Q4 или Q6, т.е. предполагается наличие устройств, осуществB ляющих функции контроля работоспособноB сти ПЧ, отключения отказавшего ПЧ и вклюB чения резервного. В зависимости от допустиB мой длительности перерыва питания электроB приводов автоматические выключатели Q4– Q7 на рис. 5.8, б могут быть заменены на разъединители. Основные достоинства приведенной на рис. 5.8, б схемы электропривода с резервироB ванием следующие. 1. Любой из двух вышедших из строя ПЧ может ремонтироваться в процессе эксплуатаB ции. При таком способе отказ любого из ПЧ диагностируется, а после ремонта восстанавB ливается и снова может быть включен в рабоB ту. Отказ электропривода произойдет лишь в случае нахождения в ремонте не менее чем двух ПЧ. 2. Во многих конкретных применениях резервный ПЧ1 до момента включения в рабоB

353

ту обесточен, что повышает общую надежB ность электропривода благодаря сохранению ресурса ПЧ1. 3. Имеется возможность использования одного резервного ПЧ1 на несколько работаюB щих. 4. В каждом конкретном применении при включении резервного ПЧ1 практически не требуется дополнительно регулировать выходB ные параметры вследствие того, что электриB ческие режимы в схеме не изменяются. Основные недостатки схемы на рис. 5.8, б электропривода с резервированием: – практическая реализация рассматриB ваемой схемы требует использования значиB тельного числа высоковольтных автоматичеB ских выключателей Q, которые снижают эфB фективность резервирования по показателю «надежность электропривода»; – для электроприводов рабочих механизB мов, не допускающих длительных перерывов в работе, необходимо использование быстродейB ствующих высоконадежных автоматических выключателей. На рис. 5.8, в приведена схема частотB ноBрегулируемого синхронного электроприB вода с постоянно включенным резервом на уровне ПЧ. По входу ПЧ выполнен по эквиB валентной 12Bпульсной схеме. СД электроB привода трехфазный и питается через два паB раллельно включенных трехфазных ПЧ. КажB дый ПЧ спроектирован на полную мощность СД, деление токов между ПЧ осуществляется с помощью реакторов L1 и L2. Если один из ПЧ выйдет из строя, то посредством высокоB вольтных автоматических выключателей Q4 или Q5 и Q6 или Q7 он отключается от СД и преобразовательного трансформатора, а СД получает питание от оставшегося работоспоB собного ПЧ. Многолетний опыт эксплуатации частотB ноBрегулируемого синхронного электропривода средней мощности вентилятора в конце ХХ в. показал, что наработка электропривода от начаB ла эксплуатации до возникновения первого отB каза электропривода по схеме на рис. 5.8, в соB ставляла 27 000…28 000 ч при времени восстаB новления 30 ч, а электропривода по схеме рис. 5.6, в — 19 000…20 000 ч при времени восB становления 62 ч. Использование индивидуальB ных двухобмоточных преобразовательных трансB форматоров для каждого ПЧ (на рис. 5.8, в поB казаны пунктиром) позволило увеличить время наработки на отказ на 2000…3000 ч.

354

Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Основные достоинства приведенной на рис. 5.8, в схемы электропривода с постоянB ным резервированием ПЧ состоят в следуюB щем. 1. В режиме нормального функционироB вания каждый из ПЧ имеет примерно полоB винную загрузку по току, что способствует поB вышению показателя надежности силовой схеB мы электропривода. 2. Вышедший из строя ПЧ отключается, как правило, автоматически без перерывов в работе электропривода. 3. Любой из двух вышедших из строя ПЧ может ремонтироваться в процессе эксплуатаB ции, что является эффективным средством поB вышения надежности электропривода. При таB ком способе отказ любого из ПЧ диагностируB ется, а после ремонта ПЧ восстанавливается и снова включается в работу. Отказ электроприB вода произойдет лишь в том случае, когда оба ПЧ находятся в ремонте. Основные недостатки приведенной на рис. 5.8, в схемы электропривода с постоянным резервированием ПЧ состоят в следующем. 1. При отказе одного из ПЧ токи переB распределяются между ПЧ по сравнению с реB жимом нормального функционирования и, как следствие, изменяется надежность элекB тропривода. 2. При отказе одного из ПЧ преобразоваB тель электропривода переходит из режима раB боты по эквивалентной 12Bпульсной схеме по отношению к питающей сети в шестипульсB ный режим, что усложняет обеспечение треB буемых значений показателей качества элекB троэнергии в питающей сети. 3. Практическая реализация рассматриB ваемой схемы резервирования требует испольB зования значительного числа высоковольтных автоматических выключателей Q, которые снижают эффективность резервирования. В ответственных промышленных устаB новках и технологических процессах используB ют резервирование на уровне РМ (рис. 5.8, г). Этот метод резервирования имеет многолетB нюю положительную промышленную апроB бацию, причем в некоторых отраслях проB мышленности он внесен в директивные маB териалы по проектированию промышленных установок. Например, в соответствии с директивныB ми материалами Госгортехнадзора главные вентиляторные установки шахт должны состоB ять из двух самостоятельных вентиляторных

агрегатов, включающих в себя вентилятор и электропривод, причем один из агрегатов наB ходится в «холодном» резерве [26, 42]. На компрессорных станциях магистральB ных газопроводов предпочитают использовать дробное резервирование. Например, в работе [18] сообщалось, что на одном из газопровоB дов на компрессорных станциях установлено по три агрегата турбокомпрессор — частотB ноBрегулируемый синхронный электропривод, причем один из агрегатов находится в «холодB ном» резерве. Основные достоинства резервиB рования агрегатов по схеме на рис. 5.8, г слеB дующие. 1. Любой из двух вышедших из строя агB регатов можно ремонтировать в процессе эксB плуатации. При таком способе отказ любой подсистемы (ПЧ, СД или РМ) агрегата диагB ностируется, а после ремонта восстанавливаетB ся и при необходимости снова может быть включен в работу. Отказ установки произойдет лишь в том случае, когда оба агрегата будут в ремонте. 2. До включения в работу резервный агB регат обесточен, что повышает общую надежB ность агрегата благодаря сохранению ресурса. Впрочем в некоторых применениях используB ется поочередная работа основного и резервB ного агрегатов для равномерной выработки реB сурсов. Основным недостатком резервироваB ния агрегатов по схеме на рис. 5.8, г являетB ся перерыв в работе установки при переходе с основного агрегата на резервный, и наB оборот. На рис. 5.9 приведены типичные пре дельные кривые зависимости максимальных номинальных мощностей электродвигателей от частоты вращения [44]. Кривые 1 и 2 отB носятся к электроприводам, выполненным по схеме «вентильного двигателя» с шихтоB ванным ротором (кривая 1) и с массивными обмотанными роторами (кривая 2); оба исB полнения с подшипниками скольжения и воздушным охлаждением. Кривая 3 отноB сится к АД с массивными обмотанными роB торами [18]. Аналогичные кривые у различных произB водителей несколько отличаются друг от друга. Различия главным образом определяются слеB дующими факторами: принятой конструкцией основных узлов двигателей; используемыми материалами и возможностями технологии изB готовления (особенно ротора); типом и констB

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ПО СХЕМЕ «ВЕНТИЛЬНОГО ДВИГАТЕЛЯ»

355

Рис. 5.9. Предельные зависимости номинальных мощностей электродвигателей от частоты вращения: 1 — СД с шихтованным ротором; 2 — СД с массивным обмотанным ротором; 3 — АД с массивным обмотанным ротором рукцией подшипниковых узлов; принятой системой возбуждения и некоторыми другими особенностями. Ограничения обусловлены прежде всего механическими нагрузками, которые несут роторы быстроходных электродвигателей. Ввиду больших центробежных сил, воздейстB вующих на ротор, размеры его диаметра огB раничивают при заданной номинальной часB тоте вращения до такого значения, чтобы окружная скорость не превышала 270…300 м/с. Вибрации ротора, связанные с критическими скоростями, налагают ограниB чения на выбор длины ротора при заданной частоте вращения. Известно, что при принятой системе охB лаждения ротора электрическая мощность, коB торая может быть преобразована в механичеB скую двигателем, прямо пропорциональна объему ротора, т.е. произведению квадрата диаметра ротора и его длины. При возрастаB нии номинальной частоты вращения двигатеB ля с учетом указанного ограничения на окружB ную скорость приходится уменьшать диаметр ротора и увеличивать его длину, что, в свою

очередь, приводит к бËльшим вибрациям и, как следствие, к необходимости уменьшения длины ротора, т.е. объем ротора сокращается по нелинейной зависимости от номинальной скорости двигателя. Механическая конструкция роторов выB полняется таким образом, чтобы в регулируеB мом быстроходном электроприводе первая критическая скорость была 20 % на изделие.

359

Перспективно применение частотноBреB гулируемых тихоходных синхронных электроB приводов и для крупных шахтных подъемных машин, электродвижения ледоколов (привод гребного вала) и крупных аэродинамических установок. Особенности выполнения силовых цепей электропривода большой мощности. Силовая схема электропривода и алгоритм управлеB ния НПЧ определяются в основном влияниB ем на питающую сеть, оптимальным испольB зованием габаритной мощности высокомоB ментного приводного двигателя и унификаB цией оборудования силовой схемы (прежде всего тиристорного шкафа — модуля силоB вой схемы и защитной аппаратуры) с аналоB гичными тиристорными устройствами больB шой мощности (например, для электроприB водов постоянного тока). Влияние НПЧ на питающую сеть проявB ляется в трех аспектах: потреблении значительB ной реактивной мощности основной гармониB ки, обусловленном фазовым управлением тиB ристорами (коэффициент сдвига); широком спектре высших гармонических составляющих в кривой первичного тока, определяемом силоB вой схемой НПЧ со стороны питания; амплиB тудной и фазовой модуляции основной гармоB нической составляющей тока питающей сети. На рис. 5.11 и 5.12 приведены варианты выполнения силовых схем электропривода большой мощности на основе НПЧ. Выполнение приводного двигателя с двуB мя трехфазными обмотками целесообразно при мощности электропривода >1200 кВт [37]. Обмотки статора двигателя на рис. 5.12 имеют пространственный сдвиг в 30 эл. град; соответB ствующие трехфазные системы НПЧ управляB ются с временнÏм сдвигом также в 30 эл. град. Такая схема силовых цепей обеспечивает полB ную компенсацию гармоник порядка n = 6k ± 1, где k — нечетное число (1, 3, 5, …), т.е. пятой, седьмой, 17B, 19B и т.д. гармонических составB ляющих МДС двигателя при полном испольB зовании его магнитной системы, а также сниB жение высших гармонических составляющих и низкочастотной амплитудной модуляции тока в питающей сети. ВстречноBпараллельная схема включения трехфазных мостов требует при раздельном управлении выравнивания потенциалов средB них точек противовключенных вентильных групп, чтобы избежать перенапряжений на тиB ристорах непроводящего комплекта вентилей.

360

Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 5.11. Частотнорегулируемый синхронный электропривод с НПЧ по эквивалентной 12пульсной схеме и СД с двумя симфазными трехфазными системами статорных обмоток (для мощности Р = 1200…10 000 кВт): QF1–QF3 — вакуумные высоковольтные выключатели; Тр1, Тр2 — преобразовательные трансфорB маторы; Тр3 — трансформатор возбудителя; СТ1 (НПЧ1), СТ2 (НПЧ2) — секции тиристорные; КШ — коммутатор шинный; ВТ — шкаф возбудителя тиристорного В НПЧ, выполненном по схемам на рис. 5.11 и 5.12, возможно уменьшение поB требления реактивной мощности при испольB зовании алгоритмов управления, обеспечиB вающих трапецеидальный характер гладких составляющих выходных фазных напряжений. При этом энергетические показатели электроB привода определяются режимами работы отB дельных преобразователей (каждый из котоB

рых образует однофазный выход НПЧ), а реB жимы нагрузки — трехфазными линейными напряжениями с гладкой составляющей синуB соидальной формы, которые при отсутствии связи нулевых точек НПЧ и СД образуются из трапецеидальных фазных напряжений на выB ходе НПЧ. В общем случае гладкая составляющая трапецеидального напряжения содержит

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ПО СХЕМЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ — ДВИГАТЕЛЬ

361

Рис. 5.12. Частотно регулируемый синхронный электропривод с НПЧ по эквивалентной 12 пульсной схеме и СД с двумя трехфазными системами статорных обмоток со сдвигом одноименных фаз в пространстве на 30 эл. град (для мощности Р > 10 000 кВт): QF1–QF3 — вакуумные высоковольтные выключатели; Тр1, Тр2 — преобразовательные транс форматоры; Тр3 — трансформатор возбудителя; СТ1 (НПЧ1), СТ2 (НПЧ2) — секции тири сторные; КШ — коммутатор шинный; ВТ — шкаф возбудителя тиристорного; ОВ СД — об мотка возбуждения СД кроме первой гармонической составляющей и составляющих, кратных 3, также нечетные гармонические составляющие. Оптимизация параметров управляющего напряжения за ключается в минимизации процентного со держания пятой и седьмой гармонических составляющих при максимально возможной амплитуде первой гармонической состав ляющей [45].

На рис. 5.13 приведена форма управляю щего напряжения, близкая по параметрам к «оптимальной». Она получена из синусоидаль ной кривой посредством ограничения ее на за данном уровне. При угле e = 37,5° уровень ог раничения составляет 0,61 (при амплитуде, равной 1,0); допустимый разброс De = ±5°. Такие параметры управляющего напря жения приводят к тому, что в кривой фазного

362

Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 5.13. Форма «оптимального» трапецеидаль ного управляющего напряжения: U *A , U *Ay — заданные управляющие напряжения фазные; UА(1) — первая гармоническая составB ляющая фазного напряжения на выходе НПЧ напряжения НПЧ практически отсутствует пяB тая гармоническая составляющая, а содержаB ние седьмой £1 %. Амплитуда первой гармоB нической составляющей UА(1) фазного напряB жения НПЧ оказывается на 15 % больше, чем при синусоидальном управляющем напряжеB нии и одинаковом в обоих случаях напряжеB нии вентильных обмоток преобразовательного трансформатора. Как все коммутируемые напряжением питающей сети преобразователи, НПЧ «геB нерирует» широкий спектр высших гармониB ческих составляющих первичного тока. Не влияя практически на коэффициент мощноB сти установки, высшие гармоники тока выB зывают искажения кривой питающего наB пряжения. При больших значениях отношения f1/f2 и неограниченной мощности питающей сети для оценки спектра высших гармонических кривой первичного тока справедливо выражеB ние [46] fk = (cmt ± 1) f1 ± 6nf2,

(5.10)

где fk — частота высших гармонических соB ставляющих; f1 — частота питающей сети; f2 — частота выходного напряжения НПЧ; c — целое число, кратное 1, 2, 3, ...; mt — пульсность преобразователя; n — целое чисB ло, кратное 0, 1, 2, … В формуле (5.10) член (cmt ± 1) выделяет гармонические составляющие, характерные

для обычного выпрямителя, а член (6nf2) — так называемые «боковые» частоты, характерB ные для НПЧ. Амплитуда каждой из высших гармониB ческих составляющих тока изменяется в теB чение периода выходной частоты и зависит от силовой схемы НПЧ на стороне питаюB щей сети и цепи нагрузки (соответственно m1 и m2), глубины регулирования напряжеB ния k, а также коэффициента мощности в цепи нагрузки, но не критична к выходной частоте f2. Амплитуды высших гармоничеB ских НПЧ меньше соответствующих амплиB туд высших гармонических составляющих в аналогичной схеме выпрямителя. Последнее обстоятельство обусловлено геометрическим сложением гармонических составляющих тоB ка трех реверсивных преобразователей, обраB зующих НПЧ. Улучшение гармонического состава криB вой тока питающей сети достигается установB кой входных индуктивноBемкостных фильтB ров. Выбор типа фильтра определяется частотB ноBфазовой характеристикой сопротивления питающей сети (включая все потребители энергии), мощностью и пульсностью НПЧ. Параметры фильтров зависят от допустимых уровней высших гармоник и условия исключеB ния резонанса с сетью. Особенности конструкции и выбора пара метров частотноуправляемых СД. Разработка низкочастотных СД для приводов безредукB торных мельниц (двигателей типов СДТН) и прокатных механизмов металлургического производства (двигателей типа СДТ) выявиB ли ряд дополнительных проблем (по сравнеB нию c проектированием СД общепромышB ленных серий) [26]. При выборе уровня электрических и магB нитных нагрузок машин типа СДТ и СДТН учитывалось, что известные соотношения меB жду отдельными составляющими потерь, обесB печивающие максимальное значение КПД для машины промышленной частоты, не годятся для машин пониженной частоты. Подробный анализ показал, что в предеB лах ограничений, накладываемых классом изоB ляции обмоток машин, уровень электромагB нитного использования машин СДТ и СДТН может быть увеличен. При этом в машинах СДТ и СДТН более эффективно используется магнитная цепь. Дополнительные потери в обB мотке статора не влияют столь значительно на выбор геометрии зубцовой зоны, как в машиB

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ПО СХЕМЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ — ДВИГАТЕЛЬ нах промышленной частоты; при этом обеспеB чиваются практически минимальные потери на возбуждение. Для машин типа СДТН диаметр расточки статора практически определяется диаметром барабана размольного агрегата, на котором смонтированы полюсы ротора. Этот диаметр в зависимости от типа размольного агрегата соB ставляет 8000…12 500 мм. Для машин типа СДТ с моментом 110…170 т×м, предназначенных для прокатных станов и гребных винтов ледоколов, выбор диаметра обусловлен необходимостью обеспеB чивать пониженные значения динамического момента инерции ротора; диаметр составляет ~3000 мм. Число полюсов машины определяB ется с учетом указанных значений диаметра ротора, рациональной геометрии полюсного наконечника и сердечника, а также технолоB гичностью изготовления и монтажа полюса. Для машин типа СДТН число полюсов 2р = 60…90, соответственно выходная номиB нальная частота НПЧ f2 = 4,5…8 Гц. Для маB шин типа СДТ число полюсов 2p = 10…16, причем большее их число соответствует машиB нам с бËльшим моментом на валу, при этом f2 = 4…16 Гц. Целесообразность выбора обмотки статоB ра стержневого типа для машин СДТ и СДТН подтверждена опытом монтажа, эксплуатации и ремонта мощных машин переменного тока промышленной частоты. Однако для этих низB кочастотных машин не всегда удается выполB нить стержневую обмотку с обычной транспоB зицией элементарных проводников. В ряде маB шин этого типа стержни выполнены с неполB ной транспозицией: элементарные проводниB ки транспонируются группами по два. При таB кой транспозиции помимо вихревых токов в пределах каждого элементарного проводника появляются и циркуляционные токи между проводниками группы, что увеличивает уроB вень дополнительных потерь. Все двигатели типов СДТ и СДТН спроB ектированы с демпферной обмоткой на полюB сах. Ее необходимость вызвана наличием ряда специальных эксплуатационных режимов, наB пример динамических (для машин типа СДТ) либо несимметричных аварийных, а также высших временнÏх гармоник, обусловленных работой ПЧ. Для машины типа СДТ или СДТН расB пределение токов в элементах демпферной обмотки характеризуется минимальной амB

363

плитудой в среднем стержне либо соседних с ним. В некоторых случаях при таком распреB делении средний стержень целесообразно выполнять с меньшим омическим сопротивB лением. Системы автоматического регулирования (CAР) электроприводов. Алгоритм, реализуеB мый CAP частотноBуправляемого СД, опредеB ляется динамическими требованиями и харакB тером нагрузки конкретных приводов [5,32]. Для приводов, работающих в спокойном и длительном режиме при высоких значениях моментов (например, привода рудоразмольB ных и цементных мельниц), определяющим является степень использования высокомоB ментного двигателя в электромагнитном отB ношении, для чего целесообразно поддержиB вать номинальное потокосцепление статора YS и cos j = l,0 во всем диапазоне скоростей и нагрузок. Для приводов, характеризующихся выB соким темпом изменения внешних воздейстB вий (задающего или возмущающего), одним из центральных вопросов синтеза CAP являB ется выбор алгоритма управления возбуждеB нием частотноBуправляемого СД. С ростом нагрузки при регулировании с поддержаниB ем на номинальном уровне потокосцепления статора имеет место рост потокосцепления от потока воздушного зазора, что в условиях больших перегрузок (М » 4…5Mном) может привести к насыщению магнитной цепи двиB гателя и, как следствие, к ограничению пеB регрузочной способности и нарушению проB порциональности между током статора и моB ментом СД. Кроме того, при высоких темпах изменения внешних воздействий условия обеспечения нормированного характера проB текания переходного процесса требуют выB соких форсировочных значений напряжения возбудителя. Ограничение предельного значения наB пряжения возбудителя на технически оправB данном уровне приводит в случае регулироB вания с поддержанием на номинальном уровне потокосцепления статора к неудовлеB творительному качеству переходного процесB са. Поэтому для электроприводов, работаюB щих в условиях больших ударных перегрузок (например, для привода металлургического механизма), синтез CAP скорости СД целеB сообразно проводить при поддержании на номинальном уровне потокосцепления от потока воздушного зазора (главное потокоB

364

Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 5.14. Обобщенная функциональная схема САР синхронной машины переменного тока: ДП, ДТ — датчики положения ротора СД и тока; ВТ — возбудитель СД; ТГ — тахогенератор; РТФА, РТФВ, РТФС — регуляторы фазных токов; РС — регулятор скорости; ЗИ — задатчик интенсивности; Ф — фильтр; КЗ — компенсирующие звенья; НП — нелинейные преобразователи; ВСО — регулиB рующая часть САР во вращающейся системе координат; КПП — координатные преобразователи (прямое преобразование); КПО — координатные преобразователи (обратное преобразование); РУ — решающие усилители; S A –SC — сумматоры; KТФ — усилители фазных токов iA, iB, iC сцепление Yd), в переходных режимах форB сирование возбуждения СД выполняется доB полнительно от цепи статора путем намагниB чивающей реакции якоря. Основными элементами синтеза CAP электроприводов такого типа являются дифB ференциальные уравнения объекта регулироB вания и методы преобразования этих уравнеB ний при изменении систем координат (систем отсчета), в которых формируются управляюB щие воздействия. В основе методики синтеза лежат предB ставление нестационарного многосвязного объекта (каким является СД) в виде некотоB рой совокупности стационарных подобъектов с линейными звеньями в главных каналах реB гулирования и принципы подчиненного регуB лирования переменных с последовательной коррекцией параметров. Совокупность этих принципов позволяет, с одной стороны, поB лучать такие требуемые показатели конкретB

ных электроприводов, как высокие перегруB зочная способность и степень использования габаритной мощности электрооборудования, заданный диапазон регулирования скорости, хорошее качество регулирования момента и скорости, а с другой — унифицировать целые функциональные узлы схем независимо от вида конкретной структуры регулирующей части САР [32]. На рис. 5.14 показана обобщенная функB циональная схема CAP. Можно выделить слеB дующие составные части схемы: • силовую — приводной двигатель, НПЧ (с преобразовательным трансформатором), тиB ристорный возбудитель; • регулирующую часть CAP — регулятор скорости, регуляторы переменных во вращаюB щихся системах отсчета, регуляторы фазных токов статора; • исполнительную часть CAP — коордиB натные преобразователи для связи частей CAP

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ПО СХЕМЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ — ДВИГАТЕЛЬ (синтезируемых в разных системах отсчета); решающие устройства для вычисления переB менных, вводимых в регулирующую часть CAP; датчики переменных (скорости, токов, потоков, положения ротора и т.д.). Контуры регулирования составляющих переменных во вращающихся системах отсчета и контуры регулирования фазных токов соB ставляют в совокупности многомерный контур регулирования момента (МКМ). Системы авB томатического регулирования электропривоB дов переменного и постоянного тока отличаB ются в основном размерностью МКМ. Ha вxoд МКМ поступает выходной сигнал регулятора скорости и, в общем случае, заданное значеB ние потокосцепления или соответствующего тока намагничивания. В системе электроприB вода осуществляются координатные преобраB зования регулируемых переменных, а также вычисления (с помощью математических моB дулей элементов объекта регулирования) знаB чений переменных, трудно поддающихся неB посредственному измерению. Для электроприводов большой единичB ной мощности НПЧ выполняются, как правиB ло, по эквивалентным 12Bпульсным схемам, для которых теоретически допустимые значеB ния частоты среза контура фазного тока и миB нимального значения постоянной времени фильтра в канале регулирования фазного тока составляют соответственно: wср t max £ 1×103 рад/с; Тm min > 0,4×10-3 с. Практически при синтезе CAP быстроB действие внутренних контуров фазного тока принимается в 1,5–2 раза ниже предельного. Поэтому НПЧ с контуром регулирования фазB ного тока нельзя считать «идеальным» источB ником тока и при синтезе CAP необходимо учитывать следующие особенности математиB ческой модели СД: – магнитную и электрическую несимметB рию ротора; в силу этого корректные уравнеB ния с постоянными коэффициентами для объB екта регулирования могут быть получены лишь в системе вращающихся координат, жестко связанной с ротором двигателя; – необходимость компенсации САР внутренних перекрестных обратных связей (ВПОС) объекта регулирования (главными ВПОС являются связи по ЭДС вращения). ОтB сутствие компенсирующих ВПОС сигналов, а также инерционность замкнутых контуров реB гулирования фазных токов (фазовая и амплиB тудная ошибки в контуре) обусловливают поB

365

явление намагничивающей реакции якоря в двигательном режиме и размагничивающей реакции якоря в генераторном, что приводит к отклонению процессов от стандартных (для систем подчиненного регулирования с послеB довательной коррекцией параметров) и ограB ничению в генераторном режиме перегрузочB ной способности. В практике разработки электроприводов по системе НПЧ — низкочастотный СД проB слеживаются две тенденции для CAP: 1) синтез CAP проводится в системе коB ординат, связанной с осями симметрии роB тора [32]; 2) то же, связанной с вектором потокосцеB пления статора. В первом случае CAP практически выполB няются с датчиком положения ротора (ДП). Из исследований видно, что при этом для поB лучения заданных показателей качества регуB лирования к ДП предъявляются повышенные требования по разрешающей способности и точности. Для CAP второго типа характерно налиB чие вычислителя потока Y (причем в зависиB мости от конкретных требований к электроB приводу в CAP вводится информация о YS, Yd или YR, где YS, Yd, YR — потокосцепления соB ответственно статора, воздушного зазора и роB тора); ДП имеет вспомогательное значение. Вычислитель потока Y вводит в CAP значения составляющих потокосцеплений YSd, YSq, Ydd, Ydq, где YSd, Ydd — потокосцепления по оси d соответственно статора и воздушного зазора; YSq, Ydq — потокосцепления по оси q соответB ственно статора и воздушного зазора, и угла нагрузки по действительным значениям токов статора и ротора на основе решения диффеB ренциальных уравнений СД с учетом параметB ров демпферных контуров. При необходимоB сти математическая модель СД может быть выполнена также с учетом насыщения. На рис. 5.15 приведена функциональная схема частотноBрегулируемого синхронного электропривода на базе НПЧ и с микропроцесB сорной САР типа SIMADYN (фирма Siemens). Структура САР обеспечивает выполнение высоких динамических показателей. САР имеет два канала регулирования: –регулирования момента, в котором конB туры регулирования токов статора подчинены контуру регулирования скорости; –регулирования потокосцепления обмотB ки ротора.

Рис. 5.15. Функциональная схема привода скиповой подъемной машины: s* — заданное значение положения; v* — то же, скорости; a* — то же, ускорения; Sact — действительное значение ускорения; Vact — действительB ное значение скорости; m* — задание на момент; Y* — заданное значение магнитного потока; Y — вычисленное значение магнитного потока; cos jM — коэффициент мощности; IsPHI1* — моментная составляющая тока статора; IsPHI2* — магнитная составляющая тока статора; jL — угол нагрузки; l — угол в осях ротора; js — угол в осях поля; iL*1, iL*2, iL*3 — действительные значения фазных токов; UL1, UL2, UL3 — то же, фазных напряжений; ia* — заданное значение тока по оси a; ib* — то же, тока по оси b; VD — векторный преобразователь; I e* , I e — соответственно заданное и фактическое значения токов возбуждения

366 Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Абрамович Б.Н., Круглый А.А. ВозбуждеB ние, регулирование и устойчивость синхронных двигателей. Л.: Энергоатомиздат, 1983. 128 с. 2. Аракелян А.К., Афанасьев А.А. ВентильB ные электрические машины и регулируемый электропривод. В 2 кн. Кн. 1: Вентильные электрические машины. М.: Энергоатомиздат, 1997. 509 с. Кн. 2: Регулируемый электропривод с вентильными двигателями. М.: ЭнергоатомB издат, 1997. 498 с. 3. Аракелян А.К., Афанасьев А.А., Чили кин М.Г. Вентильный электропривод с синB хронным двигателем и зависимым инвертоB ром. М.: Энергия, 1977. 223 с. 4. Бутаев Ф.И., Эттингер Е.Л. ВентильB ный электропривод. М.–Л.: Госэнергоиздат, 1951. 248 с. 5. Вейнгер А.М. Регулируемый синхронный электропривод. М.: Энергоатомиздат, 1985. 223 с. 6. Вентильные двигатели и их применение на электроподвижном составе / Б.Н. Тихменев, Н.И. Горин, В.А. Кучумов, В.А. Сенаторов. М.: Транспорт, 1976. 280 с. 7. Вешеневский С.Н. Характеристики двиB гателей в электроприводе. 6Bе изд., испр. М.: Энергия, 1977. 428 с. 8. Виницкий Ю.Д., Гельфанд Я.С., Сы тин А.П. Тиристорные пусковые устройства в электроэнергетике. М.: Энергоатомиздат, 1993. 256 с. 9. Глебов И.А., Логинов С.И. Системы возB буждения и регулирования синхронных двигаB телей. Л.: Энергия, 1972. 113 с. 10. ГОСТ 183–74. Машины электрические вращающиеся. Общие технические условия. 11. ГОСТ 13109–97. Электрическая энерB гия. Совместимость технических средств элекB тромагнитная. Нормы качества электрической энергии в системах электроснабжения общего назначения. 12. ГОСТ 15150–69. Машины, приборы и другие технические изделия. Исполнения для различных климатических районов. КатегоB рии, условия эксплуатации, хранения и трансB портирования в части воздействия климатичеB ских факторов внешней среды. 13. ГОСТ 18200–90. Машины электричеB ские вращающиеся мощностью свыше 200 кВт. Двигатели синхронные. Общие технические усB ловия. 14. ГОСТ 24688–81. Возбудители статиB ческие полупроводниковые для трехфазных

367

синхронных двигателей. Общие технические требования. 15. Данилевич Я.Б., Домбровский В.В., Ка зовский Е.Я. Параметры электрических машин переменного тока. М.–Л.: Наука, 1965. 340 с. 16. Зиннер Л.Я., Скороспешкин А.И. ВенB тильные двигатели постоянного и переменноB го тока. М.: Энергоатомиздат, 1981. 136 с. 17. ИвановСмоленский А.В. ЭлектричеB ские машины. М.: Энергия, 1980. 928 с. 18. К вопросу применения быстроходных частотноBрегулируемых электроприводов для турB бокомпрессоров магистральных газопроводов / Л.Х. Дацковский, И.С. Кузнецов, В.И. Роговой и др. // Электротехника. 2001. № 1. С. 17–26. 19. Ключев В.И. Ограничение динамических нагрузок электропривода. М.: Энергия, 1971. 320 с. 20. Копылов И.П. Электрические машиB ны. М.: Энергоатомиздат, 1986. 360 с. 21. Копылов И.П., Фрумин В.Л. ЭлектромеB ханическое преобразование энергии в вентильB ных двигателях. М.: Энергоатомиздат, 1986. 168 с. 22. Костенко М.П., Пиотровский Л.Н. Электрические машины. Ч. II: Машины переB менного тока. Л.: Энергия, 1973. 648 с. 23. Лупкин В.М. Анализ режимов синB хронной машины методами Ляпунова. Л.: Энергоатомиздат, 1991. 159 с. 24. Лютер Р.А. Расчет синхронных маB шин. Л.: Энергия, 1979. 272 с. 25. Маслов Г.С. Расчеты колебаний валов: справочник. М.: Машиностроение, 1980. 151 с. 26. Особенности шестифазной обмотки для машин с несинусоидальным питанием / И.З. Богуславский // Энергетика. 1997. № 5. 27. Овчинников И.Е. Теория вентильных электрических двигателей. Л.: Наука, 1985. 164 с. 28. Овчинников И.Е., Лебедев Н.И. БесB контактные двигатели постоянного тока. Л.: Наука, 1979. 270 с. 29. Петелин Д.П. Автоматическое управлеB ние синхронными электроприводами. М.: ЭнерB гия, 1968. 215 с. 30. Постников И.М. Проектирование электрических машин: учеб. для вузов, изд. 2Bе, перераб. и доп. Киев: Гостехиздат, 1960. 910 с. 31. Правила устройства электроустановок / Минэнерго РФ. 6Bе изд., доп. и исправл. М.: Энергосервис, 2002. 608 с. 32. Системы подчиненного регулирования электроприводов переменного тока с вентильB ными преобразователями / О.В. СлежановB ский, Л.Х. Дацковский, И.С. Кузнецов и др. М.: Энергоатомиздат, 1983. 256 с.

368

Глава 5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

33. Системы регулирования электроприB водов переменного тока с микропроцессорB ным управлением / В.Д. Кочетков, Л.Х. ДацB ковский, А.В. Бирюков и др. // ЭлектротехниB ческая промышленность. Сер. 08. ЭлектроприB вод: обзор. информ. 1989. Вып. 26. С. 1–80. 34. Слодарж М.И. Режимы работы, реB лейная защита и автоматика синхронных элекB тродвигателей. М.: Энергия, 1977. 216 с. 35. Справочник по электроснабжению проB мышленных предприятий: проектирование и расB чет / А.С. Овчаренко, М.Л. Рабинович, В.И. МоB зырский, Д.И. Розинский. Киев. Технiка, 1985. 279 с. 36. Сыромятников И.А. Режимы работы асинхронных и синхронных двигателей. М.: Энергоатомиздат, 1984. 240 с. 37. Техническая направленность разработок частотноBрегулируемых тихоходных синхронных электроприводов большой мощности / О.В. СлеB жановский, Л.Х. Дацковский, В.Д. Кочетков и др. // Электротехнический обзор. 1975. № 5. С. 258–267 (ЧССР). 38. Тимошенко С.П. Колебания в инжеB нерном деле. М.: Физматгиз, 1959. 439 с. 39. Тиристорные преобразователи частоты в электроприводе / А.Я. Бернштейн, Ю.М. ГуB сяцкий, А.В. Кудрявцев, Р.С. Сарбатов. М.: Энергия, 1980. 327 с.

40. Тихменев Б.Н., Кучумов В.А. ЭлектроB возы переменного тока с тиристорными преB образователями. М.: Транспорт, 1988. 311 с. 41. Филиппов И.Ф. Основы теплообмена в электрических машинах. Л.: Энергия, 1974. 382 с. 42. Частотнорегулируемый синхронный электропривод мощностью 5000 кВт вентиляB торной установки / Л.Х. Дацковский, А.В. БиB рюков, О.Ш. Вайнтруб и др. // Проблемы авB томатизированного электропривода. Теория и практика: Тр. конф. с международным учаB стием. Крым, Алушта, 15–20 сентября 1997 г. / под общ. ред. В.Б. Клепикова, Л.В. Акимова. С. 190, 191. 43. Чиликин М.Г., Ключев В.И., Санд лер А.С. Теория автоматизированного электроB привода. М.: Энергия, 1979. 616 с. 44. Energy and automation // Siemens. 1988. V. 10. 125 p. 45. Pat. 4008428 USA. Curcuit arrangement including a number of converters / T. Salzmann et al. 46. Salzmann T. Cycloconverters and autoB matic control of ring motor driving tube mills // Siemens Review. 1978. B. 45. № 1. 47. Вращающиеся электрические машины. Ч. 1. Номинальные данные и эксплуатационB ные характеристики // Публикация 34B1. РеB комендация МЭК. Изд. 7Bе. М. 1983.

Глава 6 ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ СИНХРОННОГО ЭЛЕКТРОПРИВОДА 6.1. ПРИНЦИПЫ ДЕЙСТВИЯ Шаговый двигатель (ШД) — синхронная машина с электрическим преобразователем, преобразующая дискретную электрическую команду в перемещение. Принцип действия ШД основан на изменеB нии состояния электромагнитного поля синхронB ной машины. При изменении состояния поля статора создается момент, вынуждающий ротор стремиться к новому устойчивому положению, т.е. совершать перемещение, называемое шагом. Вентильный двигатель (ВД) — синхронB ная машина с электрическим преобразоватеB лем и датчиком положения, реализующая неB подвижное состояние поля статора относиB тельно поля ротора. Синхронные машины, используемые в шаговом и вентильном режимах, подразделяB ются на две группы по зависимости ЭДС от положения при постоянной скорости: • машины с ЭДС, синусоидальными в функции от положения; • машины с ЭДС, трапециевидными в функции от положения. На основе машин с синусоидальными ЭДС реализуются высокоточные электроприводы,

а на основе машин с трапециевидными ЭДС электроприводы, в которых допускаются заB метные колебания момента в функции от угла поворота ротора. Упрощенные модели электроприводов. ОсB новные свойства ШД и ВД можно рассмотреть с помощью простой модели, в которой используB ется двухфазная синхронная машина (ДСМ) — см. рис. 6.1, а. ДСМ имеет магнитодвижущие силы (МДС) фаз статора (a и b), создаваемые токами ia и ib , и МДС возбуждения со стороны неявнополюсного ротора, синусоидальную в функции от положения ротора. В роторе ДСМ возбуждение осуществляется либо от источника постоянного тока через скользящие контакты, либо от постоянных магнитов, действие поля которых эквивалентно приведенному к фазам статора току возбуждения Iв. В ДСМ предполаB гаются равномерный воздушный зазор и магB нитная цепь без насыщения. Потокосцепления Ya и Yb фаз a и b статора и потокосцепление Yв ротора ДСМ имеют вид ü ï ý (6.1) Yв = (Lsв + L0 )I в + (L0 cos Q)ia + (L0 sin Q)ib ,ïþ Ya = (Ls1 + L0 )ia + (L0 cos Q)I в ; Yb = (Ls1 + L0 )ib + (L0 sin Q)I в ;

Рис. 6.1. Расположение обмоток (а) и векторная диаграмма токов (б ) ДСМ

370

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

где Ls1 - индуктивность рассеяния фаз a и b; Lsв - индуктивность рассеяния контура возбуB ждения; L0 - амплитуда взаимной индуктивB ности фазы и контура возбуждения; Q = pt q электрическая координата ротора, определяеB мая числом пар полюсов pt статора и механиB ческим углом q между осями обмотки возбужB дения и обмотки a статора (рис. 6.1,б). Используя выражения (6.1), а также форB мулы (1.5) и (1.4) соответственно для электроB магнитной энергии и момента, можно выраB зить момент ДСМ в виде M = kF(-ia sin Q + ib cos Q),

(6.2)

где kF = pt L0 I в — постоянная момента. Идеализированный электроприB в о д с Ш Д (рис. 6.2) состоит из ДСМ, идеалиB зированного управляемого источника тока (УИТ) и задатчика тока (ЗТ). Токи ia , ib в фазах ДСМ формируются УИТ в функции от времени t в соответствии с заданными токами (индекс «з»): ia = iaз = Im cos g;ü ý ib = ibз = Im cos g, þ

(6.3)

где Im = Imз - амплитуда тока фазы; g = g з (t ) - угB ловое положение вектора тока статора. Подставляя формулы (6.3) в уравнение (6.2), можно записать выражение момента ШД в виде

ротора Q отличается от углового положения вектора тока статора g з . В электроприводе с ШД реализуется управление углом g з = Qз + y M з вектора тока с компонентами: Qз (программная электричеB ская координата) и yM з (программный угол момента). Перемещение по программе Qз проB исходит путем программирования электромагB нитного момента: M = Mm sin(g з - Qз ) = Mm sin y M з .

(6.5)

Уравнение движения электропривода с ШД описывается известным уравнением J

d 2q = M - M c, dt 2

(6.6)

в котором момент нагрузки M c представляется двумя компонентами - постоянной составляюB щей M с.п и моментом вязкого трения M в.тр = bw dq (b - коэффициент вязкого трения; w = - угB dt ловая скорость ротора): M с = M с.п + M в.тр .

(6.7)

С учетом выражений (6.4), (6.6) и (6.7), уравнение движения электропривода с ШД заB писывается как нелинейное дифференциальB ное уравнение второго порядка:

(6.4)

J d 2Q b dQ M с.п + + = sin(g з - Q), (6.8) pt Mm dt 2 pt Mm dt Mm

где Mm = kFIm - амплитуда синхронизирующеB го момента; y M = g з - Q - так называемый угол момента, на который угловое положение

которое для малых отклонений (| g з - Q | < p / 4) можно заменить линейным дифференциальB ным уравнением [3]:

M = kFIm sin(g з - Q) = Mm sin y M ,

Рис. 6.2. Идеализированный электропривод с ШД

ПРИНЦИПЫ ДЕЙСТВИЯ 1 d 2Q M b dQ + + Q + с.п = g з . (6.9) Mm W 20 dt 2 pt Mm dt В соответствии с формулой (6.9) движеB ние идеализированного электропривода с ШД приближенно представляется затухающими коB лебаниями электрической координаты Q ротоB ра относительно заданной программной траекB тории g з . В отсутствие статической нагрузки (M c = 0) при управлении от идеализированного источника тока ротор ДСМ следует за полем статора с незатухающими колебаниями. КругоB p M вая частота этих колебаний W 0 = t m . J Непрерывный закон изменения фазных токов во времени [см. формулы (6.3)] при дискретной реализации ЗТ заменяется дисB кретным: ia = Im cos g др ; ib = Im sin g др ;ü ý g др = a др int(g з / a др ). þ

(6.10)

Здесь a др = (p / 2) / kдр - дробный шаг, или квант задания углового перемещения поля (микрошаг); int (g з / a др ) — целая часть числа; kдр - коэффициент дробления; g др = = a др int (g з / a др ) - квантованное значение заданного угла g з вектора тока. В частности, если kдр =1, то фазные токи задаются по прямоугольному закону или в реB жиме целых шагов: ia = Im sign (cos g з ); ib = Im sign (sin g з ). (6.11) Режим целых шагов электропривода с ШД сопровождается колебаниями ротора изBза скачкообразного изменения положения магB нитного поля статора и, соответственно, элекB тромагнитного момента машины (рис. 6.3, а). Колебания уменьшаются по мере роста коэфB фициента дробления (рис. 6.3, б). Для уменьшения колебаний шагового электропривода при изменении скорости двиB жения к программному положению ротора Qз добавляется программный угол момента yM з: g з = Qз + y M з .

(6.12)

Угол момента определяется из выражеB ния (6.9): æ 1 d 2Qз b dQз M с.п y M з = arcsinçç 2 + + 2 p Mm dt W t Mm dt è 0

ö ÷ ÷ ø

(6.13)

371

æ b dQз и компенсирует статическую çç + è pt Mm dt M ö + с.п ÷÷ и динамическую (в функции от заданB Mm ø ö ÷ нагрузки. ÷ ø Задания угла g з и амплитуды Im з = = Mm / kF вектора тока преобразуются в задаB ния токов в ЗТ в соответствии с формулами (6.13), (6.12) и (6.10). Идеализированный электроприB в о д с В Д. Колебательные свойства сущестB венно ограничивают применение шагового реB жима синхронной машины. Улучшить управB ление процессом преобразования энергии можно с помощью обратной связи по угловой координате ротора, при которой положение вектора тока статора зависит от реального поB ложения ротора: ного ускорения

1 d 2Qз W 20 dt 2

g = Q +yк,

(6.14)

где y к - так называемый угол коммутации [3]. Условие (6.14) реализуется посредстB вом датчика положения (ДП), по сигналу которого управляемый источник тока форB мирует вектор тока статора в функции от реального положения Q ротора. УправляеB мые таким образом УИТ и ДСМ с ДП обраB зуют идеализированный электропривод с ВД (рис. 6.4). Электропривод состоит из ДСМ, ДП, УИТ и ЗТ. На входы ЗТ подаются задание моB мента Mз и обратная связь по положению Q. ЗТ и УИТ преобразуют задание момента Mз и обратную связь по положению Q в вектор тока i1 = ia + jib , составляющие которого ia = Im cos(Q + y к ); ib = Im sin(Q + y к ).

(6.15)

Изменение токов статора в функции от положения Q ротора обеспечивает неподB вижность поля статора относительно ротора и, соответственно, постоянство электромагB нитного момента. Подстановка выражений (6.15) в уравнение (6.2) дает формулу элекB тромагнитного момента идеализированноB го ВД М = kFIm sin y к .

(6.16)

372

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

Рис. 6.3. Токи, момент и скорость идеализированного шагового электропривода при шаговом — це лые шаги (а) и микрошаговом — дробление шага на 64 (б) режимах управления двухфазной маши ной ( pt = 8, I m = 2, 73 A, kF = 2,93 В × с, J = 0,01 кг × м 2 , M с.п = 2 Н × м, b = 0, 25 Н×м×с/рад) с задан ной скоростью wз = 0, 5 рад/с Угол коммутации ВД задается по критеB рию максимума момента на ампер (ММА), по которому момент обеспечивается минимально возможной амплитудой тока. В этом случае потери в меди машины минимальны. СогласB но уравнению (6.16), в идеализированном ВД критерий ММА обеспечивается углом коммуB тации y к = p / 2. При этом управление моменB

том реализуется путем управления амплитудой вектора тока: Im з =

Mз . kF

(6.17)

Идеализированный электропривод с ВД описывается с учетом соотношения (6.16) лиB

ПРИНЦИПЫ ДЕЙСТВИЯ

373

Рис. 6.4. Идеализированный электропривод с ВД нейным дифференциальным уравнением перB вого порядка J dW b + W = kFIm sin y к + M с.п , (6.18) pt dt pt в соответствии с которым идеализированный ВД является источником момента с возмущеB ниями в виде вязкого трения и постоянной наB грузки. На рис. 6.5 показаны режимы разгона идеализированного электропривода с ВД в режиме целых шагов и при дроблении на 64. Из графиков следует, что свойства исB точника момента у ВД улучшаются по мере роста коэффициента дробления (так как пульсации электромагнитного момента, связанные со скачкообразным изменением положения магнитного поля статора, уменьB шаются). Особенности реальных структур электро приводов с ШД и ВД. В шаговом режиме могут работать любые синхронные машины. Однако исторически были названы ШД (англоязычB ный термин stepper motor - StM) специальные синхронные машины с малым конструктивB ным шагом, предназначенные для работы в шаговом режиме. ВД имеют следующие разновидности: • двигатели с синусоидальными ЭДС и синусоидальным токовым питанием в функB ции от положения или ВД переменного тока (ВДПТ, англоязычный термин brushless AC motor — BLACM), которые подразделяются на:

– двигатели с возбуждением от постоянB ных магнитов (ВДПМ), выполненные на базе синхронных машин с постоянными магнитами (СМПМ); – вентильные реактивные двигатели (ВРД), иготовленные на основе синхронных реактивных машин (СРМ); • двигатели с трапециевидными ЭДС и несинусоидальным токовым питанием в функции от положения, которые можно наB звать ВД постоянного тока, подразделяемыB ми на: – бесконтактные двигатели постоянного тока (БДПТ) с возбуждением от постоянных магнитов (англоязычный термин brushless DC motor - BLDCM); – вентильноBиндукторные двигатели (ВИД) — реактивные двигатели (англоязычB ный термин switched reluctance motor - SRM). Синхронные машины с синусоидальB ными ЭДС близки к идеализированной маB шине, и при синусоидальной форме токов обладают малыми пульсациями момента. Машины с трапециевидными ЭДС для поB лучения постоянного момента требуют тоB кового питания, приближенного к прямоB угольному. С учетом особенностей реальных элекB троприводов с ШД и ВД сложилась современB ная концепция построения этих электроприB водов. Электропривод с ШД — разомкнутый электропривод с синхронной машиной и инB вертором, питающим машину в функции от заданного положения ее подвижной части.

374

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

Рис. 6.5. Токи, момент и скорость идеализированного электропривода с ВД в режимах разгона при различных коэффициентах дробления (параметры машины те же, что и на рис. 6.3): а — целые шаги; б — дробление шага на 64 Электропривод с ШД (рис. 6.6) содержит устB ройство управления (УУ) и синхронную маB шину СМ. Устройство управления состоит из: • генератора траектории (ГТ), формиB рующего задания ускорения eз, скорости wз и угловой координаты qз ротора; • канала прямой связи ПС и корректора К возмущений, реализующих вычисление проB граммного момента Mпр и задание его скоррекB тирова нного значения Mз для программного устранения систематических возмущений, обуB словленных нелинейностями машины и элекB тронной части привода;

• вычислителя программного угла моB мента yM з из задания момента Mз и амплиB туды заданного синхронизирующего моменB та Mm з; • ЗТ, преобразующего задание угла векB тора тока g ç = Qç + y М ç и амплитуды синхрониB зирующего момента Mm з в задания токов i1 з по осям a и b; • инвертора тока ИТ, формирующеB го вектор тока i1 по вектору задания i1 з поB средством управления вектором напряжеB ния u1. В простейшем варианте привода с ШД прямая связь и коррекция отсутствуют и угол

ПРИНЦИПЫ ДЕЙСТВИЯ

375

Рис. 6.6. Структура электропривода с ШД момента yM з не задается, а ГТ формирует заB дание электрической координаты Qз в виде импульсов шагов (микрошагов) с частотой, пропорциональной заданной скорости Wз. Момент Mm sin(Qз - Q) в этом случае возникаB ет изBза рассогласования заданного Qз и реB ального положения Q ротора машины. В шаB говом приводе нет компенсации влияния изB менения параметров и случайных возмущеB ний, что сказывается на точности воспроизвеB дения задания Qз. Электропривод с ВД менее чувствителен к внешним возмущениям. Электропривод с ВД — замкнутый электропривод с синхронной машиной и инвертором, питающим машину в функции от положения ее подвижной части и заданного момента. Структура электропривода с ВД приведена на рис. 6.7.

Электропривод содержит УУ и синхронB ную машину СМ с датчиком положения ДП. В устройство управления входят: • инвертор тока ИТ; • задатчик тока ЗТ; • генератор траектории ГТ; • наблюдатель Н, восстанавливающий неизмеряемые переменные состояния (в проB стейшем случае — механические координаB ты); • прямая связь ПС, реализующая комбиB нированное управление подачей программного (по модели) момента Mпр от ГТ; • регулятор Р, вырабатывающий сигнал Mрег; • корректор К, преобразующий задание динамического момента M динз = M пр + M рег идеализированного двигателя в задание моменB

Рис. 6.7. Структура электропривода с ВД

376

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

та M з реального двигателя для ослабления влияния возмущений в приводе. Структура устройства управления завиB сит от требований к электроприводу с ВД. Например, в нем обязательно присутствие регулятора, как в любом замкнутом электроB приводе. В приводах с невысоким качеством движения может не быть ГТ, наблюдателя, корректора. ГТ содержит в простейшем слуB чае модель второго порядка (механическую модель). На основании этой модели рассчиB тывается программа момента Mпр для реалиB зации заданного вектора механических переB менных wз , M з , r з (скорость, момент, рыB вок). В более сложном варианте ГТ опредеB ляет вектор задания электрических и мехаB нических переменных по электромеханичеB ской модели привода с учетом ограничений механической, электронной и электричеB ской частей. Корректор, как правило, строB ится не по модели, а на основании процеB дур идентификации параметров и возмущеB ний в приводе. Скорректированное задание момента , W  ) совместно с оценками полоB M з (M дин.з , Q   поступает в ЗТ. НазначеB жения Q и скорости W ние ЗТ — задание токов в функции от положеB ния и заданного момента синхронной машины с учетом ограничений ее момента и скорости. Ограничения определяются, воBпервых, ограB ничениями на токи и напряжения питания, а воBвторых, технологическими условиями, лиB митирующими механические нагрузки. В обB ласти малых скоростей, где сохраняются свойB ства инвертора тока, ЗТ задает токи по критеB рию ММА. При выходе управления M з и/или наB  на границы блюдаемой скорости машины W рабочих областей механических характериB стик ЗТ изменяет алгоритм задания токов для сохранения нормального (без насыщеB ния) режима работы инвертора тока. Для обеспечения работы наблюдателя, восстаB  навливающего переменные состояния Q,  M ВД, на его вход из ЗТ подается управB W,  ), соответствующее ограниченB ление M з (W ным заданиям токов. Обмотки синхронной машины СМ пиB таются от ИТ с обратной связью по току. Токовое управление может быть реализоваB но в неподвижной или роторной системе координат. Вектор i1 з задания тока формиB руется в ЗТ в функции от задания момента

 и M з и оцененных наблюдателем скорости W  положения Q. При управлении в роторных координаB тах синусоидальные задания токов в явном виде отсутствуют, а прямые и обратные коB ординатные преобразования токов задания и обратной связи осуществляются в инверторе тока наряду с управлением токами. ИзмереB ние положения СМ выполняется ДП, котоB рый преобразует механическую координату q (угловое или линейное положение) в цифроB вой код Q. Известны также варианты так называеB мого бездатчикового управления ВД, в котоB  рых отсутствует ДП, а оценка координаты Q вычисляется по электрическим переменным (напряжениям и токам фаз). 6.2. МАШИНЫ С СИНУСОИДАЛЬНЫМ ПИТАНИЕМ Синусоидальное питание используется в машинах с квазисинусным распределением МДС статора по рабочей поверхности машиB ны, что приводит при питании синусоидальB ными токами к возникновению вращающегося поля с синусоидально распределенной индукB цией. Машины с синусоидальным питанием могут иметь возбуждение или быть реактивноB го типа. Для быстродействующих применений используются ШД и ВД с возбуждением от постоянных магнитов. Современные постоB янные магниты эквивалентны источнику поB стоянного тока возбуждения с магнитной проводимостью, незначительно отличаюB щейся от соответствующей проводимости воздуха. Основные магнитные материалы для магнитов возбуждения - феррит, самарийBкоB бальт и железоBнеодимBбор - имеют свои особенности в части температурного диапазоB на, возможности размагничивания и т.д., но любые магниты создают в зазоре машины примерно постоянную индукцию возбуждеB ния, знак которой меняется при переходе к следующему полюсу магнита. Вследствие сиB нусоидального распределения МДС статора с полем статора взаимодействует только первая гармоника индукции возбуждения. Поэтому постоянные магниты возбуждения представB ляются эквивалентным, синусоидальным в функции от положения ротора, источником тока.

МАШИНЫ С СИНУСОИДАЛЬНЫМ ПИТАНИЕМ Реальные СМ с числом фаз m = 2; 3 и сиB нусоидальными ЭДС отличаются от идеализиB рованной СМ наличием высших гармоник в МДС фаз, насыщением магнитной цепи и внутренними возмущениями: моментом гарB моник M гар , зубцовым моментом M зуб , гистеB резисным моментом потерь Mгис и моментом вихретоковых потерь Mв.т. Во время приблиB женного анализа характеристик машины в усB тановившихся режимах и определения основB ных законов управления высшие гармоники МДС фаз и внутренние возмущающие моменB ты не учитываются. Без учета отмеченных выше нелинейноB стей и возмущений и при отсутствии демпB ферных обмоток на роторе описание машин с синусоидальным питанием сводится к описаB нию в роторных координатах идеализированB ной СМ с внешним возбуждением [см. форB мулы (1.66)]: d Yd 1 ü - WYq1 ; ï dt ï d Yq1 uq1 = R1iq1 + + WYd 1 ; ï ï dt ï Yd 1 = Ld id 1 + L0 I в ; ï ý Yq1 = Lq iq1 ; ï ï m M = pt (Yd 1iq1 - Yq1id 1 );ï 2 ï J dW ï . M - Mс = ï pt dt þ ud 1 = R1id 1 +

(6.19)

Уравнение электрического равновесия этой машины в комплексном виде имеет вид udq1 = R1idq1 +

d Ydq1 + jWYdq1, dt

(6.20)

где udq1 = ud 1 + juq1 = Um1 (cos y u + j sin y u ) - векB тор напряжения статора; Um1 - амплитуда наB пряжения статора; R1 - сопротивление фазы статора; idq1 = id 1 + jiq1 = Im1 (cos y к + j sin y к ) вектор тока статора (Im1 - амплитуда тока статоB ра); Ydq1 = Yd 1 + jYq1 = Ld 1id 1 + Yв + jLq1iq1 - векB тор потокосцепления статора (здесь Yв = L0 I в потокосцепление возбуждения; где I в - привеB денный к цепи статора эквивалентный ток возB буждения; L0 - постоянная часть собственной индуктивности фазы и одновременно амплитуB да взаимной индуктивности фазы и контура возбуждения). Индуктивности статора в роторных коорB динатах в ненасыщенной машине не зависят

377

от положения ротора и не имеют взаимных индуктивных связей между осями d и q: m ü (L0 ± L2m );ï ï 2 ý m Lq1 = Ls1 + (L0 ∓ L2m ),ï ïþ 2 Ld 1 = Ls1 +

(6.21)

где L2m - амплитуда переменной составляюB щей L2m cos 2 Q собственной индуктивности фазы a трехфазной машины или фазы a двухфазной; Ls1 - индуктивность рассеяния фазы. Соотношение индуктивностей Ld 1 и Lq1 (прямая явнополюсность при Ld 1 > Lq1 и инB версная при Ld 1 < Lq1) зависит от конструкB ции ротора машины [7]. Инверсная явнопоB люсность характерна, например, для ротора со встроенными магнитами. На рис. 6.8 поB казана конструкция четырехполюсного роB тора машины с возбуждением от постоянB ных магнитов. Потоки постоянных магниB тов проходят по осям магнитов, т.е. по оси d. Ортогональная ось q отстоит на 45 мехаB нических (90 электрических) градусов от оси d. Из рис. 6.8 видно, что поток эквиваB лентной фазы d замыкается через два магB нита ротора и два воздушных зазора, а поB ток эквивалентной фазы q — через железо ротора и два воздушных зазора. Магнитная проводимость постоянных магнитов мала, поэтому магнитная проводимость у фазы q статора больше, чем у фазы d. СоответстB венно, для машины на рис. 6.8 индуктивB ность у фазы q больше (в 3–5 раз), чем у фазы d: Lq1 > Ld 1. Электромагнитный момент M идеализиB рованной СМ из формул (6.19) можно предстаB вить как мнимую часть произведения вектора тока idq1 и сопряженного вектора потокосцепB * : ления Ydq1

M=

m * pt Im (idq1Ydq 1 ) = M м.э + M p , (6.22) 2

m m kFiq1 = pt Yвiq1 - магнитоэлекB 2 2 трический (иногда называемый активным, или электрическим) момент; kF = pt Yв = pt L0 I в m постоянная момента; M р = pt (Ld - Lq )id 1iq1 2 реактивный момент. где M м.э =

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

378

Рис. 6.8. Потоки фаз d (а) и q (б) СМ со встроенными магнитами и инверсной явнополюсностью С учетом выражений (6.20) и (6.22) уравнения электрического и механического равновесия идеализированной СМ имеют вид d ü Ydq1 + jWYdq1 ;ï dt ï m ï * M = pt Im (idq1Ydq ý 1 ); 2 ï dw ï = M - M c, J ï dt þ

udq1 = R1idq1 +

(6.23)

Уравнения (6.23) иллюстрируются струкB турной схемой (рис. 6.9), где edq1 = - jWYdq1 вектор ЭДС движения. Модель идеализироB ванной СМ представляет собой основные соB ставляющие ЭДС и электромагнитного моB мента и справедлива, например, для машин с синусоидальной МДС возбуждения при пазоB вом статоре либо для машин с беспазовым стаB тором и с синусоидальными МДС фаз. Такие машины имеют малые зубцовый момент и моB менты гармоник, т.е. близки к идеализированB ной машине [1].

Рис. 6.9. Структурная схема идеализированной СМ в роторных координатах

ХАРАКТЕРИСТИКИ ШД И ВД С СИНУСОИДАЛЬНЫМ ПИТАНИЕМ Модель идеализированной СМ также можно использовать, например, при анализе СРМ с пассивным ротором без демпфируюB щих обмоток и «гладким» (с квазисинусоиB дальной МДС) статором. Ротор СРМ имеет переменную магнитную проводимость: магB нитная проводимость по оси d больше, чем по оси q, т.е. Ld 1 > Lq1. Уравнения электрического равновесия СРМ можно получить из формул (6.23) при Yв = 0, как и выражение электромагB нитного момента: M = pt (Ld 1 - Lq1 )id 1iq1 = m = K рiq1 = M р , 2

(6.24)

где K р = pt (Ld 1 - Lq1 )id 1 - «постоянная» реактивB ного момента. Наилучшее качество механического двиB жения можно получить во время приближеB ния характеристик СМ к ее идеализированB ной модели. В этом случае микрошаговый реB жим с синусоидальными токами обеспечиваB ет минимальные пульсации момента ШД, а характеристики ВД при питании синусоиB дальными токами приближаются к характеB ристикам управляемого источника момента. В реальных СМ несинусоидальность их магB нитных полей влияет на качество механичеB ского движения, поэтому может проводиться корректировка свойств машины путем выбоB ра законов изменения токов (так называемая калибровка двигателя) и организации обратB ных связей. 6.3. ХАРАКТЕРИСТИКИ ШД И ВД С СИНУСОИДАЛЬНЫМ ПИТАНИЕМ Принципы управления. Из обобщенного описания СМ [см. формулы (6.19)] следует, что управление ее моментом возможно пуB тем управления напряжением на фазах машиB ны. Напряжения создают токи, а токи - моB мент. Управление напряжениями осуществB ляется специальным устройством - инвертоB ром напряжения (ИН), питающим фазы маB шины. В подвижных координатах напряжеB ния на фазах описываются вектором напряB жения с амплитудой um1 и фазой y u , иногда называемой углом коммутации вектора наB пряжения: ud 1 = um1 cos y u ,ü ý uq1 = um1 sin y u . þ

(6.25)

379

При управлении напряжением по анаB литическому выражению для требуемой траB ектории движения Qз можно найти ее проB изводные и, следовательно, закон задания момента M з , из которого определяются заB данные токи id 1 з , iq1 з и их производные did 1 з diq1 з . , dt dt Далее можно определить задания наB пряжений ud 1 з , uq1 з для ИН, необходимые для получения требуемой траектории двиB жения: ud 1 з = ud 1 W з + ud 1 к ;ïü ý uq1 з = uq1 W з + uq1 к . ïþ

(6.26)

В формулах (6.26) задания напряжений разделены на две части: ud 1W з и uq1W з - напряB жения, компенсирующие влияние ЭДС двиB жения (внутренние возмущения, называемые также перекрестными связями между фазами d и q), и ud 1 к , uq1 к - компоненты, компенсиB рующие активноBиндуктивные падения напряB жения: ud 1 к = Ld 1 uq1 к = Lq1

ü + id 1 зR1 ;ï ï ý + iq1 зR1 . ï ïþ dt

did 1 з dt diq1 з

(6.27)

В шаговом режиме компенсация перекреB стных связей реализуется в виде программироB вания вектора напряжения исходя из заданной скорости W з : ud 1 W з = -W з Lq1iq1 з ;

üï ý uq1 W з = W з Ld 1id 1 з + YвW з .þï

6.28)

В вентильном режиме компенсация ЭДС осуществляется за счет задания компонент вектора напряжения, определяемых реальной электрической скоростью W: ud 1 W з = -WLq1iq1 з ;

ïü ý uq1 W з = WLd 1id 1 з + YвW.ïþ

(6.29)

В результате компенсации ЭДС в ШД или ВД описание электрической части маB шины упрощается до двух независимых лиB нейных дифференциальных уравнений вида (6.27). Управление напряжением требует инфорB мации о программных (Qз , W з ) или реальных

380

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

(Q, W) переменных, а также о параметрах маB шины Ld 1, Lq1, Yв , R1. Неточные значения паB раметров и приблизительный характер модели привода приводят к ошибкам в формировании токов машины и отклонению момента от проB граммного значения. Для ослабления влияния вариаций параметров привода на момент маB шины используется так называемое управление током. Управление током осуществляется ИТ, который реализуется с помощью инвертора напряжения, замкнутого обратными связями по токам машины. В роторных координатах токи в фазах машины описываются вектором тока с координатами id 1 = im1 cos y к ;ü ý iq1 = im1 sin y к , þ

(6.30)

где im1 — амплитуда; y кк — фаза (иногда назыB ваемая углом коммутации) вектора тока. Для ШД и ВД известны два варианта тоB кового управления: в неподвижных и подвижB ных координатах. Для ВД управление в неподB вижных координатах (называемое также синуB соидальной коммутацией) реализуется заданиB ем токов в функции от реального положеB ния Q: iaз = im1 з cos(Q + y к.з );ïü ý iв.з = im1 з sin(Q + y к.з ).ïþ

(6.31)

В роторных координатах задания токов ВД имеют вид id 1 з = im1 з cos y к.з ;ïü ý iq1 з = im1 з sin y к.з . ïþ

(6.32)

ü ï ï U q1 = R1I q1 + W уст Ld 1I d 1 + W уст Yв ; ý (6.34) ï m M уст = pt [Yв + (Ld 1 - Lq1 )I d 1 ]I q1 ï 2 þ U d 1 = R1I d 1 - W уст Lq1I q1 ;

и уравнения связей по току и напряжению:

В ШД задания токов являются функцияB ми от программного положения Qз подвижной системы координат, вращающейся со скороB стью W з : ia з = im1 з cos(Qз + y к.з );ïü ý iв.з = im1 з sin(Qз + y к.з ). ïþ

Схемы инверторов классифицируются по исполнению силовой части; числу фаз; струкB туре СУ. Исполнение силовой части характеB ризует тип ИН: линейный или ключевой. ПреB образование напряжения происходит от источB ника постоянного тока с напряжением UDC. При малых мощностях такое преобразование можно осуществить с помощью линейного усилителя. Двигатели большой выходной мощности работают от инверторов с ключевыB ми силовыми элементами. Ключевые инвертоB ры преобразуют постоянное напряжение в пеB ременное либо посредством ШИМ, либо с поB мощью релейного управления. Подробнее с особенностями силовой часB ти инверторов напряжения и тока можно озB накомиться, например, воспользовавшись раB ботами [16, 17], со структурами системы токоB вого управления - в работе [1]. Характеристики ШД и ВД при управлении напряжением. Принципы управления ШД и ВД удобно иллюстрировать с помошью механичеB ских характеристик. Аналитическое представB ление механических характеристик ШД и ВД при управлении напряжением получается из уравнений СМ в установившемся (по скорости W уст и моменту M уст ) режиме для установивB шихся токов I d 1 , I q1 и напряжений U d 1 , U q1. Уравнения машины для установившегося режима

(6.33)

В ИН входной сигнал - вектор задания напряжения uз преобразуется в напряжения uk (где k =1, ..., m, m — число фаз машины), котоB рые прикладываются к фазам машины. В ИТ входной сигнал - вектор задания тока iз , а выB ход - вектор тока i . Управление по току осуB ществляется регулятором тока (РТ) вместе с СУ инвертора.

I d21 + I q21 = Im1 ; ü ï ý 2 2 U d 1 + U q1 = Um1 ï þ

(6.35)

дают общий вид уравнения механической хаB рактеристики 2

2 W уст = ± W x.x

-R1

æ ö ç ÷ M уст ÷ + ç R1 ç mp |Y 2 ÷ | t ç ÷ dq 1 уст è 2 ø M уст , m pt | Ydq1 уст | 2 2

(6.36)

ХАРАКТЕРИСТИКИ ШД И ВД С СИНУСОИДАЛЬНЫМ ПИТАНИЕМ

где W х.х =

Um21 - R12Im21 | Ydq1 уст |

- скорость идеального

m kFSI q1 - установившийB 2 ся момент; | Ydq1 уст | = L2q1I q21+ (Yв + Ld 1I d 1)2 –

Общее аналитическое решение (6.39) неизвестно. Для неявнополюсной машины (Ld 1 = Lq1 ) оно существует:

холостого хода; M уст =

модуль вектора потокосцепления статора при установившемся моменте M уст ; kFS = pt [Yв + + (Ld 1 - Lq1 )I d 1 ] — суммарная постоянная моB мента; I d 1 = ± Im21 - I q21 (I d 1 < 0 при Lq1 > Ld 1; I d 1 > 0 при Lq1 < Ld 1 ). Уравнение (6.36) в общем виде представB ляет собой зависимость установившейся скоB рости W уст от установившегося момента M уст при амплитуде Um1 напряжения питания для произвольного вида токов I d 1 , I q1 ШД или ВД. Для получения конкретных характериB стик требуется определение связи токов I d 1 , I q1 или напряжений U d 1 , U q1 через уравB нения (6.34) и (6.35). Установившийся режим ШД или ВД возB никает при установившейся скорости W уст и установившемся моменте M уст = M c . Для обоB их режимов (ШД и ВД) вектор напряжения создается ИН и характеризуется амплитудой Um1 и фазой y u : U d 1 = Um1 cos y u ;ü ý U q1 = Um1 sin y u . þ

æp ö = ±ç + Dy u ÷, è2 ø

dq 1

éU (R cos y u + W уст Lq1sin y u ) - W 2уст Lq1Yв ù ´ ê m1 1 ú, ë Um1 (R1 sin y u - W уст Ld 1cos y u ) - W уст R1Yв û (6.38) 2 где Z dq = R12 + W 2Lq1Ld 1. 1

Из формул (6.34) можно определить угол коммутации вектора напряжения y u , обеспеB чивающий экстремум установившегося элекB тромагнитного момента СМ по условию ¶ M уст = ¶y u ¶ ìm ü í pt [Yв I q1 + (Ld 1 - Lq1)I d 1I q1 ]ý = 0. (6.39) ¶y u î 2 þ

(6.40)

где Dy u — угол сдвига (относительно p / 2) комB мутации вектора напряжения; Tэ q1 = Lq1 / R1 — электромагнитная постоянная времени эквиваB лентной фазы q машины. Выражение (6.40) известно из работы [3] как зависимость «оптимального» (в смысле обеспечивающего экстремум момента) угла y u коммутации вектора напряжения неявноB полюсной СМ в режиме предельной нагрузB ки. Из формул (6.38) и (6.40) получаются выB ражения для установившихся токов неявноB полюсной машины в функции от скорости при «оптимальной» коммутации вектора наB пряжения: Id1 = -

(6.37)

éI d 1 ù 1 êI ú = 2 ´ Z ë q1 û

=

æp ö y u = ±ç + arctg W устTэ q1 ÷ = è2 ø

I q1 =

Установившиеся токи I d 1 и I q1 режимов ШД или ВД с учетом (6.37)

381

ü ï ï ý W RY - уст 21 в ,ï ï Z q1 þ

W 2уст Lq1Yв Z q21

Um1 Z q1

;

(6.41)

где Z q21 = R12 + W 2уст L2q1. Алгоритм (6.41) дает экстремальное значение установившегося момента. ЗавиB симость момента от скорости при заданных амплитуде Um1 и угле коммутации y u имеет вид M уст =

m U pt Yв I q1= m21 (R1 sin y u - W уст Lq1cos y u ) 2 Z q1 -

W уст R1Yв Z q21

.

(6.42)

Согласно выражению (6.42), моментом можно управлять через амплитуду Um1 и угол y u коммутации вектора напряжения. На рис. 6.10 приведены характеристики неявнополюсной СМПМ: механическая хаB рактеристика wуст (M уст ) и электромеханичеB ская wуст (Im1 ). На практике управление через амплитуB ду Um1 и угол y u используется редко, так как изBза неточного знания параметров машины

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

382

Рис. 6.10. Характеристики неявнополюсной СМПМ (m = 3; I m1 = 4, 2 А; pt = 11; Yв = 0,293 В·с; L d 1 = L q1 = 0,015 Гн; R1 = 3, 2 Ом; J = 0,056 кг × м 2 ) с различными амплитудами напряжения фазы p æ ö U m1 = ( 25; 50; 100; 200; 300 ) В / 3 и «оптимальным» ç yu = + arctg Wуст T э q1 ÷ углом коммутации 2 è ø вектора напряжения сложно получить требуемые значения токов I d 1 , I q1 через напряжения U d 1 , U q1 на заданB ной скорости W уст . Характеристики при управлении током. Управление током реализуется через задание установившихся значений токов I d 1 (M уст ), I q1 (M уст ) в функции от установившегося моB мента M уст . Токи определяются из критерия ММА. В неявнополюсной машине, исходя из уравB m нения M уст = kFI q1, критерий ММА обеспеB 2 чивается при токах, равных I d 1 = 0; I q1 = ±Im1 = M уст

ü ï æm öý ç kF ÷,ï è2 øþ

(6.43)

или при угле коммутации вектора токаy к = ±p / 2.

Для явнополюсной машины критерий ММА для электромагнитного момента из уравнений (6.34) удобно представить в виде ¶M уст ¶I d 1

=0

(6.44)

с учетом уравнения связи токов I d21 + I q21 = Im1.

(6.45)

Решение формул (6.34), (6.44) и (6.45) даB ет оптимальные по ММА для явнополюсной машины значения токов I d 1, I q1 [19]: Yв - Yв2 + 8(Lq1 - Ld 1 )2 Im21 ü ;ïï 4(Lq1 - Ld 1 ) ý (6.46) ï 2 2 I q1 = Im1 - I d 1 × sign M уст . ïþ Id1 =

ХАРАКТЕРИСТИКИ ШД И ВД С СИНУСОИДАЛЬНЫМ ПИТАНИЕМ Из выражений (6.46) следует, что в явB нополюсной машине при Lq1 > Ld 1 экстремум электромагнитного момента обеспечивается отрицательными значениями тока I d 1. ЭксB тремум двигательного момента (M уст > 0) обеспечивается углом p / 2 < y к < p, а экстреB мум тормозного момента (M уст < 0) - углом -p< y к < -p / 2. Для реактивной машины (Yв = 0) оптиB мальные по ММА токи согласно уравнениям (6.46) равны ü ïï ý I I q1 = m1 sign M уст ,ï ïþ 2 Id1 =

Im1

;

2

(6.47)

т.е. в реактивной машине продольная I d 1 комB понента вектора тока создает поток возбуждеB ния, а поперечная I q1 вместе с продольной I d 1 момент. Максимальный двигательный момент обеспечивается при этом углом коммутации y к = p / 4, а минимальный тормозной - углом коммутации y к = -p / 4. Задание компонент I d 1 , I q1 определяет амплитуду Im1 вектора тока, которая не может быть произвольной. Ограничение амплитуды Im1 max в продолжительном режиме определяетB ся амплитудой Im1 пр продолжительного тока или в кратковременном режиме амплитудой Im1 п пикового тока: Im1 = I d21 + I q21 £ Im1 max .

(6.48)

Условие (6.48) определяет ограничение по току (ОТ). По мере увеличения скорости W уст и/или момента M уст (т.е. токов I d 1 , I q1 ) измеB няются требуемые компоненты вектора наB пряжения U d 1 = Um1 cos y u , U q1 = Um1 sin y u [см. формулы (6.34)]. При этом амплитуда вектоB ра напряжения питания тоже не может быть произвольной и ограничивается значением Um1 max , определяемым напряжением питания инвертора: Um1 = U d21 + U q21 £ Um1 max .

(6.49)

Ограничения по току и напряжению (ОТН) могут действовать как раздельно, так и совместно. Зоны действия ограничений на плоскости характеристик wуст (M уст ) или

383

wуст (Im1 ) машины разделяются для трех диапаB зонов скоростей [28]: • диапазона низких скоростей, где дейстB вует только ОТ, а управление реализуется по критерию ММА без ограничения по напряжеB нию (ОН) питания; • диапазона средних скоростей, где одB новременно имеют место ОТН; • диапазона высоких скоростей, где дейB ствует только ОН. Диапазоны скоростей разделяются граB ничными характеристиками. Вид последних зависит от законов токового управления. На первой граничной характеристике угол коммуB тации не меняется, но амплитуда вектора тока при достижении ОН уменьшается по мере росB та скорости и сохранению критерия ММА. АлB горитм уменьшения амплитуды вектора тока в функции от скорости при сохранении критеB рия ММА назван в работе [3] режимом мини мума потерь (МП). Для неявнополюсной маB шины этот алгоритм, исходя из выражений (6.43) имеет вид ü ïï I d 1 = 0; ý ï 2 2 I q1 = Im1 - I d 1 × sign M уст ,ïþ Im1 = var;

(6.50)

а для явнополюсной ü ï Yв - Yв2 + 8(Lq1 - Ld 1 )2 Im21 ïï Id1 = ;ý (6.51) 4(Lq1 - Ld 1 ) ï ï I q1 = Im21 - I d21 × sign M уст . ïþ Im1 = var;

Характеристика МП рассчитывается подB становкой заданных значений токов из форB мул (6.50) или (6.51) в уравнение (6.36). Вторая граничная характеристика - это граничная характеристика ослабления потока (ОП). На этой характеристике угол коммутаB ции меняется так, чтобы сохранялась амплитуB да вектора тока при ОН: ü ï ï I q1 = var; ý ï 2 2 I d 1 = - Im1 - I q1 .ï þ Im1 = const;

(6.52)

Такой режим известен [22] как режим ОП. Граничная характеристика ОП определяB

384

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

Рис. 6.11. Граничные характеристики неявнополюсной СМПМ с параметрами рис. 6.10 (амплитуда напряжения питания фазы U m1 = 300 В / 3 и ток от I m1 пр до 3 I m 1 пр ) ется при подстановке значений токов из форB мул (6.52) в уравнение (6.36). Граничные хаB рактеристики неявнополюсной машины приB ведены на рис. 6.11. Вид граничных характеристик шагового и вентильного режимов определяется амплитуB дой напряжения питания инвертора (Um1 max ) и параметрами машины (Yв , Ld 1, Lq1, R1, Im1 max ). Для определенных значений скорости W уст и момента M уст всегда существует пара оптиB мальных токов I d 1 и I q1 или напряжений U d 1 и U q1, обусловливающих минимальную амплитуB ду тока с учетом ОТН. Оптимальные по этому критерию величины можно обозначить как I d 1 з , I q1 з , U d 1 з , U q1 з и использовать для проB граммирования заданий токов и напряжений в зависимости от скорости (программной для ШД и реальной для ВД) и программного моB мента двигателя. При идеальном выполнении программы момент ШД рассчитывается так же, как и моB мент ВД, поэтому задания токов по формулам (6.50)–(6.52) верны и для шагового режима с максимальными ускорениями. Из рис. 6.11 ясно, что управление моменB том между граничными характеристиками МП и ОП можно обеспечить одновременным увеB личением амплитуды и изменением фазы векB тора тока. После достижения ОТН на характеB

ристике МП при заданном моменте M з можно далее увеличивать амплитуду и сдвигать фазу вектора тока, создавая размагничивание (I d 1 з < 0) и сохраняя постоянство момента вплоть до граничной для пикового тока Im п характеристики ОП. Такой режим СМ назван в работе [1] источником момента с ослаблениB ем потока (ИМОП). 6.4. УПРАВЛЕНИЕ ТОКОМ ШД И ВД ПРИ СИНУСОИДАЛЬНОМ ПИТАНИИ Конечное значение напряжения питания инвертора и ограничение машины по току обусловливают существование областей реалиB зуемых характеристик. Внутри этих областей располагаются характеристики источника моB мента, вид которых определяется способом управления: в неподвижных или роторных коB ординатах. Структурная схема двигателя с управлением в неподвижных координатах поB казана на рис. 6.12. Двигатель (в данном примере двухфазB ный) состоит из СМ; ДП (для вентильного режима); ИТ, ЗТ и обратного (e - jX ) коордиB натного преобразователя. Фазы СМ питаютB ся от ИТ. ИТ включает в себя регулятор тока (РТ) и инвертор напряжения (ИН) с коэффициB

УПРАВЛЕНИЕ ТОКОМ ШД И ВД ПРИ СИНУСОИДАЛЬНОМ ПИТАНИИ

385

Рис. 6.12. Структурная схема двигателя с синусоидальной коммутацией: Ф(Н) — фильтр (наблюдатель) ентом K inv , преобразующим выходные сигнаB лы v ab1 р РТ в напряжения uabl фаз двигателя (ограниченные напряжением питания инB вертора). Индуктивности La1 , Lb1 фаз предB ставлены матрицей постоянных времени [Tэ ab1 ] =

1 éLa1 ù ê ú. R1 ë Lb1 û

При синусоидальной комB

мутации РТ обычно выполняется аналогоB вым, без компенсации ЭДС движения. Режим СМ определяется алгоритмом ЗТ, который формирует вектор тока задания idq1 з (М з ) в функции от заданного момента М з и программной Qз координаты ротора (в шагоB  координаты ротора вом режиме) или оценки Q (в вентильном режиме). Обратный координатB ный преобразователь e - jX предназначен для перевода задания тока idq1 з (М з ) в неподвижные координаты iab1 з . Управление в подвижных координатах (векторное) реализуется, как правило, цифроB вым способом. Структурная схема электричеB ской части трехфазного двигателя с векторным управлением показана на рис. 6.13. Главная особенность этой схемы — управB ление токами iabc1 через напряжения v dq1 з в подвижных координатах, что позволяет реалиB зовать компенсацию возмущений сигналом v dq1W и регулирование (v dq1 р ) без синусоидальB ной модуляции. Назначение РТ (выход регуляB тора v dq1 р ) сводится к коррекции ошибок, выB званных несоответствием модели и реальной машины.

Таким образом, качество управления тоB ками улучшается по сравнению с управлением в неподвижных координатах, так как устраняB ется влияние возмущений в виде ЭДС. И при синусоидальной коммутации, и при векторном управлении чаще всего испольB зуются стандартные настройки пропорциоB нальноBинтегрального РТ [1, 8]. При этом замкнутый контур тока по управлению приB близительно представляется апериодическим звеном с передаточной функцией Wут ( p) =

I у ( p)

1 , » I з ( p) Tт p + 1

(6.53)

а по возмущению - звеном с передаточной функцией Wв.т ( p) =

I в ( p) pTт , (6.54) = Wут ( p) E ( p) R1 (Tт p + 1)

где I у ( p), I в ( p) - изображения компонент тока по управлению и возмущению; E ( p) - изобраB жение ЭДС движения;Tт = (2...6)TШИМ - эквиваB лентная постоянная времени контура тока, заB висящая от настройки регулятора тока (здесь TШИМ - период ШИМ инвертора тока). Характеристики ШД и ВД с ОТ (внутри зоны граничных характеристик) определяютB ся из решения уравнений токового контура с сигналами задания тока и возмущения от ЭДС движения. Например, в неявнополюсB ной машине при управлении в неподвижных

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

386

Рис. 6.13. Структурная схема электрической части двигателя с векторным управлением координатах установившиеся токи находятся через комплексные коэффициенты усиления Wу.т ( jW) и Wв.т ( jW) и сигналы управления и возмущения, имеющие одинаковую частоту W уст в установившемся режиме. Так, установившийся ток I a1 фазы a kFW уст с учетом ЭДС движения E a1 = sin W уст t pt равен I a1 = Im1 | Wу.т ( jW уст ) | cos(W уст t + y к.з + jУИТ ) + kFW уст + | Wв.т ( jW уст ) | sin(W уст t + jвит ), (6.55) pt где jУИТ » -arctg (W устTт ), jвит = jУИТ + p / 2 - arctg W устTэ . Аналогично вычисляется установившийB ся ток Ib1 фазы b. Из уравнений (6.22) и (6.55) следует выB ражение для установившегося момента неявB нополюсной машины при питании от ИТ в неподвижных координатах внутри зоны граB ничных характеристик: m kF(-I a1 sin Q + Ib1 cos Q) = 2 m m (6.56) = kF(I у1 - I в1 ) = kFI1, 2 2

M уст =

где I у1 = Im1 | Wу.т ( jW уст ) | sin(y к.з + jУИТ ) — устаB новившееся значение эквивалентного тока

управления; I в1 =

kFW уст

| Wв. т ( jW уст ) |cos jвит — pt установившееся значение эквивалентного тока возмущения; I1 = I у1 - I в1 — то же, эквивалентB ного тока машины. Выражение (6.56) представляет собой уравнение механической характеристики при ОТ. В режиме ШД установившаяся частота равна заданной частоте (W уст = W з ), а в режиB ме ВД — частоте возмущения (W уст = W в ). Из формул (6.56) видно падение момента при управлении в неподвижных координатах, обусловленное частотными свойствами канаB ла управления [см. формулы (6.53)] и реакциB ей ЭДС движения по каналу возмущения [см. выражение (6.54)]. Компенсировать влияние ЭДС движения и устранить запаздывание по фазе в канале управления можно с помощью векторного управления. Главная особенность этой структуB ры — управление не синусоидальными, а преB образованными в подвижные координаты «кваB зипостоянными» токами. Скоростная ошибка по току при этом устраняется [1, 23]. Эта особенность векторного управления объясняется видом передаточной функции по управлению [см. выражение (6.53)] и отсутстB вием возмущения по ЭДС (вплоть до насыщеB ния инвертора по напряжению) изBза компенB сации перекрестных связей. Момент при векB

ВД С НЕСИНУСОИДАЛЬНЫМ ПИТАНИЕМ торном управлении описывается с учетом пеB редаточной функции по управлению (6.53), так как возмущения компенсируются: M уст = M ( p) = M з . p ®0

(6.57)

Независимость установившегося момента от скорости вплоть до насыщения инвертора является одним из основных преимуществ векторного управления по сравнению с синуB соидальной коммутацией. Задатчик тока. Задание токов машины должно соответствовать требуемому моменту и учитывать ограничения машины и инвертора. ЗТ решает эту задачу. На рис. 6.14 показаны механические хаB рактеристики СМ в двух квадрантах в режиB мах ИМ и ИМОП при задании произвольB ных ускоряющего M р з и тормозного M т з моB ментов. ЗТ управляет двигателем по критерию ММА, и двигатель разгоняется с постоянB ным моментом M р з до граничной характериB стики МП (участок 1–2). После достижения ОН, ЗТ увеличивает одновременно амплитуB ду и угол коммутации вектора тока, сохраняя постоянство момента M р з (режим ИМОП на участке 2–3). При этом суммарный поток возбуждения машины уменьшается и баланс ЭДС и напряжения питания при постоянстB ве момента M р з достигается на более высоB кой скорости, но при возрастающей амплиB туде тока.

387

Если задания токов не изменить, то при дальнейшем разгоне двигателя произойдет наB сыщение инвертора и скорость не поднимется выше, чем на характеристике ОП (точка 3). При этом изBза насыщения инвертора РТ пеB рейдет в релейный режим с пульсациями моB мента относительно граничной характеристиB ки (точка 3). Чтобы избежать пульсаций, ЗТ включает режим ОП, т.е. задания токов по граничной характеристике ОП с уменьшением момента M з независимо от величины задаB ния и двигатель продолжает разгоняться на участке 3–4. При задании тормозного момента M т з , выходящего за граничную характеристику ОП (участок 4–5), ЗТ включает режим ослабления потока по граничной характеристике ОП (учаB сток 5 ¢-- 6 ). При этом суммарный поток возB буждения машины обеспечивает величину ЭДС не выше напряжения питания, чтобы изB бежать насыщения инвертора и неконтролиB руемого роста тормозного тока. При торможеB нии рекуперируемая энергия, как правило, рассеивается в реостатном узле сброса энерB гии, который в релейном режиме поддерживаB ет примерное постоянство напряжения UDC сеB ти постоянного тока. После снижения скорости в режиме ОП и достижения заданного тормозного момента M т з (точка 6) ЗТ уменьшает амплитуду и угол коммутации вектора тока, сохраняя постоянB ство заданного момента торможения (участок 6–7) в режиме ИМОП. Поток возбуждения машины увеличивается, и баланс ЭДС и наB пряжения питания при постоянстве момента M тз устанавливается на меньших скоростях. После достижения характеристики МП (точка 7) ЗТ управляет двигателем по критерию ММА и он тормозится (участок 7–8) вплоть до нулевой скорости. 6.5. ВД С НЕСИНУСОИДАЛЬНЫМ ПИТАНИЕМ

Рис. 6.14. Механические характеристики СМ при задании ускоряющего и тормозного моментов: ИМ — источник момента

ВД с несинусоидальным питанием реаB лизуются на основе машин с квазилинейныB ми в функции от положения ротора взаимB ными или собственными индуктивностяB ми фаз и, соответственно, с ЭДС трапециеB видной формы. В таких двигателях для поB стоянства момента требуется прямоугольная (в функции от положения ротора) форма тоB ков фаз на участках, где ЭДС фаз постоянB ны. Представители ВД с несинусоидальным

388

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

Рис. 6.15. Пример конструкции машины БДПТ (а) и эпюры токов и ЭДС фаз (k = a, b, c) идеализи рованного БДПТ (б) питанием - бесконтактный двигатель постоB янного тока (БДПТ) и вентильноBиндукторB ный двигатель (ВИД). БДПТ (Brushless DC Motor) представляB ет собой класс ВД с постоянными магнитами и трапециевидной (в функции от угла повоB рота ротора) ЭДС движения. Обмотки БДПТ выполняются в различных конфигурациях,

но чаще всего используется трехфазная обB мотка с включением фаз в звезду. На рис. 6.15 показаны пример конструкции (а) четырехполюсной трехфазной машины в соB ставе БДПТ и диаграммы (б) токов и ЭДС идеализированного БДПТ. Обмотки машины БДПТ не распределенB ные, а сосредоточенные. Соответственно, потоB

ВД С НЕСИНУСОИДАЛЬНЫМ ПИТАНИЕМ косцепления фаз с постоянными магнитами изB меняются кусочноBлинейно, а ЭДС ea1 , eb1 , ec1 фаз постоянны в зоне действия на обмотку поB люса постоянного магнита и меняют знак при изменении знака полюса. Для обеспечения поB стоянства момента токи ia1 , ib1 , ic1 фаз должны быть постоянными при постоянных ЭДС фаз и изменять знак при смене знака ЭДС. Каждое из состояний коммутации называется тактом. Вне тактов переходных процессов токи протекают только в двух фазах. Угловой размер постоянного магнита больше углового размера полюса на 60 эл. град, поэтому для поддержания постоянства момента необходимо коммутировать фазы каждые 60 эл. град. Например, при подходе начала полюса S к оси полюса фазы А (рис. 6.15, а) заканчиваетB ся такт 0 коммутации фазы А. ЭДС фазы А ea1 становится постоянной, что требует включить ток ia1 в фазе А (такты 1 и 2). Коммутация БДПТ реализуется элекB тронным коммутатором (инвертором) с шеB стью ключами по сигналам ДП. Поскольку тоB ки ia1 , ib1 , ic1 в фазах изменяются по квазипряB моугольному закону в функции от положения, процесс коммутации этого двигателя подобен процессу коммутации секций якоря в двигатеB ле постоянного тока. Отсюда и название двиB гателя — БДПТ. Простейший ДП выполняется, как праB вило, на элементах Холла. Он увеличивает стоимость и размеры двигателя. Кроме того, в некоторых применениях недопустимо исB пользовать ДП. Поэтому все большую актуB альность приобретает так называемое бездатB чиковое управление БДПТ. Главным образом применяются два принципа бездатчикового управления. Первый основан на измерении ЭДС движения [9], а второй — на оценке положения ротора с помощью наблюдателя, использующего измеренные напряжение и ток двигателя [12]. Идеализированная модель БДПТ строится с учетом его специфики - несинусоидальности потокосцеплений и токов. Анализ БДПТ проB водится, как правило, с помощью фазных переB менных [21]. При анализе модели двигателя принимаB ются допущения: • двигатель не насыщен; • сопротивления и индуктивности обмоB ток постоянны; • ключи инвертора идеальны; • потери в стали отсутствуют.

389

Уравнения электрического равновесия маB шины: d ü Ya1 ;ï dt ï d ï ub1 = R1ib1 + Yb1 ; ý dt ï d ï uc1 = R1ic1 + Yс1 , ï dt þ ua1 = R1ia1 +

(6.58)

где ua1 , ub1 , uc1 — напряжения на фазах машины; ia1 , ib1 , ic1 — токи фаз машины; Ya1 , Yb1 , Yc1 фазные потокосцепления, равные Ya1 = Laa1ia1 + Lab1ib1 + Lac1ic1 + Ya1 в (Q);ü ï Yb1 = Lab1ia1 + Lbb1ib1 + Lbc1ic1 + Yb1 в (Q); ý (6.59) Yc1 = Lac1ia1 + Lbc1ib1 + Lcc1ic1 + Yс1 в (Q). ïþ Индуктивности машины Laa1 = Lbb1 = Lcc1 = L0 + Ls1 = L1 ;ü ý Lab1 = Lca1 = Lcb1 = -M1 < 0, þ

(6.60)

где Ls1 — индуктивность рассеяния фазы, L0 — индуктивность фазы, M1 — взаимная индуктивB ность фаз. Квазилинейные потокосцепления возбужB дения описываются периодическими функциями ü ï ï 2p ö ï æ Yb1 в (Q) = L0 I в gç Q ÷;ý 3 øï è 4p ö ï æ Yc1 в (Q) = L0 I в gç Q ÷, 3 ø ïþ è Ya1 в (Q) = L0 I в g(Q);

(6.61)

где I в — эквивалентный ток возбуждения; g(Q) = g( pt q) — безразмерная квазилинейная пеB риодическая функция (pt — число пар полюсов машины). Электрические уравнения БДПТ для межB фазных напряжений (на выходе инвертора БДПТ): uab1 = ua1 - ub1 = R1 (ia1 - ib1 ) +

ü ï d + (L1 + M1 ) (ia1 - ib1 ) - ea1 + eb1 ;ï dt ï ï ubc1 = ub1 - uc1 = R1 (ib1 - ic1 ) + ï d ý (6.62) + (L1 + M1 ) (ib1 - ic1 ) - eb1 + ec1 ; ï dt ï uca1 = uc1 - ua1 = R1 (ic1 - ia1 ) + ï ï d + (L1 + M1 ) (ic1 - ia1 ) - ec1 + ea1 ,ï dt þ

где uab1 , ubc1 , uca1 — межфазные напряжения.

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

390

Рис. 6.16. Коммутация фаз трехфазного ВИД 6/4: а — фаза А возбуждена; б — фаза А выключена; в — фаза С возбуждена ЭДС фаз машины ea1 = kFwg¢(Q); eb1 = 2p ö 4p ö æ æ = kFwg¢ç Q ÷ ; ec1 = kFwg¢ç Q ÷ . Здесь kF = 3 3 ø è ø è = pt L0 I в — постоянная ЭДС фазы БДПТ. ¶g( pt q) отражает трапеB ¶( pt q) циевидный вид ЭДС машины (рис. 6.15, б) и представляется как Функция g¢(Q) =

ì -1 ï ï 6æ 5p ö ï -1 + ç Q - ÷ ï 6 ø p è g¢(Q) = í ï 1 ï 6æ 11p ö ï ï 1 - pç Q - 6 ÷ è ø î

при при при при

5p p £ Q< ; 6 6 5p 7p £ Q< ; 6 6 7p 11p £ Q< ; 6 6 11p 13p £ Q< . 6 6 (6.63)

Момент БДПТ M =-

ea1ia1 + eb1ib1 + ec1ic1 = w

ставляется последовательным включением двух фаз, через которые проходит общий ток i д двигателя встречноBэквивалентной ЭДС движения, равной удвоенной амплитуде фазB ной ЭДС eф1 = -kFw: u д = 2R1i д + 2 Lф

d i д + 2 kFw, dt

где u д = ua1 - ub1, u д = ua1 - uс1 — выходное наB пряжение инвертора, или напряжение питаB ния фаз двигателя на первом, втором и т.д. до нулевого такта коммутации, i д = ia1 = -ib1, i д = ia1 = -ic1 — ток двигателя на первом, втоB ром и т.д. до нулевого такта коммутации; Lф = L0 + Ls1 + M1 — эквивалентная индукB тивность фазы с учетом взаимоиндуктивных связей машины. Электромагнитный момент БДПТ в приB ближенной модели при ступенчатых значениях токов фаз в функции от положения равен с учетом формулы (6.64): M = 2 kFi д ,

é 2p ö 2p ö ù æ æ = -kFê g¢(Q)ia1 + g¢ç Q ÷ib1 + g¢ç Q ÷ic1 . 3 3 ø úû è ø è ë (6.64) Уравнения (6.62)–(6.64) представляют собой полную модель БДПТ. Если считать процессы коммутации токов очень быстрыми под воздействием форсированного питания, т.е. приближать токи прямоугольными функB циями положения, то из формулы (6.62) слеB дует приближенная модель БДПТ. Эта модель на любом из шести тактов коммутации предB

(6.65)

(6.66)

где iд - потребляемый двигателем ток. Из выражений (6.65) и (6.66) видно, что БДПТ приближенно описывается уравнеB ниями, подобными уравнениям двигателя постоянного тока независимого возбуждения (ДПТНВ) d ü i д + kF дw;ï dt ï M = kF дiв ; ý ï dw J = M - Mc ï dt þ

u д = R дi д + L д

(6.67)

ВД С НЕСИНУСОИДАЛЬНЫМ ПИТАНИЕМ или в операторной форме w( p) = -

1 / kF д u д ( p) TэTM p 2 + TM p + 1

Rд Tэ p + 1 M c ( p), kF2д TэTM p 2 + TM p + 1

(6.68)

где R д = 2R1 — эквивалентное сопротивление БДПТ; kF д = 2 kF — постоянная ЭДС БДПТ, или постоянная момента БДПТ; L д = 2 Lф — экB Rд J — kF2д электромеханическая постоянная времени БДПТ;

вивалентная индуктивность БДПТ; TM =

Lд — электромагнитная постоянная вреB Rд мени БДПТ. БДПТ превосходит машины с синусоиB дальным питанием по выходной мощности при одинаковых потерях в меди. ДействительB но, потери в меди, например, трехфазного ВД с постоянными магнитами (ВДПМ) с амплиB тудой тока фазы im1, равны

Tэ =

2

æi ö DPм.ВДПМ = 3R1 ç m1 ÷ , è 2ø

(6.69)

а потери в меди трехфазного БДПТ с током фаB зы i д составляют 2

æ 2 ö÷ . DPм.БДПТ = 3R1 ç i д ç 3 ÷ø è

(6.70)

При равенстве потерь в меди ток трехB фазного БДПТ меньше амплитуды тока фазы трехфазного ВДПМ, что следует из уравнений (6.69) и (6.70): iд =

3 im1. 2

(6.71)

Если при равенстве потерь в меди амплиB туды ЭДС фазы в БДПТ и ВДПМ равны, то с учетом формулы (6.71) выходная мощность БДПТ примерно на 15 % больше: PБДПТ PВДПМ

=

2 kFwi д » 115 , . 3 kFwim1 2

(6.72)

Как и в двигателях с синусоидальным пиB танием, в БДПТ существует зубцовый момент от взаимодействия магнитов с полюсами стаB

391

тора. В некоторых конструкциях зубцовый моB мент уменьшают путем скоса пазов статора или магнитов ротора. Более простое решеB ние — оптимизация соотношения ширины паB за и полюса статора или ширины магнита. Второй источник пульсаций момента — это конечная скорость переключения тактов комB мутации токов. В целом пульсации момента в БДПТ больше чем в ВДПМ ВИД (Switch Reluctance Motor) — второй тип ВД с несинусоидальным питанием. Этот двигатель отличается простотой конструкции машины, высокой надежностью и низкой стоимостью. Основная особенность ВИД создание момента посредством модуляции собственной, линейноBизменяемой в функции от положения ротора индуктивности фазы маB шины, а не взаимной индуктивности с контуB ром возбуждения, как в БДПТ. Машина в составе ВИД, или вентильB ноBиндукторная машина (ВИМ), имеет соB средоточенные обмотки на статоре и зубчаB тый ротор из магнитомягкого материала. ФаB зы статора образуются набором катушек, каB ждая из которых намотана на одном полюсе. Ротор выполняется из набора листов для сниB жения потерь в стали. В ВИД числа зубцов статора zS и ротора zR различны. Число зубB цов ротора невелико (обычно 4–16). На рис. 6.16 показана типовая конструкция [14] машины трехфазного ВИД с конфигурацией зубцов zS /zR = 6/4. Для получения момента необходимо возбуждать фазы машины в соответствии с положением ротора так, чтобы зубцы ротора постоянно притягивались в одном направлеB нии. Термин «ВД» в данном случае характеB ризует переключение фаз реактивной машиB ны в функции от положения ротора для созB дания момента. Работу ВИД можно представить как поB очередное включение фазных электромагниB тов (индукторов), якорями у которых являютB ся зубцы ротора (рис. 6.17). Индуктивность Lф фазы идеализированного ВИД в функции от положения Qф ротора имеет вид трапеции с максимальным Lф max значением при соглаB сованном положении зубцов ротора и статора и минимальным Lф min значением - при расB согласованном. Возбуждение фазы током iф вызывает электромагнитную силу притяжеB ния между полюсами этой фазы статора и ближайшими к ним зубцами ротора. В реB зультате ротор стремится к согласованному

392

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

Рис. 6.17. Индуктивность фазы и момент фазы идеализированного ВИД положению (Qф = 0°) перекрытия зубцов стаB тора и ротора (от минимальной индуктивносB ти фазы Lф min к максимальной Lф max ), при котором момент Mф = 0. Двигатель совершает при этом положиB тельную работу. Если ток iф включить на этаB пе уменьшения индуктивности, то знак моB мента Mф меняется (тормозной режим). Так как число зубцов статора и ротора различно, то в согласованном положении ротора для одной фазы следующая фаза оказывается в рассогласованном положении и подготовленB ной к включению. Последовательная коммуB тация фаз с помощью ДП ротора обеспечиваB ет непрерывное создание момента (движущеB го или тормозного). Угловой интервал, на котором фаза включена, называется рабочим углом Qраб . Включение происходит при угловом положеB нии ротора Qвкл , а отключение - при угловом положении Qоткл . Идеализированный вид инB дуктивности фазы и момента фазы ВИД приB веден на рис. 6.18, а. Реальный ВИД - сущестB венно нелинейная система. На рис. 6.18, б из работы [13] показано, что индуктивность фазы

реального ВИД зависит не только от положеB ния ротора Qф , но и от тока фазы. Влияние насыщения на момент сильнее всего сказываB ется при согласованном положении зубцов статора и ротора. По сравнению с трехфазной конфигураB цией 6/4 четырехB (8/6; рис. 6.19) и пятифазные (10/8 и др.) варианты имеют предпосылки для получения меньших пульсаций момента или повышения среднего момента с применением комбинированных способов коммутации фаз. Уравнения электрического равновесия ВИД представляются на основе уравнения одB ной фазы, так как взаимоиндуктивные связи в ВИД пренебрежимо малы: uф = Rфiф +

d Yф (iф , q ф ), dt

(6.73)

где uф — напряжение питания фазы; Rф — соB противление фазы; iф — ток фазы; Yф (iф , q ф ) — потокосцепление фазы; q ф — механическая коB ордината ротора относительно оси фазы. В ненасыщенной машине индуктивB ность не зависит от тока, поэтому уравнение

ВД С НЕСИНУСОИДАЛЬНЫМ ПИТАНИЕМ

393

Рис. 6.18. Индуктивность фазы и момент фазы при различных токах фазы в функции от углового положения ротора идеализированного ВИД (а) и реального ВИД с номинальной мощностью 6 кВт и пиковым моментом 120 Н×м (б) (6.73) для ненасыщенной машины приобреB тает вид uф = Rфiф + Lф (q ф )

diф dt

+ iф

dLф (q ф ) dq ф dq ф

dt

(6.74)

где последнее слагаемое — ЭДС движения. Реальные ВИД — сильно насыщенные машины, что обычно обусловлено требованием максимальной отдачи момента в заданном объB еме и минимизацией массогабаритных показаB

Рис. 6.19. Конструкция четырехфазной вентильноиндукторной машины 8/6

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

394

Рис. 6.20. Структурная схема ВИД телей инвертора. Влияние насыщения на инB дуктивность и на момент видно из рис. 6.18, б: индуктивность падает по мере насыщения, а момент отклоняется от квадратичной зависиB мости от тока. В линейной ненасыщенной модели ВИД момент, развиваемый фазой, равен [20] 1 M ф = iф2 2

dLф (q ф ) dq ф

Yф2

dLф (q ф ) 1 , = 2 2 Lф (q ф ) dq ф

(6.75)

а в нелинейной 1 dL (q , i ) M ф = iф2 ф ф ф . 2 dq ф

(6.76)

При линеаризованном представлении ВИД заданный ток фазы iф. з , требуемый для создания заданного момента M ф.з , исходя из соотношения (6.75): iф.з =

2 M ф.з édL(q ф ) ù ê ú ë dq ф û

.

(6.77)

Полная математическая модель ВИД базиB руется на электрической схеме замещения одной (kBй) фазы с нелинейной индуктивностью [20]: uф k = Rфiф k + Lф k (iф k , q ф k ) +

diф k dt

dq ¶ Yф k (iф k , q ф k ) ф k . ¶q ф dt

+ (6.78)

Выражение электромагнитного момента ВИД следующее: k

M = åMф k.

(6.79)

1

Как отмечено выше, взаимоиндуктивB ные связи в ВИД малы и в формулах (6.78) и (6.79) не учитываются. Рис. 6.20 иллюстрируB ет динамическую модель ВИД в соответствии с уравнениями (6.73), (6.78) и (6.79). В реальB ной машине взаимные связи есть: это слабые взаимоиндуктивные связи между фазами с токами и взаимное влияние фаз изBза насыB щения общих участков замыкания потоков. Однако модели, учитывающие такие связи, используются при детальном исследовании приводов с ВИД. Недостаток элементарного ВИД с постоB янными уровнями включенного тока - значиB тельные пульсации момента, приводящие к акустическим шумам и вибрациям. Источник пульсаций - нелинейный механизм генераB ции момента каждой из фаз, управляемых неB зависимо (рис. 6.21). Пульсации момента ВИД можно уменьшить двумя способами: изB менениями конструкции машины или управB ления. Изменение управления означает переB ход от прямоугольной формы токов к оптиB мальной комбинации формы токов и углов включения и выключения тока. Изменение конструкции и управление с постоянством

УПРАВЛЕНИЕ ВД С НЕСИНУСОИДАЛЬНЫМ ПИТАНИЕМ

395

Рис. 6.21. Момент ВИД с разным числом фаз при постоянных токах фаз в двигательном режиме момента ведут к снижению среднего моменB та, так как при постоянном моменте возможB ности машины используются не полностью в каждом положении ротора. Более подробная информация об управлении ВИД с учетом его нелинейностей содержится, например, в раB боте [20]. ВИД требует обратной связи по полоB жению для коммутации фаз. Применение датчиков положения удорожает привод с ВИД. Для уменьшения стоимости привода разработаны алгоритмы бездатчикового управления, основанные на оценке параметB ров магнитной цепи в зависимости от полоB жения ротора [20]. 6.6. УПРАВЛЕНИЕ ВД С НЕСИНУСОИДАЛЬНЫМ ПИТАНИЕМ Управление БДПТ. Управление ВД с неB синусоидальным питанием строится подобно управлению двигателями с синусоидальным питанием. На рис. 6.22 показан пример БДПТ с включением фаз в звезду [11]. Задание момента M з осуществляется внешB ним контуром управления скоростью или поB ложением. Достижение заданного момента обеспечивается контуром управления током. Задание тока двигателя формируется из задаB ния момента в соответствии с уравнением (6.66): i д з = M з / kF д .

(6.80)

Идеализированные диаграммы фазных ЭДС БДПТ при постоянной скорости показаB ны на рис. 6.15, б. Там же представлены фазB ные токи, обеспечивающие постоянство моB мента. Обратная связь по положению БДПТ реализуется по сигналу Q ДП функциональB ным коммутатором fк (Q + Dy к.з ) по табл. 6.1. 6.1. Значения функции коммутации и выходов координатного преобразователя

Такт

Q

Функция коммутации fк (Q) SA

SB SC

КоординатB ный преобB разователь iд

0

-p / 6...+p / 6

1

-1

0

-ib1

1

p / 6... p / 2

1

0

-1

ia1

2

p / 2 ... 5p / 6

0

1

-1

-ic1

5p / 6 ... 7p / 6 -1

1

0

ib1

3 4

7p / 6 ... 9p / 6 -1

0

1

-ia1

5

9p / 6 ... 11p / 6

-1

1

ic1

0

Значения тока i д обратной связи двигатеB ля выбираются координатным преобразоватеB лем по командам функционального коммутаB тора из показаний ДП и токов фаз и сравниваB ются с заданным током i д.з для получения сигB нала ошибки на входе регулятора тока. НаприB мер, в качестве обратной связи используется -ib1, если такт коммутации 0, или ia1, если такт коммутации 1.

396

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

Рис. 6.22. Структурная схема БДПТ Регулятор тока БДПТ управляет широтB ноBимпульсным модулятором, выходы котоB рого переключают состояния стоек инвертоB ра в соответствии с функцией коммутации из табл. 6.1. Функция коммутации 1 означает передачу ШИМ на верхний ключ, а (-1) — передачу ШИМ на нижний ключ, 0 — заB крытые ключи в стойке. Важно, что ток заB дания и ток обратной связи (благодаря коорB динатному преобразованию) не зависят от частоты вращения двигателя, т.е. управление током БДПТ реализуется подобно векторноB му управлению ВДПТ. Такая коммутация обеспечивает постоянство токов фаз при заB данном постоянном моменте вплоть до досB тижения ОН питания. На рис. 6.23 показан пример механичеB ских характеристик БДПТ из работы [11] для продолжительного (6,55 А) и пикового (13,1 А) токов. В зоне ОТ сдвиг коммутации или отсутствует или очень мал (до 10 эл. град). При росте скорости достигается ОН. Тогда возникает необходимость в дополниB

Рис. 6.23. Механические характеристики БДПТ тельном сдвиге угла коммутации Dy к.з поB добно тому, как реализуется сдвиг коммутаB ции вектора тока в машине с синусоидальB ным питанием. Управление ВИД для эффективной раB боты требует несинусоидальных токов. ПоB скольку направление тока не играет роли в образовании момента (6.76), для питания

УПРАВЛЕНИЕ ВД С НЕСИНУСОИДАЛЬНЫМ ПИТАНИЕМ

397

Рис. 6.24. Одна фаза нереверсивного полумостового инвертора (а) и таблица его состояний (б) Преимущество структуры с замыканием по току — простая реализация обратной связи по току. В то же время управление по току должно иметь хорошую динамику и высокую частоту переключений. Основные структуры токовых регуляторов — гистерезисный и ШИМBрегуляторы. Гистерезисный регулятор отличается лучшей динамикой, а ШИМBрегуB лятор — малыми пульсациями тока и постоянB ной частотой переключений. Преимущество структуры с замыканием по потокосцеплению — простота задания наB пряжения на фазе, исходя из приближенного уравнения

ВИД используются нереверсивные инвертоB ры. На рис. 6.24 показаны одна фаза широко используемой структуры нереверсивного поB лумостового инвертора ВИД и таблица его состояний. Основное преимущество нереB версивного инвертора — простота и отсутстB вие гальванических связей между фазами наB ряду с возможностью создания двигательноB го и тормозного режимов. Другие варианты инвертора ВИД представлены, например, в работе [6]. В табл. 6.2 суммированы состояния фаB зы ВИД в зоне источника момента, коB гда ЭДС движения меньше напряжения U питания. Момент ВИД определяется двумя переB менными [см. формулу (6.76)]: током или поB токосцеплением и положением ротора. СоотB ветственно, управление моментом ВИД осуB ществляется с помощью обратных связей по току или потокосцеплению и по положению ротора. На рис. 6.25 представлены основные структуры управления моментом ВИД [27]: с замыканием по току и с замыканием по потоB косцеплению.

u»

d Y(i, q). dt

(6.81)

Регулятор в этом случае очень быстрый, и заданное значение потокосцепления достиB гается (в пределе) за один период квантоваB ния. Основная трудность состоит в расчете потокосцепления обратной связи, для котоB рого используется наблюдатель. Последний реализуется с использованием характеристик машины (по измеренным токам и положеB

6.2. Состояния фазы ВИД в двигательном и тормозном режимах Двигатель Состояние фазы

Генератор

u

di dt

d| M | dt

u

di dt

d| M | dt

Намагничивание

1

U

++

++

U

++

++

Размагничивание

-1

-U

--

--

-U

--

--

Короткое замыкание

0

0

-

-

0

+

+

Условия

Q в двигательном режиме (-180°< Q< 0°) Влияние скорости на

Q в тормозном режиме (0°< Q< 180°)

d| M | не учитывается dt

398

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

Рис. 6.25. Управление моментом ВИД по току (а) и потокосцеплению (б) нию) или посредством интегрирования наB пряжения на фазе. Пульсации момента при переключении фаз — серьезный недостаток ВИД. УстранеB ние этих пульсаций путем управления — боB лее эффективный метод, чем изменение конB струкции машины. Благодаря отсутствию инB дуктивных связей фаз возможно распределеB ние моментов, создаваемых фазами для подB держания постоянства момента на периоде коммутации фаз. При этом используются программы токов или потокосцеплений, заB висящие от задания момента и положения ротора (рис. 6.26), получаемые при условии постоянства суммарного момента и минимуB ма потерь в меди [26]. В ВИД так же, как в ВД и ШД с синусоиB дальным питанием, можно управлять моменB том посредством напряжения и тока. МиниB мальный набор функций управления, достаB точный для удовлетворения относительно неB высоких требований к точности регулироваB

ния скорости и энергетическим показателям, состоит из коммутации фаз с фиксированныB ми углами управления, регулирования скороB сти изменением напряжения питания путем ШИМ ключей инвертора и нерегулируемого токоограничения на малых скоростях вращеB ния (рис. 6.27). Для реализации СУ со структурой, приB веденной на рис. 6.27, могут использоваться специализированные интегральные микроB схемы, разработанные для управления обычB ными вентильными электроприводами. ПриB мерный вид механических характеристик ВИД, получаемый в такой системе, показан на рис. 6.28. Зона регулирования скорости посредстB вом задания напряжения uз в структуре, предB ставленной на рис. 6.27, может быть расширеB на установкой опережающего угла включения фазы q вкл . Вертикальные участки механичеB ских характеристик в зоне постоянства моменB та формируются уставкой iз.

УПРАВЛЕНИЕ ВД С НЕСИНУСОИДАЛЬНЫМ ПИТАНИЕМ

399

Рис. 6.26. Профили токов фаз (а) и потокосцеплений (б) в двигательном режиме ВИД с постоянным моментом 100 Н×м

Рис. 6.27. Простейшая структура ВИД с токовым управлением

Рис. 6.28. Механические характеристики при регулировании напряжения и токоограничении ВИД

400

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

6.7. УПРОЩЕННЫЕ МОДЕЛИ ШД И ВД С ТОКОВЫМ ПИТАНИЕМ Механические характеристики СМ в шаговом и вентильном режимах с токовым питанием имеют зону постоянства момента до граничных характеристик, вид которых зависит от алгоритмов управления токами. Эти алгоритмы учитывают ОТН. Для машин с синусоидальным питанием в зоне постоB янства момента алгоритмы id 1 (M ) и iq1 (M ) реализуют критерий ММА. Далее при росте скорости и достижении ОН токи должны изменяться вначале по критерию источника момента с ослаблением потока iq1 (M ), id 1 (iq1 , W), а затем по критерию ослабления потока id 1 (W), iq1 (W). Элементарные модели шагового и венB тильного [соответственно формулы (6.9) и (6.18)] электродвигателей позволяют аналиB зировать только основные закономерности их поведения. Сложная модель СМ в коорB динатах статора совместно с моделями СУ и инвертора обычно используется для анализа

динамики шаговых или вентильных электроB двигателей методами машинного моделироB вания. Для аналитического расчета программ и регуляторов с различными критериями заB дания токов удобнее применять линеаризоB ванную модель, представляемую передаточB ными функциями. В таком описании исB пользуются фундаментальные константы: электромагнитная и электромеханическая постоянные времени, а также постоянная момента и постоянная ЭДС. ЛинеаризованB ная модель, в отличие от идеализированB ных, уже учитывает питание двигателей от инвертора тока с ограниченным выходным напряжением. Линеаризованную модель можно получить из исходных структур ВД и ШД в неподвижных или подвижных координатах. На примере ВД (рис. 6.29) с векторным токовым управлением без компенсации перекрестных связей можно показать такое упрощение. Электрические переходные процессы в контуре тока id 1 фазы d завершаются быстB

Рис. 6.29. Линеаризованная структурная схема ВД с векторным токовым управлением без компенсации перекрестных связей: РТ — регулятор тока; И — инвертор

УПРОЩЕННЫЕ МОДЕЛИ ШД И ВД С ТОКОВЫМ ПИТАНИЕМ рее, чем механические переходные про цессы, определяющие скорость машины и, значит, заданный ток id 1 з . Поэтому прибли женно можно считать ток id 1 равным задан ному (id 1 = id 1 з ) и переменным только в функции от скорости W (в соответствии с за данием). Такое упрощение позволяет перей ти к модели ВД с управляемым возбуждени ем. Режим последнего отражает реальный режим управления током возбуждения id 1 (W) с одновременным управлением напряжением uq1 или током iq1. При управлении возбуждением, потокос цепление возбуждения Yd (W) = Ld 1id 1 (W) + Yв зависит от скорости, поскольку на ток id 1 (W) влияет скорость. Тогда описание ВД с сину соидальным питанием и управляемым возбуж дением имеет вид id 1 (W) = var;

ü ï Lq1 + iq1R1 + wkE (W) = uq1 ;ï ï dt ï ý m M = kFS (W)iq1 ; ï 2 ï dw ï = M - M c, J ïþ dt diq1

(6.82)

где kFS(W) = pt [Yв + (Ld 1-Lq1 )id 1 (W)] — постоянная момента; kE (W) = pt [Yв + id 1 (W)Ld 1] = pt Yd 1 (W) — постоянная ЭДС движения. Уравнения (6.82) определяют вид струк турной схемы ВД с управляемым возбуждени ем (рис. 6.30). Эта упрощенная линеаризованная струк турная схема учитывает ОН питания по оси q с учетом падения напряжения (id 1R1 - iq1WLq1 ):

401

uq1l = (um1 max )2 - (id 1R1 - iq1WLq1 )2 × sign uq1. (6.83) Из уравнений (6.82) получаются переда точные функции по управлению Ww,U ( p)| id 1= var и по возмущению Ww,M ( p)| id 1= var ШД или ВД с управляемым возбуждением: ü w( p) 1 / kE (W) ; = uq1 ( p) Tэ q1TM p 2 + TM p + 1 ï ï w( p) ïï Ww,M ( p)| id 1= var = = ý M c ( p) ï ï TM / J (Tэ q1 p + 1),ï =2 Tэ q1TM p + TM p + 1 ïþ Ww,U ( p)| id 1= var =

(6.84) 2 JR1 — электромеханическая где TM = m kFS (W)kE (W) L постоянная времени;Tэ q1 = q1 — то же, фазы q. R1 Электромеханическая постоянная време ни неявнополюсной машины в зоне источника момента при id 1 = 0 с учетом постоянных мо мента и ЭДС (kFS = kE = pt Yв ), имеет вид TM =

2 JR1 . m kFSkE

(6.85)

Для реактивной машины в зоне источни ка момента с постоянным потоком возбужде ния при id 1 = const постоянная момента kFS = = pt id 1 (Ld 1 - Lq1 ), постоянная ЭДС kE = pt id 1Ld 1 и электромеханическая постоянная времени равны TM =

2 JR1 . m pt2id21 (Ld 1 - Lq1 )Ld 1

(6.86)

Рис. 6.30. Структурная схема ВД с управляемым возбуждением и синусоидальным питанием

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

402

Выражения (6.85) и (6.86) аналогичны по структуре выражению для электромеханичеB ской постоянной времени двигателя постоянB ного тока независимого возбуждения, где m = 2, kFS = kF, kE = kF: TM =

JR . (kF)2

(6.87)

В случае ВД модель (6.84) описывает синхронный двигатель с управлением в функции от реальных координаты Q и скороB сти W ротора. Если говорить о ШД, то уравB нения (6.84) представляют собой СМ с управляемым возбуждением в функции от программных координаты Qз и скорости W з ротора в предположении, что заданные и фактические скорость и положение совпадаB ют. При реализации управляемого возбуждеB ния в ШД заданный ток id 1 з (W з ) обеспечиваB ет значения потока при заданной скорости W з , а заданный ток id 1 з (M з , W з , id 1 з ) — значеB ние момента M з . Для управления нужно рассчитать генеB ратор траектории с учетом характеристик РТ. Этот расчет проводится по упрощенной модеB ли. В такой модели используется источник моB мента, представленный через эквивалентный токовый контур и его возмущение. Замкнутый контур тока по управлению приблизительно описывается апериодическим звеном с передаB точной функцией Wу.т ( p) =

I у ( p)

1 , I з ( p) Tт p + 1 »

а по возмущению - звеном с передаточной функцией Wв.т ( p) =

I в ( p) 1 pTт . » E ( p) 1 + pTт R1 (Tэ p + 1)

Возмущение в упрощенной модели отсутB ствует (вплоть до насыщения инвертора), если используется компенсация перекрестных свяB зей (программная для ШД и по реальной скоB рости для ВД). После преобразования структурной схемы (см. рис. 6.29) внутренний контур тока преобразуется в контур момента. Из схемы с токовым управлением получается схема инерционного источника момента (ИИМ) с возмущением. Эта модель представB лена выражением

Рис. 6.31. Упрощенная модель ВД и синхронного двигателя как ИИМ

M ( p) = где M w ( p) = wkE ( pt w)

M з ( p) - M w ( p) , Tт p + 1

(6.88)

1 pTт = wB(w) — 1 +pTт R1 (1 +pTэ q1 )

момент возмущения с учетом динамики контура тока. Здесь B(w) = kE ( pt w)

1 pTт — 1 + pTт R1 (1 + pTэ q1 )

«коэффициент» демпфирования. Структура ИИМ представлена на рис. 6.31. При компенсации перекрестных связей M w = 0 вплоть до насыщения инвертора. МоB дель ИИМ приближенно описывает двигатель в режимах источника момента (kF = const, kE = const) и источника момента с ОП [kF(W), kE (W)]. 6.8. УПРАВЛЕНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДАМИ С ВД МАЛОЙ И СРЕДНЕЙ МОЩНОСТИ Для ВД переменного тока характерны следующие показатели: • широкая полоса пропускания (неB сколько килогерц) контура момента; • высокая точность и линейность восB произведения заданного момента; • малые пульсации момента. Отмеченные свойства обусловливают применение ВД переменного тока в точных (прецизионных) приложениях, начиная от управления позиционированием и кончая обнаружением заданного объекта и слежениB ем за ним. К ВД переменного тока применяB ют термин «двигатели с управлением мгновен ным моментом». ВД постоянного тока (БДПТ и ВИД) характеризуются простотой управления, выB

УПРАВЛЕНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДАМИ С ВД МАЛОЙ И СРЕДНЕЙ МОЩНОСТИ сокой надежностью и работоспособностью в тяжелых условиях, но имеют пульсации электромагнитного момента. Эти двигатели используются в электроприводах, работаюB щих в ограниченном скоростном диапазоне с невысокими требованиями к динамике. К таким двигателям применяют термин «двигатели с управлением средним момен том». Рассмотренные ниже принципы управB ления используются в электроприводах маB лой (до 1 кВт) и средней (до 10 кВт) мощноB сти, в которых внутренние возмущения суB щественно влияют на качество движения. Структуры электроприводов на базе ВД с управлением мгновенным или средним моB ментом определяются требованиями к этим приводам. Аналогия описаний ВД с управB ляемым возбуждением и двигателя постоянB ного тока с независимым возбуждением поB зволяет строить управление приводами с ВД и двигателями постоянного тока на одиB наковых принципах. Проектирование одномассовых (без упругих связей в механической части) приB водов с ВД малой и средней мощности баB зируется на их приближенном описании лиB нейными дифференциальными уравненияB ми с постоянными коэффициентами. Более строгие оценки свойств синтезируемых сисB тем получаются при численном интегрироB вании дифференциальных уравнений, учиB тывающих нелинейности, квантование сигB налов по времени и уровню, внешние и внутренние возмущения. Если мехаB ническая часть устройства сложная и содерB жит большое число степеней свободы и упB ругостей (например, в роботах и опорноBпоB воротных устройствах различного назначеB ния), то приходится учитывать связи между отдельными осями и выполнять операции синтеза и проектирования с учетом этих связей. В классической и современной теориях автоматического управления существует много методов синтеза СУ электроприводаB ми, применимых к приводам с ВД малой и средней мощности. Рассмотрим основные из них. Метод последовательной коррекции. В соответствии с ним в регулятор добавляB ют полюсы и нули, чтобы получить желаеB мый отклик системы. Для непрерывных систем регулятор проектируется в частотB

403

ной области с помощью широко известных методов [5]. Регулятор в пространстве состояний. РеB гулятор использует информацию обо всех пеB ременных состояния объекта. Регуляторы соB стояния нашли применение как во многоB, так и в одномерных системах, описываемых дифференциальными уравнениями высокого порядка. Обычно регуляторы состояния исB пользуются совместно с наблюдателями соB стояния. Метод подчиненного регулирования коор динат (положения, скорости и момента), т.е. каскадного включения регуляторов, наB стройка которых проводится методом поB следовательной коррекции. Преимущества систем с подчиненным регулированием — простота реализации, стандартные методы выбора параметров и настройки регулятоB ров. Привод с подчиненным управлением коор динатами. Использование обратных связей при подчиненном регулировании обеспечиваB ет подавление возмущений в приводе. Однако реализация заданной траектории движения только с помощью обратных связей часто приводит к насыщению регуляторов и колеB баниям в приводе. Для устранения насыщеB ния к замкнутой структуре подчиненного реB гулирования добавляется структура проB граммного управления. Получается разомкнуB тоBзамкнутая система управления ВД с подчи ненным управлением момента, скорости и поB ложения, представленная на рис. 6.32 в неB прерывном виде. Электропривод функционально можно разделить на контроллер и источник момента ИМ с механической инерционностью с переB даточной функцией Wмех ( p) =1 / (Jp 2). ИсточB ник момента представляется апериодическим звеном WИМ ( p) = 1 / (Tm p + 1) с эквивалентной постоянной времени Tm, определяемой реB зультирующим действием контура тока ВД (постоянная времени Tт ) и фиксаторов нулеB вого порядка цифровой СУ. В источник моB мента входят ЗТ, РТ, ИН и СМ с датчиками тока и положения. ЗТ реализует законы токового управлеB ния ВД (критерии ММА, минимума потерь, источника момента с ослаблением потока или ослаблением поля). Генерация траектории движения проводится в блоке ГТ с выходами задания положения, скорости, ускорения, рывка (q з , wз , e з , r з ). В функции от заданной

404

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

Рис. 6.32. Структурная схема электропривода с ВД с подчиненным управлением момента, скорости и положения траектории (q з , wз , e з , r з ) и реального перемеB щения q привода контроллер рассчитывает заB дание момента М з . Задание момента ВД — результат дейB ствия прямой связи (М пр ), регулятора скоB рости РС (М р ) и выхода модели (М c ) возB мущений: М з = М пр + М р + М c .

(6.89)

Момент М пр прямой связи программиB руется для реализации заданий ускорения e з и рывка r з источника момента. Выход послеB довательно включенных контуров положеB ния и скорости (М р ) уменьшает ошибки восB произведения вследствие неидеальности моB дели, а выход М c модели возмущений подаB ется на вход источника момента для устранеB ния влияния внешних и внутренних моменB тов нагрузки, которые представляются их оценкой М с . Для получения обратной связи по скоB рости может использоваться или прямое дифференцирование путевой обратной свяB зи или наблюдатель скорости. На рис. 6.33 показан вариант с прямым дифференцироB ванием. Стандартная [5] комбинация регуB ляторов системы подчиненного регулиB рования — пропорциональный регулятор положения и пропорциональноBинтегральB ный регулятор скорости — в непрерывном виде представляются передаточными функB циями

Wр.п = Pп ; Wр.с

ü ï æ 1 öý = Vп çç 1 + ÷÷,ï è Tc p ø þ

(6.90)

где Pп — коэффициент регулятора положения; Vп — коэффициент регулятора скорости; Tc — постоянная времени интегратора регулятора скорости. На рис. 6.33, а показана цифровая реалиB зация регуляторов [см. формулу (6.90)] с коэфB фициентами Pп , Vп , Vи . Интегратор регулятора скорости имеет цепь ограничения интегрирования с коэффиB циентом 1 / Vп и ограничением на уровне пиB кового момента ±M п . Обычно при цифровом дифференцировании скорость w рассчитываетB ся методом конечных разностей на kм интерB вале квантования за период фиксации управB ления Tф.у выборки обратной связи q(k): w(k) = [q(k) - q(k - 1)] /Tф.у .

(6.91)

Для расчета устройств цифрового управB ления часто используется метод приведения цифровой СУ к эквивалентной непрерывной системе с последующими синтезом непрерывB ных регуляторов и определением параметров эквивалентных цифровых регуляторов [2]. Для расчета по данной методике структура цифроB вого управления (рис. 6.33, а) показана в неB прерывном виде (рис. 6.33, б). Фиксатор и экстраполятор нулевого порядка (на периоде

УПРАВЛЕНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДАМИ С ВД МАЛОЙ И СРЕДНЕЙ МОЩНОСТИ

405

Рис. 6.33. Структура системы подчиненного регулирования ВД: а — цифровая; б — эквивалентная непрерывная Tф.у) на выходе задания момента и на входе от датчика положения работают синхронно и приближенно представляются в аналоговом виде инерционным звеном с постоянной вреB мени Tф.у /2: Wф.у ( p) =

1 - exp (- pTф.у ) p

»

1 . 1 + pTф. у / 2

(6.92)

Влияние малых постоянных времени соB вместно с постоянной времени Tт контура тоB ка в ВД приближенно представляется апериоB дическим звеном с суммарной постоянной времени Tm [2]: Tm = Tт + Tф.у / 2; M 1 . » M з Tm p + 1

(6.93) (6.94)

В работах [1, 5] показано, что при описаB нии источника момента по формуле (6.94) с

использованием стандартных процедур расчета получаются параметры непрерывного регуляB тора скорости: Tc = ac2Tm ; Vп =

J . acTm

(6.95)

При апериодическом переходном процесB се контура скорости коэффициент демпфироB вания x c =1 и соответствующий ему коэффиB циент скоростного контура ac = 3 при критичеB ском демпфировании x c =1 / 2 ; ac » 2,4. ЦифB ровой ПИBрегулятор скорости описывается выражениями M з (k) = Vп Dw(k) + Int (k); ü ý Int (k) » Int (k - 1) + Vи Dw(k - 1),þ где Vи =

VпTф.у

(6.96)

— коэффициент интегратора Tc цифрового регулятора; Dw(k) = w(k) - w(k -1).

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

406

Значение коэффициента передачи реB гулятора положения вычисляется после заB дания коэффициента контура положения aп = 2...3: Pп =

1 . aп aсTm

(6.97)

В разомкнутоBзамкнутой системе элекB тропривода канал прямой связи воспроизвоB дит задающее воздействие для идеализированB ной модели двигателя, а контур регулирования по отклонению уменьшает ошибки воспроизB ведения вследствие неидеальности модели. Вид прямой связи определяется передаточной функцией двигателя. В работе [1] показано, что для источниB ка момента прямая связь по скорости Wп.c.с ( p) должна иметь компоненту программной скоB рости wз , а прямая связь по моменту Wп.c М ( p) — компоненты прямой связи по усB корению e з J и по рывку r з JTm c передаточныB ми функциями Wп.c.с ( p) = 1; ü ï M пр ( p) ý = J (Tm p + 1).ï Wп.с M ( p) = e з ( p) þ

(6.98)

В соответствии с выражениями (6.98) формируются прямые связи (см. рис. 6.32). Если выполняется условие (6.98), то в идеалиB зированном приводе ошибка по управлению равна нулю, а передаточная функция позициB онного контура с прямой и обратной связью q( p) = 1, q з ( p)

(6.99)

т.е. электропривод получается инвариантным по управлению. В реальной системе условие (6.99) моB жет быть реализовано только приблизительB но в силу приблизительности модели двигаB теля и ограничениях по рывку и ускорению двигателя. Структуры прямой и обратных связей требуют сигналов задания положения q з , скоB рости wз , ускорения e з , рывка r з , которые синтезируются генератором траектории. ПоB следний содержит упрощенную модель ВД, в которую входят три последовательно вклюB ченных интегратора. На входе первого интеB гратора — задание рывка r з . Оно не может быть произвольно большим и должно учитыB

вать «естественное» ограничение динамики электрической части ВД, т.е. ограниченную скорость нарастания момента (ограничение рывка). Экстремальное значение r max рывка опB ределяется из уравнений (6.82) и зависит от максимально возможного напряжения питаB ния оси q: uq1 = um21 max - [id 1 (W)R1 - WLq1iq1 ])2 , ослабляемого ЭДС [wkE (W)] и падением наB пряжения iq1R1 на активном сопротивлеB нии R1: r max = ´

m kFS (W) ´ 2

um21 max - [id 1 (W)R1- WLq1iq1]2 - iq1R1- wkE (W) Lq1

.

(6.100) Нелинейную зависимость рывка от скоB рости можно заменить кусочноBпостоянной на периоде квантования управления. Модель с кусочноBпостоянным рывком («источником рывка») описывает значение рывка на ступеB ни скорости W з и используется для програмB мирования ГТ. Ограничение интеграла рывB ка, т.е. «отсечка по ускорению», осуществляB ется на уровне заданного ускорения e з (или момента M з = Je з ). На рис. 6.34 показаны графики заданий рывка r з , ускорения e з , скорости nз и полоB жения q з для перемещения ВД с параметраB ми из рис. 6.11 без нагрузки как «источника рывка» с «отсечкой» при ограничениях моB мента ±30 Н×м. Калибровка электропривода с ВД. РеальB ные СМ отличаются от идеализированной наличием высших гармоник в МДС фаз, неB симметрией фаз машины, насыщением магB нитной цепи и внутренними возмущениями: зубцовым моментом M зуб , гистерезисным моB ментом потерь Mгис и моментом вихретокоB вых потерь Mвх.т. Кроме того, внешний момент нагрузки содержит момент сухого трения M с.тр , постоB янную активную нагрузку M с.п , момент вязкоB го трения M в.тр . Эти нелинейности необходиB мо учитывать при управлении точным элекB троприводом. В работе [1] показано, что электромагB нитный момент реальной СМ в вентильном

УПРАВЛЕНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДАМИ С ВД МАЛОЙ И СРЕДНЕЙ МОЩНОСТИ

407

Рис. 6.34. Задания рывка, момента, скорости и положения «источника рывка» с «отсечкой» при ограничениях момента ±30 Н×м, рывке 25 000 рад/с3 и перемещении 1,5 об режиме пульсирует изBза момента гармоник M гар , влияние которого представляется функцией пульсации: M реал = M + M гар = +

m pt iq1[Yв + (Ld 1 - Lq1 )id 1 ] + 2

m pt iq1[Ld 1гар (Q) - Lq1гар (Q)]id 1 = MFпул (Q, id 1 ), 2 (6.101)

где Fпул (Q, id 1 ) = 1 +

Ld 1 гар (Q) - Lq1 гар (Q) Yв / id 1 + (Ld 1 - Lq1 )

— функB

ция пульсации, отражающая влияние высших гармоник Ld 1 гар (Q), Lq1 гар (Q) индуктивностей и m pt iq1[Yв + (Ld 1 - Lq1 )id 1 ] 2 идеализированной машины. На вид функции пульсации в реальном двигателе кроме высших гармоник Ld 1 гар (Q), Lq1 гар (Q) влияют также несимметрия фаз маB шины, насыщение ее магнитной цепи, нелиB нейности инвертора. Зубцовый момент M зуб машины возниB кает при изменении энергии постоянных магнитов возбуждения в функции от перемеB щения и приблизительно представляется nBй гармоникой электрической координаты роB тора: M зуб (Q) = M зуб m sin (nQ). Гистерезисный момент потерь обусловлен магнитным гистеB резисом в железе статора, в котором МДС тока id 1 на момент M =

ротора наводит магнитное поле, отстающее от поля ротора и вызывающее торможение последнего. Потери на вихревые токи приводят к падению момента машины, которое учитыB вается эквивалентным моментом вихретокоB вых потерь Mвх.т. С учетом этого, момент наB грузки M c представляется: постоянной акB тивной нагрузкой M с.п ; моментом эквиваB лентного вязкого трения M в.тр = Bw, объедиB няющим момент вязкого трения, вихретокоB вые потери и возмущение токового контура; эквивалентным сухим трением MC = C sign (w), в которое входят механическое трение и гисB терезисный момент потерь; зубцовым моB ментом M зуб (Q) = M зуб m sin (nQ): M c = M с. п + BAw + С sign (w) + M зуб m sin (nQ). (6.102) Оценку момента нагрузки M c можно ввеB сти в задание момента M з идеализированной машины и таким образом компенсировать влияние аддитивных возмущений, а затем и мультипликативные возмущения делением на функцию пульсации Fпул (Q, id 1 ). СкорректироB ванное задание момента M з.к реальной машиB ны примет вид: M з.к = (M пр + M р + M c ) / [Fпул (Q, id 1 )]. (6.103)

408

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

Рис. 6.35. Структура модели возмущений и корректора Процедура оценки возмущений и функ ции пульсации с последующим их учетом в задании момента называется калибровкой ВД. Калиброванное управление необходимо в точных приводах, где регуляторы не в состоя нии полностью компенсировать влияние мо мента возмущений и пульсации электромаг нитного момента. Для идентификации возму щений и определения функции пульсации используются специальные процедуры иден тификации [1, 10]. На рис. 6.35 показана структура модели возмущений и корректора. Модель возму щений включает в себя постоянную часть M с.п момента нагрузки, момент вязкого тре  эквивалентное сухое трение ния M в.тр = Bw,  ). В  ) и зубцовый момент M зуб (Q M C = C sign (w результате калибровки заданный момент ре альной машины становится равным момен ту идеализированной машины:

M реал = MFпул (Q, id 1 ) / [Fпул (Q, id 1 )] = M . (6.104) Пример влияния калибровки в вентиль ном приводе на базе СМ с моментом нагрузки 20 Н×м в режиме стабилизации скорости пока зан в работе [14]. Калибровка при заданной скорости 1,2 мин-1 на порядок ослабила пуль сации скорости и на 15 дБ снизила акустиче ский шум. Двигатели с управлением средним момен том. В приводах с невысоким качеством дви жения, как правило, применяются ВД посто янного тока (БДПТ или ВИД). В этих при водах не используются прямые связи, т.е. от сутствуют ГТ, наблюдатель, корректор. При мер структурной схемы привода с ВД посто янного тока (ВИД) показана на рис. 6.36. Датчик положения обеспечивает обратную связь по положению. Задание момента Mз

Рис. 6.36. Структурная схема вентильноиндукторного привода

УПРАВЛЕНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДАМИ С ШД вырабатывается в РС и преобразуется в ЗТ в задания токов. ШИМBинвертор воспроизвоB дит заданные токи.

6.9. УПРАВЛЕНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДАМИ С ШД

409

град для машин с магнитоэлектрическим моB ментом или гибридных и до 22 эл. град для реактивных машин. Тогда при токовом питаB нии момент машин будет примерно пропорB ционален углу момента y M з . Для гибридной машины M = kFIm sin y М = Mm sin y М » Mm (g з - Q),

В шаговом режиме может работать люB бая СМ, в сочетании с инвертором преобраB зующая командные сигналы в дискретные механические перемещения. На практике в шаговых режимах используются машины с малым (в единицы градусов) конструктивB ным шагом и малой мощностью (до сотен ватт). В середине ХХ в. одной из распростраB ненных модификаций был трехстаторный ШД с реактивным ротором. Позже были созданы четырехфазные индукторные двиB гатели с самовозбуждением. При независиB мом возбуждении, в том числе от постоянB ных магнитов, число фаз сократилось до двух. Классический ШД — индукторный с возбуждением от постоянных магнитов — имеет 200 или 400 шагов на оборот и максиB мальный статический синхронизирующий момент 0,1…10 Н×м [24]. Конструкция двухB фазного гибридного ШД c шагом 1,8° покаB зана на рис. 6.37. В классе машин с активным ротором такB же разработаны ШД с постоянными магнитаB ми на роторе, в частности, дискового типа, с максимальным ускорением до сотни тысяч раB диан в секунду в квадрате. Необходимость синхронизации магнитB ных полей статора и ротора, которая сохраняB ется только в пределах полуволны угловой хаB рактеристики синхронизирующего момента, накладывает ограничения на режимы пуска, торможения, реверса и других переходных процессов в приводе с ШД и требует проB граммирования работы привода в соответстB вии с его моделью. В шаговом приводе реалиB зуется управление вектором тока, амплитуда и фаза которого задают ускорение, а круговая частота вращения определяет электрическую скорость. От фазового принципа управления завиB сит структура шагового привода (см. рис. 6.6). Программа ускорения обычно задаB ется «с запасом» по моменту. При таком управлении используются малые программB ные значения угла момента y M з : до 45 эл.

(6.105) где Mm = kFIm - амплитуда момента. Для реактивной машины M=

m pt L2m Im2 sin 2y М = 2

= Mm sin 2y М » 2 Mm (g з - Q), где Mm =

(6.106)

m pt L2m Im2 - амплитуда реактивного 2

момента. Описание привода с ШД с учетом эквиB валентного вязкого трения имеет вид линейB ного дифференциального уравнения второго порядка (6.9). На этом основании програмB мируется движение привода с ШД. ПрограмB ма движения Qз (t ) обычно задается по желаеB мой тахограмме, аппроксимированной учаB стками с постоянными значениями ускореB d 2Qз . dt 2 Пример такой программы гибридного ШД для участка с линейным нарастанием скоB d 2Qз рости W з = t , компенсацией вязкого треB dt 2 2 b d Qз ния t и статической нагрузки pt Mm dt 2 M c.п = g з (0) имеет вид Mm ний e з =

gз =

1 d 2Q b dQ + + g з (0). W 20 dt 2 pt Mm dt

(6.107)

Свободные колебания в уравнении (6.9) описываются выражением æ b ö Qсв = expç - t ÷(C1 sin W свt + C2 cos W свt ), è 2J ø (6.108) b2 b2 Mm ; C1 и C2 1= W0 12 J 4Mm 4Mm2 постоянные.

где W св =

410

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

Рис. 6.37. Конструкция гибридного ШД: а — компоненты двигателя; б — сечение магнитопровода статора; в — конструкция ротора При начальных условиях Q(0) = 0 и W(0) = 0 решение уравнения движения шагового привода по программе в соответствии с выражением (6.107) имеет вид b æ b ö Q = W зt - expç - t ÷e з sin W свt ; 2 J W ø è св é b æ b öæ W = W з + e зb + ê1 - expç - t ÷ çç cos W свt 2 J 2 J W è ø св è ë

ü ï ï ý öù ï sin W свt ÷÷ú , øû ïþ

(6.109)

УПРАВЛЕНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДАМИ С ШД что демонстрирует выполнение программ поB ложения и скорости без статической ошибки и с затуханием экспоненциальных динамичеB ских ошибок. При часто используемом методе програмB мирования движения с заданием постоянной скорости («наброс» частоты) g з = W зt

(6.110)

без фазовых сдвигов на ускорения и компенB сацию постоянного момента нагрузки и вязB кого трения решение уравнения движения привода с ШД

Q = W зt -

M с.п Mm

411 é æ b ö ê1 - expç - 2 J t ÷ ´ è ø ë

öù æ b ´çç sin W свt + cos W свt ÷÷ú øû è 2JW св

(6.111)

показывает наличие статической ошибки при существенно больших колебаниях затухающего переходного процесса по сравнению с формуB лами (6.109). Переходные процессы при пуске явнопоB люсной машины на холостом ходу в микрошаB говом режиме до заданных скоростей с проB граммированием момента и без программироB вания момента показаны на рис. 6.38.

Рис. 6.38. Переходные процессы пуска ШД на постоянную скорость с реальным ИТ и с параметрами машины по рис. 6.3 при программировании момента (а) и без него (б)

412

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

Динамическая механическая характериB стика двигателя содержит два участка. На первом участке (диапазон низких скоростей) среднее значение момента следует по кривой wуст (M уст ), рассчитанной по уравнению (6.56) с заданием моментов 8 и 1 Н·м за счет угла коммутации y М з . Ясно видно падение моB мента вследствие влияния частотных свойств канала управления ИТ и реакции ЭДС двиB жения. На втором участке, после выхода на заданную скорость, ротор двигателя проB должает колебания со слабым затуханием. При этом колебания момента и скороB сти больше при отсутствии программы моB мента. Резонансные явления [см. уравнение (6.111)] заметно влияют на работу привода с ШД и часто служат одной из причин ее наB рушения. В нелинейной системе второго порядка, которой является привод с ШД и на которую действует внешняя периодичеB ская сила, резонанс может возникнуть при условии r W = W0, q

(6.112)

где W 0 — частота собственных колебаний систеB мы; W — частота первой гармоники внешнего воздействия; r, q — целые простые числа (обычB но небольшие). Некоторые случаи выполнения условия (6.112). 1. r = q = 1, т.е. W = W 0 . Это случай так наB зываемого «главного», или обыкновенного, реB зонанса. На частоте управления W = W 0 при отB сутствии демпфирования и пренебрежимо маB лой электромагнитной постоянной времени ротор двигателя будет совершать колебания около движущейся точки равновесия. В реальB ном случае наличие демпфирования в системе приведет к затуханию колебаний, но движение будет сопровождаться заметными колебанияB ми и существенным уменьшением среднего момента. 2. r = 1; q > 1, т.е. W = W 0 / q. Резонанс в системе может возникать на обертоне внешB ней частоты. Ротор двигателя при этом соверB шает субгармонические колебания. Например, при q = 2 ротор недемпфированного двигателя за время одного такта совершит два полных колебания.

3. q = 1; r > 1, т.е. W = r W 0 . В системе возB можен резонанс на обертоне собственной часB тоты, называемый также параметрическим ре зонансом. Возможность потери устойчивости ШД на резонансных частотах является одним из существенных его недостатков. НаибольB шую угрозу устойчивости движения предB ставляет работа при частоте управления, близкой к частоте главного резонанса. ПриB менение математического моделирования заметно облегчает синтез и анализ шагового электропривода для конкретных применеB ний. Многообразие режимов работы, налиB чие резонансных явлений и предельных диB намических частот вынудили для удобства анализа движения привода с ШД разделить диапазон возможных рабочих частот на чеB тыре области. Основные диапазоны рабочих частот элекB тропривода с ШД: 1) очень низкие частоты единичных коB манд 0 < W / 2 p £ 1 / t усп ; 2) низкие частоты 1 / t усп < W < 2W 0 ; 3) средние частоты 2W 0 £ W £ 4W 0 ; 4) высокие частоты W > 4W 0 . Граница между низкими и очень низB кими частотами определяется временем успокоения колебаний ротора t усп при отраB ботке единичного шага. В области очень низких частот привод отрабатывает кажB дый единичный шаг практически из состояB ния покоя. В диапазоне низких частот наиB большую опасность для нормальной рабоB ты двигателя представляют рассмотренные выше резонансные явления. При средB них частотах условия пуска и установлеB ния периодического движения наиболее легкие даже для слабодемпфированного приB вода. Возникающий при частоте 2W 0 параB метрический резонанс иногда используетB ся для реализации квазиоптимального режима отработки двойного шага без колеB баний, особенно при наличии в системе момента типа «сухого» трения. В области высоких частот на характер движения сущеB ственно влияет отставание ротора от скачкообразно перемещаемого магнитного поля статора. На первых тактах коммутации ротор накапливает потенциальную и кинетичеB

УПРАВЛЕНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДАМИ С ШД

413

Рис. 6.39. Типичный вид механических характеристик линейного ШД с максимальной синхронизирующей силой 100 Н скую энергию и, если рассогласование магB нитных осей статора и ротора не превосхоB дит одного полюсного деления, втягивается в синхронизм. Далее происходит рассеяние накопленной на первой стадии пуска поB тенциальной энергии: ротор совершает заB тухающие колебания, амплитуда и время заB тухания которых зависят от частоты управB ления f = W / (2p) и значений параметров M c.п /Mm , b / (2J ). Для каждого сочетания этих параметров можно указать частоту управления, при котоB рой еще имеет место втягивание двигателя в синхронизм при пуске «набросом» частоты на заданную скорость из неподвижного состояB ния. Она называется частотой приемистости, а соответствующая ей средняя синхронная скорость вращения W пр = 2p fпр - скоростью приемистости. Максимально возможных знаB чений частота и скорость приемистости досB тигают при идеальном холостом ходе, т.е. при M c = b = 0. Однако режим этот неустойчив, поB скольку колебания не затухают изBза консерB вативности системы. Периодическое движеB ние не устанавливается, привод теряет управB ляемость. Частота приемистости идеального холоB стого хода представляет собой теоретичеB скую границу быстродействия привода при пуске «набросом» частоты на заданную скоB рость из неподвижного состояния ШД. В реB альных приводах изBза конечных значений параметров M c.п / Mm , b / (2J ) колебания при пуске на частоте, близкой к частоте приемиB стости, затухают, но в большинстве случаев относительно медленно. На рис. 6.38, б, наB пример, показана осциллограмма скорости

при пуске привода на частоту приемистости рад pt , где pt = 8 — число пар полюB с сов двигателя. Программирование шагового привода может осуществляться по его паспортным меB ханическим характеристикам. При этом ускоB рение задается кусочноBпостоянным на интерB валах скорости в соответствии с видом мехаB нической характеристики (рис. 6.39). ЗаданноB му ускорению должны отвечать фазовые сдвиB ги вектора тока, а заданная скорость вращеB ния вектора токов должна быть не больше скорости, определяемой механической харакB теристикой. Общее решение задачи об оптимальB ных законах пуска и торможения ШД с учеB том основных параметров привода весьма затруднительно. Простейший способ ее реB шения состоит в использовании численного эксперимента с математической моделью привода. Из принципа действия СМ следует, что оптимальным с точки зрения получеB ния предельных скоростных показателей будет режим, при котором электромагнитB ный момент в переходных процессах имеет максимально возможное значение. Этот факт можно использовать как для численB ного, так и для физического эксперимента с целью получения законов программиB рования шагового привода в переходных реB жимах. Важно поддерживать заданную разB ность углов g з и Q равной постоянному знаB чению или изменяемой по определенному закону. Таким образом СМ переводится в режим ВД.

W пр = 7,7

414

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

6.10. ПРИМЕНЕНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ С ВД И ШД Высокие эксплуатационные характериB стики ВД и ШД, обусловленные отсутствием коллектора и скользящих контактов, а также возможностью использования в различных режимах работы, способствовали их широкоB му применению в различных системах автоB матики, телемеханики и производственных процессах. В мире существуют сотни электромаB шиностроительных компаний, производяB щих СМ, предназначенные для работы в реB жиме ШД или ВД. Выпуск этих машин соB провождается, как правило, производством дополнительного оборудования: силовых и управляющих электронных блоков, датчиB ков, механических редукторов, соединиB тельных муфт, силовых и измерительных кабелей. Условно двигатели общепромышленного (коммерческого) применения можно раздеB лить на несколько категорий. 1. Шаговые электродвигатели. Они выB пускаются в корпусном исполнении в основB ном магнитоэлектрического или гибридного типа. Характерная цена шага для гибридных ШД составляет 1,8°, момент лежит в диапазоB не от 0,065 Н×м для ШД с внешним диаметB ром корпуса 28 мм до 10 Н×м для двигателей диаметром 85 мм [24]. Примером магнитоB электрических ШД могут служить двигатели с дисковым ротором (Turbo DiscТМ stepper motors — API Portescap, Швейцария). Они имеют внешние диаметры 10…90 мм, шаг 15… 1,8°, момент при возбуждении одной фазы 1,85…800 мН×м. 2. ВДПТ с ДП, использующими различB ные физические принципы измерения углоB вого положения ротора. Часто для этой цеB ли применяются многополюсные синусB ноBкосинусные вращающиеся трансформаB торы, редуктосины и оптические инкреB ментные датчики. Многие модификации таB ких двигателей выпускаются в корпусном и бескорпусном исполнениях. Одна из бесB корпусных серий — RBE(H) компании Kollmorgen (США) — содержит набор типоB размеров, обеспечивающих выходные мощB ности 14…3700 Вт при скоростях 20 000… 1400 мин-1 соответственно. Внешний диаB метр этих двигателей лежит в диапазоне 25…260 мм.

3. Моментные ВД для безредукторного электропривода. Эти двигатели могут быть как с возбуждением от постоянных магниB тов, так и реактивными. Моментные двигаB тели имеют малое значение отношения длиB ны ротора к диаметру, относительно малые рабочие скорости и повышенные значения пикового момента. Во многих случаях выB пускаются законченные комплекты электроB привода, включающие в себя собственно моB ментный двигатель в корпусном или бескорB пусном исполнении, датчик обратной связи и электронные блоки. Так, одна из серий подобного привода содержит моментные двигатели с внешним диаметром 50…500 мм, которые развивают номинальные моменты, равные 0,12… 1400 Н×м, при рабочих скоростях 140… 5,2 мин -1 соответственно [4]. В комплектаB цию входят высокоточные ДП и электронB ные блоки. 4. БДПТ и ВИД. Характерные области применения ШД: офисная техника; автомобильная мехатроB ника; автоматизация торгового оборудоваB ния; маркирующие и считывающие устройB ства, принтеры, сортирующее оборудование и т.п. Характерные области применения ВДПТ: станкостроение и робототехника; позициоB нирование и управление осями движения станков и роботов; пакетирование; сортиB ровка; маркировка. Обычно в приводах роB ботов, где требуются значительные краткоB временные ускорения (рис. 6.40), используB ются СДПМ с современными NdFeBBмагниB тами. При этом типичны ускорения 100 000 или 20 000 рад/с2 для двигателя с пиковым моментом соответственно 40 и 400 Н×м при одинаковой продолжительности включения, равной 5% [25]. Есть примеры ВД с СДПМ для тяжеB лых станков и подъемных машин мощноB стью до единиц мегаватт (рис. 6.41). Среди особых применений ВДПТ можно, наприB мер, указать низкооборотный (300 мин -1 ) при 2 МВт мощности электропривод судоB вого винта [18]. Другие области применения ВДПТ. КонB трольноBизмерительная аппаратура, контрольB ноBизмерительное оборудование, координатB ные столы, оборудование хроматографии и рентгеноскопии, ультразвуковые и оптические сканеры, графопостроители;

ПРИМЕНЕНИЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ С ВД И ШД

415

Рис. 6.40. Робот IRB 6600 с шестью осями на базе безредукторных ВД (источник — фирма ABB)

Рис. 6.41. Синхронная машина: а и б — соответственно статор и ротор с постоянными магнитами для мощного низкоскоростного привода с ВД

416

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

• обработка непрерывных материалов, например пленок, магнитной ленты, фотоB и кинопленки, бумаги, текстиля, оптичеB ского волокна; оборудование для раскроя и шитья; • обработка информации: оборудование для аналоговой и цифровой записи звука и изображения; контрольноBизмерительная и реB гистрирующая аппаратура для звукозаписыB вающих, телевизионных и киностудий; произB водство компактBдисков; • биомедицинское оборудование: для исB кусственного кровообращения, быстрого анаB лиза крови; искусственная почка и ультразвуB ковые сканеры; • полупроводниковая промышленность (производство и разделка монокристаллов; шлифование и полирование пластин, их очистB ка, скрайбирование; лазерная подгонка; тестиB рование). БДПТ и ВИД используются в основном в применениях с невысокими требованияB ми к пульсациям момента, но с жесткими требованиями к компактности электромехаB нического преобразователя. Развитие силоB вой электроники, микропроцессорной техB ники и теории управления машинами переB менного тока позволили добиться дешевизB ны и надежности работы БДПТ и ВИД, находящих широкое применение в бортоB вом (авиационном, автомобильном) оборуB довании. В современном автомобиле число элекB троприводов исчисляется десятками. ТипичB

ный привод на базе БДПТ — привод бензонаB соса с техническим ресурсом 15 000 ч, что втрое превышает ресурс привода на базе двиB гателя постоянного тока. Аналогичные примеры использования БДПТ — приводы автомобильных кондициоB неров и вентиляторов. Вторая важная область применения БДПТ и ВИД — бытовая техника. Они заменили в бытовой технике — стиральB ных машинах, кондиционерах, холодильниках, пылесосах — низкоэффективные однофазные асинхронные и универсальные коллекторные двигатели. Бурно развивается применение БДПТ и ВИД в электрическом и гибридном трансB порте: в моторBколесах автомобилей и в гибридных силовых установках. ВИД имеB ют простую и надежную конструкцию без постоянных магнитов или обмоток на ротоB ре, поэтому ВИД выгодно использовать при жестких условиях эксплуатации, высокой температуре и вибрациях, что характерB но для электропривода автомобиля. На рис. 6.42 показана конструкция моторBколеB са с ВИД обращенной конструкции, исB пользованного в опытном образце электроB мобиля [15]. Линейные машины — с возбуждением от постоянных магнитов, реактивные и гибридB ные — также используются в вентильных и шаговых режимах. Линейные приводы все шиB ре входят в состав металлообрабатывающих станков, оборудования для производства издеB лий микроэлектроники и электронной техниB

Рис. 6.42. Конструкция моторколеса с ВИД обращенной конструкции

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ ки. На линейных ВД создаются приводы преB цизионных электроэрозионных станков и лаB зерных машин для обработки твердотельных материалов и сплавов. Cпециальные устройства. ШД и ВД исB пользуются в качестве исполнительных элеB ментов также в специальных устройствах: приводах антенн и спутниковой радиосвязи и телевидения, оптикоBмеханических и опB тикоBэлектронных устройствах (лазерных дальномерах, лидарных станцях, пассивных системах сопровождения цели), фотоаппараB тах, видеокамерах и опорноBповоротных устB ройствах для них, солнечных и звездных датB чиках; в качестве элементов электрогидравB лических и электропневматических привоB дов, в приводах солнечных батарей космичеB ских аппаратов. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Балковой А.П., Цаценкин В.К. ПрециB зионный электропривод с вентильными двигаB телями. М.: Изд. дом «МЭИ», 2010. 328 с. 2. ГерманГалкин С.Г., Кротенко В.В. Синтез цифрового регулятора подчиненной структуры электропривода в пакете Simulink. Exponenta Pro // Математика в приложениях. 2004. № 2(6). 3. Дискретный электропривод с шаговыми двигателями / под общ. ред. М.Г. Чиликина. М.: Энергия, 1971. 624 с. 4. Каталог. Моментные электродвигатели и индукционные датчики угла для прецизионB ных электроприводов и цифровых безредукB торных следящих систем. СПб.: ФГУП ЦНИИ «Электроприбор», 2005. 5. Теория автоматизированного электроB привода: учеб. пособие для в узов / М.Г. ЧилиB кин, В.И. Ключев, А.С. Сандлер М.: Энергия, 1979. 616 с. 6. Barnes M., Pollock C. Power Electronic Converters for Switched Reluctance Drives // IEEE Transactions on Power Electronics. Nov 1998. Vol. 13. p. 1100–1111. 7. Bianchi N., Bolognani S. Parameters and voltBampere ratings of a synchronous motor drive for fluxBweakening applications // IEEE TransacB tions on Power Electronics. Sep 1997. Vol. 12. № 5. Р. 895–902. 8. Blasko V., Kaura V., Niewiadomski W. Sampling of Discontinuous Voltage and Current Signals in Electrical Drives. A System Approach // IEEE Industry Application Society Annual MeeB ting, 1997.

417

9. Cheng K.Y., Lin Y.T., Tso C.H. and Tzou Y.Y. // Design of a Sensorless Commutation IC for BLDC Motors // IEEE PESC2002, Queensland, Australia. 2002, June 23–27. 10. Colombi S., Raimondi T. Improvement of brushless DC motor actuators // ISIR: 23rd InterB national Symposium on Industrial Robot. BarceB lona, 1992. 11. Comstock R.H. Trends in brushless PM drive control and motor technology // MotorCon. 1986. Р. 1–15. 12. Ertugrul N., Acarnley P. Indirect rotor position sensing in real time for brushless permanent magnet motor drives // IEEE Transactions on Power Electronics. 1998. Vol. 27. № 4. P. 608–616. 13. Fuengwarodsakul N. H. Predictive PWMB based direct instantaneous torque control for switB ched reluctance machines: PhD dissertation. Aachen University, 2007. 14. Girardin M. Torque control of the threeBphase direct reluctance motor// ISIE 97: IEEE International Symposium on Industrial Electronics. Guimaraes. Portugal, July 1997. 15. Goto H., Guo H.J., Watanabe T., Ichinokura O. A new SRM integrated with wheel and its application in EV // Proceedings of IEEE International Electric Machines and Drives ConB ference, 2004. 16. Holtz J. Pulsewidth Modulation for ElecB tronic Power Conversion // Proceedings of the IEEE, August 1994. Vol. 82. № 8. P. 1194–1214. 17. Holtz J., Springob L. HighBbandwidth current control for torqueBripple compensation in PM synchronous machines // IEEE Transactions on Industrial Electronics, October 1998. Vol. 45. № 5. p. 713–721. 18. Husband S.M., Hodge С.G. The RollsB Royce transverse flux motor development // Proceedings of IEEE International Electric MaB chines and Drives Conference, 2003. 19. Kim J.M., Sul S.K. Speed control of interior permanent magnet synchronous motor drive for the flux weakening operation // IEEE Transactions on Industry Applications. 1997. Vol. 33, № 1. P. 43-48. 20. Krishnan R. Switched reluctance motor drives // CRC Press LLC, 2001. 21. Lee B. K., Esani M. Advanced BLDC motor drive for low cost and high performance propulsion system in electric and hybrid vehicles // Proceedings of IEEE International Electric Machines and Drives Conference, 2001.

418

Глава 6. ШАГОВЫЙ И ВЕНТИЛЬНЫЙ РЕЖИМЫ

22. Leonhard W. Control of Electrical Drives. Berlin: SpringerBVerlag, 1990. 23. Macminn S.R., Jahns T.M. Control techniques for improved highBspeed performance of interior PM synchronous motor drives // IEEE Transactions on Industry Applications. 1991. Vol. 27. № 5. p. 997-1004. 24. Oriental motor. General Catalog. 2003/ 2004. 25. Power Electronics and Variable Frequency Drives: Technology and Applications Bose B.K. Wiley // IEEE Press, 1996.

26. Schramm D.S., Williams B.W. and Green T.C. Optimum сommutationBсurrent profile on torque linearization of switched reluctance motors // In Proc. ICEM 92, 1992. 27. Vas P. Sensorless Vector and Direct Torque Control // Oxford University Press. UK. 1998. 28. Verl A., Bodson M. Torque maximizaB tion for permanent magnet synchronous moB tors // IEEE Transactions on Control Systems Technology. November 1998. Vol. 6. № 6. P. 740–745.

Глава 7 ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИЦИОННЫМИ ТИПАМИ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЕЙ 7.1. ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫЕ ПРИВОДЫ Назначение электромагнитного привода. Основу электромагнитного привода составляB ют линейные электромагнитные двигатели (ЛЭМД) — одна из разновидностей двигателей возвратноBпоступательного движения, чаще именуемая для простоты электромагнитами. Их основные достоинства — простота и техноB логичность конструкции, низкая стоимость, доступность изготовления практически на люB бом машиностроительном предприятии. ОбB ласть применения — механизмы, рабочие орB ганы (РО) которых совершают сравнительно небольшие перемещения. Отличительная осоB бенность — многообразие конструкций, что позволяет выбрать двигатель на любые переB мещения в диапазоне 10-6…10-1 м. Так как различают ЛЭМД короткоB и длинноходовые, то для требуемого диапазона перемещений необходимо выбирать двигатель соответствующего типа. Развиваемые силы F не имеют теоретического предела и ограничиваB ются только разумными размерами двигателя. Так, силы, развиваемые электромагнитными молотами, достигают 105 Н, однако наиболее распространены двигатели с силой до 103 Н. ЛЭМД изBза своих конструктивных осоB бенностей наиболее эффективны при сравниB тельно низких скоростях якоря. Скорости >0,5 м/с труднореализуемы ввиду ограниченB ного перемещения якоря. Минимальные знаB чения определяются главным образом возможB ностями датчика перемещений, а также силаB ми трения в опорах и могут достигать 10-7 м/с. Так как линейный привод является неB посредственным (безредукторным), то в большинстве случаев необходимо индивидуB альное изготовление двигателей, поскольку многообразие конструкций их сочленения с РО, а также требований по значениям развиB ваемых сил и перемещений практически исB ключает возможность разработки их типовой номенклатуры. В то же время необходимость их индивиB дуального изготовления дает и определенные

преимущества, позволяя на стадии проектироB вания создать такую конструкцию двигателя, которая гармонично сочетается с механизмом, а в ряде случаев выработать новые подходы к проектированию оборудования. В этом отноB шении благодаря простоте и технологичности конструкции ЛЭМД обладает очевидными преимуществами по сравнению с другими двиB гателями. Конструктивное разнообразие электроB приводов на базе ЛЭМД определяется не только исполнением двигателей, но и возB можными вариантами построения преобразоB вательных (ПУ) и управляющих (УУ) устB ройств, входящих в состав электромагнитноB го привода, а также передаточных механизB мов (ПМ), сопрягающих ЛЭМД с перемещаеB мым РО (рис. 7.1, а). Так, ПУ электромагнитB

Рис. 7.1. Функциональная схема электроприводов: а — с линейным электромагнитным (ЛЭМД) и магнитострикционным (МСД) двигателями; б — с пьезоэлектрическим (ПД) и емкостным (ЕД) двигателями

420 Глава 7. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИЦИОННЫМИ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯМИ ного привода в зависимости от конкретного случая может быть выполнено на базе транB зисторного или тиристорного преобразоватеB ля, работающего в режиме источника тока или ЭДС, причем рабочая обмотка (или неB сколько отдельных рабочих обмоток) ЛЭМД является для ПУ электрической нагрузкой индуктивного характера. Электромагнитный привод может функB ционировать как в разомкнутых, так и в замкB нутых системах управления движением. При использовании последних на базе ЛЭМД выB полняются силовые высокоточные линейные электроприводы. При необходимости на базе ЛЭМД моB гут быть изготовлены электроприводы, обесB печивающие перемещения, которые превыB шают рабочий ход двигателя. Увеличения диапазона перемещения РО можно добиться, используя шаговый способ «накопления» движения. Для этого ПМ привода дополняетB ся зажимным устройством (например, элекB тромагнитным), связывающим якорь с переB мещаемым объектом [1]. Полное перемещение определяется сумB мой рабочих ходов, в пределах которых при использовании замкнутой системы управлеB ния реализуется управление по требуемому закону. Такой привод сочетает свойства шаB гового привода и систем с непрерывным управлением. С помощью ЛЭМД выполняются также компактные двухкоординатные безредукторные приводы без сложной кинематики. Принцип действия и классификация ЛЭМД. ЛЭМД представляет собой двигатель с ограB ниченным рабочим ходом, у которого для поB лучения активных сил, действующих на подB вижную часть, используется эффект взаимоB действия ферромагнитных тел с магнитным полем. Существуют две основные разновидноB сти ЛЭМД. 1. Нереверсивный (однообмоточный) двигатель, создающий силы F1 в одном наB правлении. При необходимости регулирования выходных координат он работоспособен тольB ко в сочетании с нагрузкой, имеющей упругий характер (рис. 7.2, а). 2. Реверсивный (двухобмоточный) ЛЭМД, состоящий из двух нереверсивных двигателей, создающих встречноBнаправленные силы F1, F2 (риc. 7.2, б). Принцип действия ЛЭМД основан на преобразовании энергии магнитного поля в

механическую работу. Энергия магнитного поля ЛЭМД запасается в собственных инB дуктивностях L обмоток, и процесс энергоB преобразования всегда связан с изменением этих индуктивностей. Поэтому сила тяги неB насыщенного однообмоточного двигателя определяется выражением F1 = 0,5I12(¶L / ¶x ), где I1 — ток в обмотке двигателя; x — коорB дината, характеризующая положение подB вижной части ЛЭМД. Величина работы, которую может соверB шить ЛЭМД при переходе из начальной точки рабочего хода в конечную, зависит от глубины модуляции индуктивности DL. Наибольшее значение DL можно полуB чить в двигателях с замкнутой магнитной системой, т.е. с внешним магнитопроводом. Для таких ЛЭМД с достаточной степенью точности L = w2m S /d, где w — число витков обмотки; m, S и d — соотB ветственно магнитная проницаемость, площадь и длина рабочего зазора. Под рабочим понимается воздушный заB зор, геометрия которого изменяется в процесB се движения. Свойства ЛЭМД как электромеB ханического преобразователя определяются тем, какие (один или несколько) из параметB ров w, S, d или m обусловливают изменение L. Наиболее широко используются ЛЭМД dB, SBтипов (у первого L меняется в результате изB менения d, а у второго — вследствие изменеB ния S), а также SdB и wSBтипов, у которых одB новременно изменяются два параметра. КажB дый тип двигателя имеет тяговые характериB стики [F(x) при I = const] определенной формы и, следовательно, различные свойства и обласB ти применения. Математическая модель ЛЭМД. При разB работке математического описания ЛЭМД как объекта управления влиянием гистерезиса в стали матнитопровода на динамические проB цессы в двигателе можно пренебречь. ВоздейB ствие вихревых токов на динамику целесообB разно учитывать при исследовании и разработB ке приводов с высоким быстродействием. Кроме того, их влияние существенно лишь в тех двигателях, у которых магнитная проводимость пути магнитного потока по стаB ли сопоставима с проводимостью воздушных зазоров. Если последняя намного меньше проB водимости ферромагнитных частей магнитоB

ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫЕ ПРИВОДЫ

421

Рис. 7.2. ЛЭМД: а — нереверсивный; б — реверсивный; 1 — якорь; 2 — обмотка; 3 — кожух; 4 — стоп; 5 — рабочий зазор; 6 — возвратная пружина; Fс — сила сопротивления нагрузки провода, то воздействие вихревых токов на диB намические процессы незначительно [2] . Математическое описание двухобмоточB ного ЛЭМД, учитывающее только насыщение магнитопровода, имеет вид ü ¶Lст i æ ö I i px ÷÷ Ri = I i (1 + Ti ( x , I i ) p);ï çç U i ¶x è ø ï ï Fi = K Fi ( x , I i )I i2 где i = 1, 2; ý (7.1) ï 2 ï å Fi - Fc = mp2 x, ï i =1 þ где Ui, Ii, Ri, Ti (x, Ii) = [L д i ( x , I i )] /Ri ; Lд i (x, Ii); Lст i(x, Ii) — соответственно напряжение, ток, сопротивление, постоянная времени, диффеB ренциальная и статическая индуктивности iBй обмотки; Fi — сила тяги iBй обмотки; K Fi ( x , I i ) = 0,5[¶Wi ( x , I i ) / ¶x ] /I i2 — коэффициB ент, связывающий Fi и I i2;Wi — энергия магнитB

ного поля iBй обмотки; m — масса подвижных частей; Fc — сила сопротивления нагрузки; p = d / dt — оператор дифференцирования. Из формул (7.1) следует, что реверсивB ный ЛЭМД представляет собой двухвходовый (нереверсивный — одновходовый) нелинейB ный объект управления, параметры которого являются функциями от I1, I2 и х. ЛинеаризоB ванная модель (для базовой точки с фазовыB ми координатами х = х0, Fc = Fc 0, Ii = Ii 0, Ui = = Ui 0) показана в виде структурной схемы на рис. 7.3, где ¶K ( x , Ii0 ) ù é K I i = Ii0 ê2 K Fi ( x 0 , Ii0 ) + Fi 0 ú; ¶Ii û ë ¶Lcт i ( x 0 , Ii0 ) K Ei = Ii0 ; ¶x 2

K XS = å I 02i i =1

¶K Fi ( x 0 , Ii0 ) ¶Fc ( x 0 ) . + ¶x ¶x

422 Глава 7. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИЦИОННЫМИ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 7.3. Линеаризованная структурная схема реверсивного ЛЭМД Первая и наиболее важная особенность линеаризованной модели ЛЭМД — наличие в ней обратной связи по положению с коэффиB циентом K XS ( x 0 , I10 , I 20 ), которая может быть как положительной, так и отрицательной в зависимости от угла наклона тяговой характеB ристики двигателя. Другая особенность заB ключается в том, что коэффициенты K Ii и K XS могут изменяться в широких пределах. ДиаB пазон и характер изменения этих коэффициB ентов определяется формой тяговых характеB ристик [2]. Устройство и характеристики ЛЭМД. Л Э М Д dB т и п а. На рис. 7.4, а изображен неB

реверсивный ЛЭМД dBтипа с плоскими торцаB ми якоря и стопа. Рабочий ход такого двигатеB ля обычно < d1 / 2. Тяговые характеристики представлены на рис. 7.4, б. По форме они близки к квадратичной гиперболе, описываеB мой формулой F = (Iw)2m0S /d2 = Bd2S /(2m0),

(7.2)

где Bd = m0Iw/d — индукция в рабочем зазоре; pd 2 S = 1 — площадь рабочего зазора, равная 4 площади сечения якоря; m 0 = 4p10-7 Гн/м — магB нитная проницаемость воздуха.

Рис. 7.4. ЛЭМД dтипа: а — конструкция; б — тяговые характеристики; lк — длина катушка; xк — конечное перемещение

ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫЕ ПРИВОДЫ Реальные тяговые характеристики неB сколько отличаются от рассчитываемых по формуле (7.2). Так, при d ® 0 реальные хаB рактеристики ниже расчетных, что объясняB ется наличием паразитного воздушного зазоB ра и конечной величиной магнитной провоB димости стали магнитопровода. При больших d реальные характеристики располагаются выше расчетных изBза наличия потоков расB сеяния, влияние которых при малых d незнаB чительно. Длина стопа hc также влияет на общую картину магнитного поля двигателя и, следоB вательно, на форму его тяговых характериB стик [2, 3]. Оптимальной считается длина стопа hс = (0,4…0,5)lк, где lк — длина катушB ки [4]. Предварительный расчет ЛЭМД dBтипа, на основе которого затем проводятся уточненB ные расчеты, целесообразно выполнять слеB дующим образом. Диаметр якоря d1 определяB ется из уравнения (7.2) для максимальной треB буемой силы Fmax при минимальной величине рабочего зазора: d1 =

1 BS

8m 0 Fmax , p

где BS = 1,0…1,4 Тл — индукция насыщения для марки стали магнитопровода . Величина требуемой намагничивающей силы (Iw)тр, позволяющей получить индукцию BS при минимальном зазоре (Iw)тр ³ BSSRм, где Rм — полное магнитное сопротивление магB нитной цепи. Тогда необходимая площадь окна обмотB ки Sоб = lк(d2 - d1)/2 определяется выражением Sоб = (Iw)тр / ( jK з ), где Kз = 0,5…0,8 — коэффиB циент заполнения окна обмотки; j — допустиB мая по условиям работы плотность тока ( j = = 2…4 А/мм2 — для длительного режима рабоB ты; j = 5…12 А/мм2 — для повторноBкратковреB менного и j = 13…30 А/мм2 — для кратковреB менного режима [5]). Зная S об , можно выбрать d 2 и lк . ОптиB мальными по минимуму объема и максимуB му силы являются следующие соотношеB ния [4]: d2 = (1,7…2,0)d1; lк = (1,5…3,0)d2. Остальные размеры вычисляются по усB ловию постоянства площади поперечного

423

сечения магнитопровода. В частности, внешний диаметр d3 и толщина переднего проходного фланца a рассчитываются по выB ражениям d3 = (d12 + d22)1/ 2; a = 0,25d1. Окончательный расчет конструкции выполняется на основе полученных размеB ров и с учетом конкретных условий работы, конструкции всего механизма и материалов. Рассмотрим основные особенности ЛЭМД dBтипа. 1. Положительный наклон тяговых харакB теристик, чем обусловлено наличие у них поB ложительной обратной связи по перемещеB нию, в силу чего ЛЭМД dBтипа можно испольB зовать только в сочетании с такой упругой наB грузкой, которая компенсирует положительB ную обратную связь двигателя. 2. Небольшой по сравнению с другими типами ЛЭМД рабочий ход (Dx < d1 / 2). 3. Развиваемые силы определяются диаB метрами якоря и обмотки и могут достигать 103…105 Н. Силы, развиваемые ЛЭМД dBтипа, при прочих равных условиях больше, чем у других электромагнитных двигателей. УдельB ная сила на единицу площади рабочего зазора может достигать 4×104 Н/м2. Л Э М Д S  т и п а. Одна из возможных конструкций нереверсивного ЛЭМД SBтипа показана на рис. 7.5, а. При втягивании якоря площадь рабочего зазора S между якорем и задним фланцем увеличивается пропорциоB нально перемещению: S = pd1x. Тяговые характеристики этих двигателей имеют отрицательный наклон (рис. 7.5, б), а форма характеристик и крутизна опредеB ляются конструкцией двигателя в целом, но главным образом — формой частей стаB тора и якоря, прилегающих к рабочему заB зору [2]. Существенный недостаток ЛЭМД, выB полненных по схеме на рис. 7.5, а, — наличие радиальных сил одностороннего притяжения, возникающих изBза эксцентриситета или несоB осности якоря и статора. Они приводят к большим потерям полезной силы по преодолеB нию трения в опорах. Их влияние резко возB растает при уменьшении рабочего зазора d меB жду якорем и статором, используемого для увеличения тяговой силы [2]. Основные размеры двигателя на стадии предварительного расчета определяются по

424 Глава 7. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИЦИОННЫМИ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 7.5. ЛЭМД Sтипа: а — конструкция; б — тяговые характеристики требуемым максимальной силе Fmax и перемеB щению Dx [1]: d1 = 3

32m 0 Fmax Dx ; d2 = 3d1 + 2d; pdBS2

lк =

3 6dFmax . jK 3 (d2 + d) m 0 p(d2 + d)

Для получения требуемых тяговых сил в минимальном объеме двигателя необходимо уменьшать d, однако наличие даже небольшоB го эксцентриситета якоря относительно расB точки фланцев статора при малых d вызывает существенное увеличение сил трения в опоB рах. Поэтому при d < 0,5 мм требования к точности изготовления и сборки двигателя ужесточаются. Внешний диаметр d3 и толщина переднеB го проходного фланца a рассчитываются анаB логично с ЛЭМД dBтипа. Размеры и форма заднего рабочего фланца выбираются из услоB вия получения требуемого вида тяговых харакB теристик. Рассмотрим характерные особенноB сти ЛЭМД SBтипа. 1. Отрицательный наклон тяговых харакB теристик обусловливает наличие отрицательB ной обратной связи по перемещению, что поB зволяет использовать эти двигатели практичеB ски при любом характере нагрузки. 2. Рабочий ход ЛЭМД SBтипа при прочих равных условиях может быть больше, чем у ЛЭМД dBтипа (но обычно £30…50 мм). НапроB тив, тяговые силы ЛЭМД Sтипа меньше, чем

ЛЭМД dBтипа. Развиваемые силы зависят от диаметра якоря и двигателя, но особенно сильно от воздушного зазора d. При d < 0,1 мм можно получить силы до 104 Н. Л Э М Д SdB т и п а. В двигателях этого типа в процессе перемещения якоря изменяB ются площадь S и рабочий зазор d, поэтому сила тяги складывается из двух составляющих. Первая обусловлена изменением S , а вторая изменением d. Наклон тяговых характеристик определяется тем, какая из составляющих обB ладает большим удельным весом. Если в начаB ле рабочего хода преобладает dBсоставляющая, а в конце — SBсоставляющая, то тяговая хаB рактеристика имеет выпуклую форму (рис. 7.6,

Рис. 7.6. Тяговые характеристики ЛЭМД Sdтипа

ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫЕ ПРИВОДЫ кривая 1). Если вначале больше SB, а в конB це — dBсоставляющая, то форма характериB стик вогнутая (кривая 2). Если удельный вес составляющих на рабочем ходе примерно поB стоянный, то наклон также постоянен (криB вые 3 и 4). Соотношение составляющих зависит от формы рабочего зазора. Меняя геометрию зазора, можно активно влиять на удельный вес SB и dBсоставляющих в силе тяги. ПоэтоB му у двигателей SdBтипа по сравнению с друB гими больше возможностей для изменения формы тяговых характеристик [2, 5]. НаприB мер, в одном из возможных вариантов конB струкции ЛЭМД SdBтипа, показанном на рис. 7.2, б, соотношение SB и dBсоставляюB щих регулируется углом конуса a. По велиB чинам перемещений и сил двигатели SdBтипа заполняют весь диапазон между ЛЭМД dB и SBтипов. Л Э М Д w S B т и п а. Конструкция ЛЭМД wSBтипа показана на рис. 7.7, а. Рабочий ход такого двигателя ограничен только длиной обB мотки. Сила создается потоками рассеяния, поэтому она значительно меньше, чем у двигаB телей других типов. В создании силы тяги учаB ствует только часть обмотки, непосредственно прилегающая к якорю. По мере погружения якоря увеличивается число витков, участвуюB щих в создании силы, и возрастает площадь боковой поверхности части якоря, введенной в обмотку. Таким образом, в силе тяги имеются wB и SBсоставляющие. Тяговые характеристики двигателя поB казаны на рис. 7.7, б. На них можно выдеB

425

лить два основных участка. Начальный учаB сток тяговой характеристики (с положиB тельным наклоном) отвечает малым погруB жениям якоря, при которых магнитная сисB тема ЛЭМД не насыщена. При дальнейшем перемещении якоря в глубь обмотки магB нитная система насыщается (горизонтальB ный участок тяговой характеристики). ПоB следний участок тяговой характеристики удобно использовать для работы, поскольку на нем существенно меньше проявляются нелинейности ЛЭМД как объекта управлеB ния. Для двигателя, у которого в качестве раB бочего предполагается использовать участок тяговой характеристики с F = const, диаметр якоря выбирается по максимальной требуемой силе: d1 = 3

16Fmax . pjK з BS

Оптимальным из условия достижения максимума силы является диаметр катушки d2 » 1,5d1. Длина катушки определяется исходя из требуемого рабочего хода Dx: lк = Dx + xнач + d1,

где x наR

d 2 BS ln 2 d1 d1 — начальное погруB = 2 m 0 jK з (d2 - d1 )

жение якоря, с которого начинается рабочий участок.

Рис. 7.7. ЛЭМД wSтипа: а — конструкция; б — тяговые характеристики

426 Глава 7. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИЦИОННЫМИ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯМИ Расчет остальных геометрических размеB ров и тяговых характеристик выполняется анаB логично с ЛЭМД dBтипа [2]. Рассмотрим характерные особенности ЛЭМД wSBтипа. 1. ИзBза небольшого наклона тяговых хаB рактеристик положительная обратная связь по перемещению очень слабая. Поэтому управлеB ние двигателем wSBтипа практически не вызыB вает затруднений. 2. Область использования — механизмы с перемещением до 0,1 м и более (при соответB ствующей длине катушки) при требуемых сиB лах до 200…400 Н. 3. Вихревые токи практически не окаB зывают влияния на динамические процесB сы в приводах с ЛЭМД wSBтипа изBза больB шого рабочего зазора, присущего этим двиB гателям. Системы управления ЛЭМД классифициB руются по способам построения на разомкнуB тые и замкнутые, по целям управления на проB граммные, позиционные и следящие, а также по виду регулируемой величины (перемещеB ние, скорость, сила). Разомкнутые системы, получившее наиB большее распространение, используются для создания двухпозиционного перемещения, возвратноBпоступательного или колебательB ного движения, позиционирования при ручB ном управлении [3]. Замкнутые системы авB томатического управления (САУ) выполняB ют задачу стабилизации или изменения по требуемому закону силы, перемещения или скорости. Принципы построения САУ ЛЭМД те же, что и для других электроприводов — соB став обратных связей и структура САУ опредеB ляются видом регулируемой координаты (сиB ла, скорость, перемещение или связанные с ними параметры управляемого технологичеB ского процесса), требованиями к качеству реB гулирования, возможностью реализации обB ратных связей и т.п. Однако при сходстве обB щих принципов в разработке САУ ЛЭМД неB обходимо учитывать специфические особенB ности ЛЭМД: 1) наличие внутренней обратной связи по перемещению, обусловленной зависимостью развиваемой силы от положения якоря; 2) квадратичную зависимость силы от тоB ка обмотки; 3) то, что тяговые характеристики двигаB теля существенно нелинейны и для различB

ных типов двигателя имеют не только отриB цательный, но и положительный наклон, а также участки с наклоном обоих знаков или нулевым; 4) зависимость в широких пределах поB стоянной времени и коэффициентов передаB чи двигателя от тока обмотки и перемещения якоря. Перечисленные факторы требуют приB нятия дополнительных мер для устранения или ослабления их влияния. Наибольшие трудности при разработке замкнутых САУ ЛЭМД связаны с наличием у большинства разновидностей двигателей (кроме двигателя SBтипа) внутренней положительной обратB ной связи по перемещению, вследствие чего привод неустойчив. Сделать последний усB тойчивым можно только компенсацией ее влияния. Это условие выполняется полностью или частично в однообмоточных ЛЭМД при использовании их в сочетании с противодейB ствующей пружиной или с упругой нагрузB кой при соответствующем выборе их жесткоB сти. Тот же эффект может быть достигнут в двухобмоточных ЛЭМД — при произвольB ном характере нагрузки или без нее — путем электромагнитного натяга, обеспечиваемого второй рабочей обмоткой. При полной комB пенсации (отрицательном наклоне результиB рующей характеристики привода в целом) устойчивость достигается и в разомкнутой системе, а при частичной — только в замкB нутой — с обратной связью по перемещению якоря. Одновременно благодаря использованию электромагнитного натяга (при определенном соотношении начальных токов рабочих обмоB ток) исключается зона нечувствительности в характеристике F(I) двухобмоточного ЛЭМД при малых F, а также достигается ее сущестB венная линеаризация [2]. И то, и другое важно при выборе структуры и параметров регулятоB ров замкнутой САУ. Для компенсации влияния постоянной времени обмотки Т и особенно изменений ее при перемещении якоря применяется замкнутый контур тока (рис. 7.8). При питаB нии обмотки ЛЭМД от широтноBимпульсноB го преобразователя (ШИП) с высокой частоB той коммутации (fк = 1…10 кГц,) запаздываB ние, вносимое им в контур регулирования, можно не учитывать (ТШИП » 0) и применять пропорциональный регулятор тока — РТ

ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫЕ ПРИВОДЫ

427

Рис. 7.8. Структурная схема контура тока: KдI — коэффициент датчика тока [WPT(p) = Kп]. При значительных коэффициB ентах усиления практически полностью комB пенсируется влияние постоянной времени обмотки и реально достижимая полоса проB пускания частот в контуре тока ³1 кГц. ЗнаB чительное улучшение динамических параB метров привода определяет целесообразB ность использования контура тока во всех замкнутых САУ ЛЭМД. Основное назначение замкнутых привоB дов с ЛЭМД — регулирование перемещения или скорости якоря. Решение этой задачи возB можно не только с двухобмоточным, но и с однообмоточным двигателем. Во втором слуB чае двигатель и система управления проще, но при их разработке необходимо учитывать, что для обеспечения устойчивости двигателей dB и SdBтипа обязательно наличие упругой нагрузки с коэффициентом жесткости, не меньшим крутизны тяговой характеристики двигателя. Кроме того, при обратном ходе якоря (под действием пружины) предельное быстродейстB вие привода определяется жесткостью упругоB го элемента. Структурная схема привода с однообмоB точным двигателем (рис. 7.9) содержит конB туры тока, скорости и положения [2]. Звено с коэффициентом передачи Kу соответствует упругому элементу; ДП, ДС — датчики переB мещения и скорости. Установка собственно

ДС по практическим соображениям нецелеB сообразна, поэтому сигнал обратной связи по скорости получают дифференцированием сигнала ДП. На структурной схеме внутренB няя обратная связь по скорости, присущая ЛЭМД, отсутствует, поскольку ее можно рассматривать как некоторое внешнее возB мущение для контура тока, которое при выB сокой добротности контура и низких скороB стях движения не оказывает существенного влияния на работу привода. Расчет параметров регуляторов скороB сти (РС) и положения (РП) может провоB диться методами, принятыми для систем подчиненного регулирования, широко приB меняемых в электроприводе благодаря проB стоте расчетов и наладки регуляторов. ОдB нако необходимо иметь в виду, что даже при использовании электромагнитного наB тяга и контура скорости невозможно скомB пенсировать все имеющиеся нелинейности двигателя, сосредоточенные в контуре скоB рости. Наиболее простой способ уменьшения влияния нестабильности динамических параB метров на поведение САУ ЛЭМД — синтезиB ровать линейный регулятор контура скорости так, чтобы он был малочувствительным к изB менению этих параметров. К сожалению, маB лая чувствительность достигается путем сниB

Рис. 7.9. Структурная схема управления однообмоточным двигателем

428 Глава 7. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИЦИОННЫМИ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 7.10. Система управления двухобмоточным ЛЭМД жения быстродействия контура. Но и при этих условиях реально достижимая полоса пропусB кания частот электромагнитного привода досB тигает 70…100 Гц. В исключительных случаях, когда сниB жение быстродействия недопустимо, нужно использовать средства нелинейной компенB сации. Для большинства реальных приводов требуемое качество управления достигается с ПB и ПИBрегуляторами положения и скоB рости. Структурная схема привода с двухобмоB точным двигателем (рис. 7.10) отличается наB личием дополнительного канала управления током второй обмотки и согласующих элеменB тов СЭ1 и СЭ2. Настройка контуров проводится так же, как и для предыдущего привода. СЭ1 и СЭ2 необходимы для согласования работы обмоB

ток в режиме электромагнитного натяга. Замкнутые контуры тока ЗКТ1 к ЗКТ2 соотB ветствуют рис. 7.8. Применение одновременB но контуров скорости и положения необхоB димо независимо от того, какая координата регулируется — скорость или перемещение. Если регулируемая координата — перемещеB ние, то связь по скорости обеспечивает усB тойчивость и качество регулирования. Если регулируемая координата — скорость, то связь по положению повышает точность ее стабилизации. Система управления ЛЭМД, используеB мым для создания и регулирования силы, содержит два контура: тока и силы (рис. 7.11). В зависимости от требований к качеству управления применяется ПB или ПИBрегулятор силы РF. Быстродействие, точность и линейность характеристик датчиB

Рис. 7.11. Система регулирования тяговой силы: СП — силовой преобразователь; ДТ, ДF — соответственно датчити тока и силы

МАГНИТОСТРИКЦИОННЫЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД ка силы ДF также определяются требованияB ми к системе управления. Применение линейных электромагнит ных приводов. Линейные электромагнитные двигатели наряду с хорошо известными электромагнитными реле, контакторами и т.п., в которых они выполняют роль двухпоB зиционного привода, используются в техноB логическом оборудовании многих отраслей промышленности. Наибольшее распростраB нение они получили в механизмах со сравB нительно простыми требованиями к привоB дам, не нуждающимся в сложной системе управления. Их перечень достаточно обшиB рен и вынуждает ограничиться наиболее хаB рактерными. 1. Вибраторы и вибротранспорт. НаиB большее применение ЛЭМД нашли в высокоB частотных вибрационных машинах при неB больших амплитудах колебаний: конвейерах, грохотах, дозаторах, вибровозбудителях для бункеров подъемников, лотков и т.п. [3] . Особенно хорошо они зарекомендовали себя в машинах с регулируемой производиB тельностью. Электромагнитные вибраторы выB пускаются серийно в России и за рубежом. 2. Машины ударного действия: молотки, перфораторы, молоты. Широкое распростраB нение получили ручные машины ударного и ударноBвращательного действия с линейным электромагнитным приводом бойка. РазрабоB тана гамма мощных электромагнитных молоB тов с энергией удара до 30 000 Дж [3]. 3. Электромагнитные прессы отличаются от прессов с приводами других типов более высокими скоростями, гибкостью управления, сравнительно высоким КПД. Применение электромагнитных прессов наиболее эффекB тивно в диапазоне сил до 100 кН. 4. Динамические уравновешенные системы: компрессоры мощностью 2…600 Вт для микB рокриогенной техники, насосы, дозаторы и смесители. 5. Пневмо и газорегулирующая аппарату ра: электромагнитный привод используется как двухпозиционный (пневмоклапаны, заB движки и т.п.) и для регулирования давления или расхода воздуха или газа. В ЛЭМД, полуB чивших название пропорциональные магниты, выбором формы полюсов и, соответственно, тяговой характеристики достигается перемеB щение якоря пропорционально управляющему сигналу, что и используется для регулирования процессов.

429

Наряду с разомкнутыми системами управления ЛЭМД расширяется применение замкнутых САУ, позволяющих соединить проB стоту и надежность электромагнитного привоB да с высоким качеством регулирования. ИзB вестно применение подобных приводов в адаптивной металлооптике для изменения сферичности зеркал, в лазерном оборудовании для подфокусировки луча, в электросварочном оборудовании, установках для выращивания кристаллов и др. [2]. При надлежащих согласованиях двигатеB ля и нагрузки, датчике перемещения и наB стройках регуляторов они обеспечивают плавB ное регулирование, высокую точность отраB ботки заданного закона управления. 7.2. МАГНИТОСТРИКЦИОННЫЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД Эффекты магнитострикции. ФерромагB нитные тела, помещенные в магнитное поле, при температурах ниже точки Кюри изменяB ют свои размеры и форму (например, обраB зец, имеющий длину l, удлиняется на велиB чину D). Эти явления и лежат в основе дейB ствия магнитострикционных (МС) электроB приводов. МС электроприводы всегда имеют рабоB чую обмотку, служащую для создания управB ляемого магнитного поля, и помещенный в это поле исполнительный элемент из материаB ла с выраженными магнитострикционными свойствами. Функциональная схема МС элекB тропривода подобна схеме электромагнитного привода (см. рис. 7.1, а). Более того, некотоB рые авторы относят МС двигатели (МСД) к классу ЛЭМД mBкласса [2]. Исполнительный элемент МСД непоB средственно или через передаточный механизм (ПМ) сочленяется с перемещаемым РО. В обB щем случае МС электропривод кроме специB ального исполнительного МСД включает в сеB бя УУ и ПУ. Управление движением РО осуB ществляется путем воздействия на поле, создаB ваемое током рабочей обмотки МСД. ПоследB няя является для ПУ нагрузкой индуктивного характера. Реже для образования поля, в котоB рое помещается исполнительный МС элемент, используют постоянные магниты, причем для организации изменения поля применяют управляемое шунтирование магнитного потока или механическое регулирование зазоров в магнитопроводе.

430 Глава 7. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИЦИОННЫМИ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯМИ Сравнивая силовые характеристики МСД и ЛЭМД, можно отметить, что электромагниB ты обеспечивают значительные перемещения РО при относительно меньших силах, а МСД — весьма малые перемещения при сущеB ственно больших силах (при одинаковых акB тивных сечениях). Различают линейную магнитострикцию (эффект Джоуля), если речь идет об относиB тельном удлинении x = D / l образца под дейстB вием магнитного поля, объемную в связи с изB менением объема тела, а также эффект ВидеB мана — закручивание образца в спиральном магнитном поле. На различных участках кривой намагB ничивания эффекты магнитострикции объB ясняются разными физическими процессами в материалах. До зоны насыщения магнитоB стрикция связана в основном с процессами вращения и смещения доменных границ маB териала образца. Эта область магнитострикB ционных деформаций и используется в больB шинстве технических приложений. В зоне насыщения основной становится составляюB щая магнитострикции, вызванная изменениB ем сил обменного межатомного взаимодейB ствия [6]. Магнитострикция характеризуется сущеB ственной анизотропией, т.е. зависимостью от направления, в котором она измеряется, от ориентации вектора намагниченности Is обB разца (точнее, от результирующей всех вектоB ров намагниченности отдельных элементов магнитной текстуры) и от направления прилоB жения вектора внешнего поля H. Удлинение x может иметь положительное значение, отвеB

чающее увеличению размеров при намагничиB вании, или отрицательное, что соответствует уменьшению размеров. Линейная магнитостB рикция относится к классу четных явлений: она сохраняет свой знак при изменении знака управляющего поля. По абсолютной величине магнитостB рикция невелика: значения МС насыщения xS большинства традиционных материалов не превышает значений xS = (2…9)10-5. К числу традиционных МС материалов относятся никель, железоBникелевые, железоBалюмиB ниевые и железоBкобальтовые сплавы (см. табл. 7.1). В последней четверти ХХ в. были получеB ны новые перспективные МС материалы в виB де интерметаллических соединений железа с редкоземельными элементами (диспрозием, тербием, ураном), обладающие «гигантской» магнитострикцией насыщения xS = (1…3)10-3. Препятствием для их использования в техниB ческих приложениях являлась пологость криB вой x(H), вследствие чего собственно «гигантB ские» перемещения достигались в полях с наB пряженностью H на одинBдва порядка выше, чем технически легкодостижимая напряженB ность поля намагничивания для традиционных МС материалов. Однако в последнее время этот недостаB ток успешно устраняется путем сплавления интерметаллов с разными знаками магнитной анизотропии (в частности, таким соединениB ем является сплав Tb0,27 Dy0,73 Fe2) , а также посредством применения технологий аморB физации образцов и прессовки их в магнитB ном поле.

7.1. Характеристики традиционных МС материалов Альфер Характеристика

Магнитострикция насыщения, xS

×106

Индукция насыщения, BS, Тл Магнитная проницаемость* m×104, Гн/м dm×108,

м /А

Удельная электропроводность g×

10-7,

Пьзомагнитный модуль*

Пермендюр

Никель ЮB14

К49Ф2

К65

-35

27

40

70

90

0,64

1,6

1,3

2,4

2,2

20

12

23

33

11

7

8

5

0,38

1,25

0,46

0,45

-3

4

(Ом×м)-1

1,4

0,12

Па-1

0,48

0,52

H×1011,

Модуль упругой податливости* S

ЮB10

0,57

* Даны характеристики, которые могут использоваться только для грубых оценок в линеаризоB ванных моделях магнитострокции. В широком диапазоне режимов эти характеристики могут измеB няться в несколько раз.

МАГНИТОСТРИКЦИОННЫЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД

431

Рис. 7.12. Зависимость магнитострикции никеля от механических напряжений Наряду с явлением магнитострикции наB блюдается обратный МС, или (иначе) магниB тоупругий, эффект. Он проявляется в форме влияния упругих механических напряжений s на намагниченность образца МС материаB ла и собственно на величину магнитострикB ции. Если в образце МС материала перед наB магничиванием будет создано сильное упругое напряжение s, то это приведет к изменениям в текстуре материала, и величина магнитострикB ции в зависимости от знака механического наB пряжения и вида материала может увеличиться или уменьшиться. Так, для никеля предварительное растяB жение материала может на 50 % повысить магB нитострикцию насыщения. Тот же эффект для пермендюра наблюдается при его предвариB тельном нагружении силами сжатия. НапроB тив, нагружение указанных материалов силами обратного знака вызывает снижение магнитоB стрикции. На рис. 7.12 показаны кривые магB нитострикции никеля при различных значениB ях предварительно наложенных на образец меB ханичеких напряжений. Таким образом, правильно выбранное предварительное упругое напряжение образца МС материала активного элемента двигателя может существенно увеличить его ход при том же значении управляющего поля. ПоBиному действует на рабочий стержень предварительное скручивание. Во время приB ложения значительного крутящего момента векторы спонтанной намагниченности во всех доменах будут лежать под углом 45° к оси

стержня. Благодаря этому при намагничиваB нии до насыщения МС деформация составит не xS, а только 3/4 xS. В силу четности эффекта это уменьшение одинаково для материалов как с положительной, так и с отрицательной магнитострикцией. На величину магнитострикции влияют не только механические напряжения, вызванB ные силами нагружения, но и внутренние упB ругие напряжения, возникающие при обраB ботке образцов прокаткой (наклепом), при закалке и т.п. Например, магнитострикция пластически деформированной в результате протяжки никелевой проволоки на 25 % меньше, чем магнитострикция той же провоB локи после отжига. Характеристика x(H) наряду с нелинейB ностью типа насыщения обладает также четB ной гистерезисной нелинейностью (рис. 7.13),

Рис. 7.13. Гистерезис магнитострикции

432 Глава 7. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИЦИОННЫМИ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯМИ однако между шириной петли гистерезиса кривых магнитострикции и намагничивания нет корреляции. Например, петля гистерезиса намагничивания магнитожесткого материала может быть широкой, а петля его же магнитоB стрикции — узкой. Как правило, МС электроприводы раB ботают на какойBлибо одной из двух ветвей четной характеристики магнитострикции и при малоизменяющейся статической мехаB нической нагрузке. Если при этом изменеB ния управляющего поля H не выходят за пределы линейного участка кривой x(H), то магнитострикция и магнитоупругий эффект в первом, грубом приближении могут расB сматриваться как линейные явления. ЛинеаB ризованные уравнения магнитострикции и магнитоупругого эффекта для этих условий соответственно имеют вид [7] x = -sSH + dmH; s

B = -dms + m H,

(7.3) (7.4)

где B — магнитная индукция в образце МС маB териала, Тл; Н — напряженность магнитного поля, А /м; SH — модуль упругой податливости МС материала, м2/Н; ms - магнитная проницаеB мость среды, Гн/м; dm — пьезомагнитный моB дуль, м/А. Верхние индексы в обозначениях SH и ms указывают на то, что эти коэффициенты определены при постоянных H и s соответB ственно. Нелинейная характеристика магнитостB рикции x(H) может быть с достаточной точноB стью аппроксимирована [8] дробноBлинейной зависимостью x = -sSH + H/[a(s)H + b(s)],

(7.5)

где a и b — коэффициенты, определяемые эксB периментально. Магнитострикцию кручения (эффект ВиB демана) можно рассматривать как разновидB ность линейной магнитострикции, при котоB рой в стержне создается не только продольное H, но и циркулярное Hc магнитное поле (рис. 7.14, а). В результате магнитострикции сечение 2 стержня не только переместится отB носительно сечения 1 на расстояние D, но и повернется на некоторый угол j. Значение угB ла j зависит от длины стержня l, его радиуса r и является сложной функцией от продольного и кругового полей.

На рис. 7.14, б представлены эксперименB тальные кривые угловой магнитострикции ниB келя j(H) в функции от продольного поля при постоянных значениях циркулярного поля. Как видно, кривые угловой магнитострикции носят нечетный характер, проходят через ноль и имеют максимум при некотором значении H = Hmax, которое возрастает при увеличении циркулярного поля Hc. При дальнейшем расB ширении продольного поля H угол закрутки j уменьшается. Угловая магнитострикция зависит от упB ругих напряжений, возникающих в стержне. Правильно выбранное осевое нагружение стержня приводит к росту угловой магнитостB рикции. Как и в случае линейной магнитостB рикции, при конструировании угловых МС устройств целесообразно использовать упругие элементы, создающие напряжения растяжения в никелевых стержнях или напряжения сжатия в стержнях с положительной магнитострикциB ей (пермендюр и др.). Характеристики МС электроприводов и их математические модели. Как следует из формулы (7.3) или (7.5), деформация магB нитострикции складывается из собственно МС и из упругой (гуковской) составляюB щих. Последняя приводит к изменению разB меров активного образца под действием сил нагрузки. Изменение размеров МС элеменB та может быть также связано с его тепловым расширением при изменениях температуры окружающей среды, при нагреве активного элемента от обмотки возбуждения или вихB ревыми токами. Деформации от указанных факторов вполне сопоставимы с магнитостB рикцией образца вследствие малости поB следней. Предельное изменение нагрузки, при котором гуковская деформация может сравB няться с магнитострикцией насыщения для традиционных материалов (табл. 7.1), опреB деляется механическими напряжениями в образце порядка (0,3…2)106 Па. Предельное измененение температуры, при котором МС перемешение может быть полностью «съеB дено» тепловой деформацией стержневого элемента, зависит от значения магнитостB рикции насыщения x S и от коэффициента теплового расширения сердечника и составB ляет для тех же традиционных материалов всего 2,8…9,5 °C. Эти цифры определяют своеобразные «статические» (нагрузочные и тепловые) хаB

МАГНИТОСТРИКЦИОННЫЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД

433

Рис. 7.14. Магнитострикция кручения рактеристики МСД и указывают на необходиB мость ограничения диапазона изменения наB грузок, воспринимаемых МСД, а также на обязательную термостабилизацию активного элемента либо применения специальных конB структивных мер, исключающих влияние изB менений температуры.

Действенным способом компенсации тепловых деформаций является применение дифференциальной схемы привода со звеньяB ми, выполненными из материалов с различB ным знаком магнитострикции. При этом МС перемещения складываются, а тепловые выB читаются.

434 Глава 7. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИЦИОННЫМИ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯМИ Для обеспечения постоянного теплового режима намагничивающей катушки можно исB пользовать обмотку из двух катушек, причем управлять токами в них так, чтобы при всяком изменении намагничивающей силы суммарB ные тепловые потери в обеих катушках оставаB лись постоянными. Возможна также силовая компенсация тепловых деформаций, при которой рабочее перемещение снимается со средней точки стержня, концы которого жестко закреплены на массивном основании. Если выделение теB плоты в катушках, расположенных на половиB нах стержня, одинаково, то тепловая деформаB ция в половинах стержня взаимно компенсиB руется. Наконец, стабильный тепловой режим может быть получен, если управление МС приводом осуществляется путем изменения воздушного зазора при постояннстве тока возB буждения и потерь в катушке. Математические модели МС электроприB водов описаны в работах [7–10]. МС электроB привод представляет собой сложное сочетание нескольких преобразователей энергии. ИсB пользуя методы линейной теории управления, МС электропривод можно рассматривать как систему, состояющую из нескольких динамиB ческих звеньев. Структурная схема МС электропривода приведена на рис. 7.15 [8], где выделены слеB дующие звенья: электрическое W1, магнитное W2, скинBэлемент W3, электромагнитное W4, МС W5, магнитоупругое W6 и механическое W7. Конкретное наполнение структурной схеB мы определяется параметрами и конструкциB ей МСД. Ниже рассмотрена модель стержнеB вого МС элемента при его продольной деB формации.

Комплексный коэффициент передачи электрического звена W1( jw) = 1 /[R(1 + jwTs)],

(7.6)

где Ts = LS /R — постоянная времени, свяB занная с потоками рассеяния, с; R, LS — соB противление и индуктивность рассеяния наB магничивающей катушки, Ом и Гн соответB ственно. Безынерционное магнитное звено имеет комплексный коэффициент передачи: W2( jw) = N /(2l),

(7.7)

где l — длина МС сердечника, м; N — число витB ков катушки. Динамические свойства МС электроB привода с массивными активными стержняB ми в основном определяются процессами их намагничивания и глубиной d проникноB вения магнитного поля в стержень в динаB мике. Коэффициент передачи скинBэффекта W3( jw) учитывает неравномерное распредеB ление магнитного потока по сечению серB дечника в переходных процессах и зависит от формы этого сердечника. Если глубиB на проникновения поля d меньше размеров сечения сердечника, то W3( jw) в первом приближении определяется отношением пеB риметра Г сечения сердечника к его площаB ди А: W3( jw) = [dГ/(21/2A)]e-jp /4,

(7.8)

где d = 21/2/(wgm)1/2 — глубина проникновения электромагнитной волны, м [здесь g — удельная

Рис. 7.15. Структурная схема МС электропривода: Hi, Hd, Hср — соответственно составляющие напряженности магнитного поля от намагничивающеB го тока, механического напряжения и среднее значение напряженности в образце

МАГНИТОСТРИКЦИОННЫЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД электропроводность, м Ом-1; m - магнитная проницаемость материала сердечника, Гн/м]; p/4 — угол сдвига фаз, одинаковый для всех сердечников. Логарифмическая частотная характериB стика скинBэлемента может быть аппроксиB мирована двумя отрезками прямых, один из которых имеет нулевой наклон, а другой — наклон -10 дБ/дек. Сопряжение горизонB тальной и наклонной прямых логарифмичеB ской амплитудноBчастотной характеристики происходит на частоте среза wc = (Г/А)2/(gm).

(7.9)

В табл. 7.2 приведены выражения W3( jw) и wc для массивных стержневых МС сердечников с различной формой поперечB ного сечения. При частотах ниже wc для масB сивных сердечников, а также при всех частоB тах для ферритовых и глубоко шихтованных МС сердечников, явление поверхностного эффекта можно не учитывать, принимая W3( jw) = 1.

435

Комплексные коэффициенты передаB чи электрического, МС и магнитоупругого звеньев соответственно равны W4 ( jw) = jwNmA; ü ï W5 ( jw) = dm / S H ;ý W6 ( jw) = dm / m. ï þ

(7.10)

В предположении, что один конец МС стержня (х = 0) жестко заделан, относительное перемещение x его свободного конца (x = l) связано с внутренними механическими напряB жениями s комплексным коэффициентом пеB редачи механического звена: W7( jw) = SHth(m1 + jm2)/(m1 + jm2), (7.11) где m1,2 = [(w4 + h2w2)1/2 + w2]1/2/(21/2v0). Здесь v0 — скорость распространения звуковой волB ны в материале сердечника, м/с; h - коэфB фициент затухания, связанный с внутренниB ми потерями, с-1. Скорость распространения упругих колеB баний в МС сердечниках весьма велика

7.2. Динамические характеристики МС сердечников Сечение сердечника

АФЧХ сердечника при высоких частотах

2 × D - jp / 4 e r0

Частота среза

4 r 20 gm

2 × D - jp / 4 e r 0 (1 - n2)

4 r 20 gm(1 - g 2)2

2 × D(p + nk) - jp / 4 , e pr 0 где k — число пазов

4 æ kö ç1 + n ÷ pø r 20 gm è

2 ×D (1 + n)e - jp / 4 h

4 (1 + n)2 h2gm

2 × D - jp / 4 e h

4 h2gm

2

436 Глава 7. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИЦИОННЫМИ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯМИ [(3…6)103 м/с], поэтому для частот, меньших 2…3 кГц, справедливо выражение W7( jw) = SH. Основываясь на структурной схеме, поB казанной на рис. 7.15, и уравнениях, описыB вающих отдельные звенья, можно получить комплексный коэффициент передачи МС электропривода W( jw) по управляющему возB действию (здесь управляющее воздействие еп — ЭДС преобразователя), если конкретизиB ровать W3( jw) для определенной формы МС сердечника. В пренебрежении малой постоянB ной времени рассеяния TS можно получить 2 W( jw) = K0W3( jw)/[1 + W3( jw)(kэ.м + jwT0)],

(7.12) 2

где T0 = mN A /(2Rl) — постоянная времени наB магничивающей катушки, с; kэ.м = dm /(mSH)1/2 — коэффициент электромеханической связи; K0 = = Ndm /(2Rl) — статический коэффициент преобB разования, 1/В. Конструкции МС электроприводов. МС электроприводы могут иметь самую разнообB разную конструктивную форму в зависимости от функционального назначения. Прежде всего различают МС электроприB воды, диапазон перемещений которых ограниB чен магнитострикцией насыщения (электроB приводы малых перемещений), а также привоB ды накопительного или шагового типа, где неB обходимое перемещение создается как резульB тат суммирования многих движений. Электроприводы малых перемещений, в свою очередь, подразделяются на устройства толкающего (тянущего) типа, перемещающие узел машины по направляющим, упираясь в неподвижную опору, и устройства поддержиB вающего типа, которые не только перемещают узел машины, но и служат его опорой, изолиB руя от направляющих. Кроме того, МС элекB троприводы делятся на группы по признаку характера используемой деформации рабочего элемента: линейное растяжениеBсжатие; радиB альная деформация элемента; изгибная дефорB мация; кручение. МС приводы, работающие на растяжеB ниеBсжатие, имеют диапазон перемещений, измеряемый микрометрами или десятками микрометров. Для увеличения перемещения иногда применяют дифференциальную схему, которая требует использования для внутреннеB

го стержня и внешнего стакана материалов с разным знаком магнитострикции. ДеформаB ции стержня и стакана имеют разные знаки и общее перемещение, при определенном спосоB бе крепления стакана на опоре. Эти деформаB ции могут суммироваться. При этом одновреB менно с увеличением диапазона перемещений может быть достигнуто снижение температурB ных ошибок привода. В устройствах, использующих радиальB ную деформацию, намагничивающее поле носит радиальный характер, а рабочий элеB мент представляет собой диск. Такая компоB новка удобна для изменения размеров враB щающихся элементов, например, при создаB нии шлифовального круга переменного раB диуса. Увеличить диапазон малых перемещений (до сотен микрометров и даже до миллиметB ров) можно при использовании изгибных деB формаций. Такие деформации могут быть поB лучены, если сердечник выполнен в виде биB металлической пластины (или пакета пластин) из материалов с разным знаком магнитострикB ции. Увеличение перемещения достигается при использовании тонких пластин, что соB провождается снижением сил, развиваемых приводом. Приводы угловых перемещений, рабоB тающие на кручение (эффект Видемана), обесB печивают тем больший угол закрутки и переB дают тем меньшие силы на РО, чем тоньше и длиннее рабочий стержень (или нить) привоB да. Здесь также возможно построение привода по дифференциальной схеме. Накопительные приводы шагового дейстB вия перемещают РО механизма путем многоB кратного повторения циклов МС. В этом слуB чае рабочий элемент снабжается двумя (и боB лее) зажимамиBперехватами, включающимися попеременно и согласованно с намагничиваюB щей катушкой. Зажимы работают с перехватаB ми так, что стержень всегда остается фиксироB ванным в осевом направлении. Перечисленные варианты не исчерпываB ют всего многообразия исполнений реальных конструкций МС приводов. МСД различного конструктивного исB полнения позволяют реализовать точные и быстрые движения РО при действии сил наB гружения от единиц ньютонов до сотен киB лоньютонов. При условии принятия мер по снижению влияния поверхностного эффекта МС электроприводы способны отрабатывать

ПЬЕЗОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПРИВОДЫ управляемые перемещения на частотах до неB скольких сотен герц. Тонкие проволочные МС элементы исB пользуются в точном приборостроении для коррекции положения оптических элементов. Стержневые МСД применяются в станкоB строении в качестве точного привода, обеспеB чивающего компенсацию износа режущего инструмента. Известны применения больших МС элементов в металлургии в роли корректоB ров положения валков прокатных станов и др. 7.3. ПЬЕЗОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПРИВОДЫ Принципы действия пьезоэлектрических приводов. В основе функционирования пьезоB электрических приводов лежит физическое явB ление — обратный пьезоэффект, заключаюB щийся в способности некоторых кристалличеB ских материалов получать деформацию x в случае приложения внешнего электрического поля с напряженностью E (здесь и ниже симB волом x = D /l обозначена относительная деB формация образца длиной l, а символом D — ее абсолютное значение). Пьезодвигатели включают в себя один или несколько активных элементов, выполB ненных из пьезоэлектрических материалов, которые, взаимодействуя в процессе деформаB ции с РО, способны совершать полезную раB боту по его перемещению. Пьезоэлектрическим материалам наряду с обратным присущ прямой пьезоэффект, наB ходящий применение в различных датчиках и заключающийся в возникновении электричеB ского смещения D в образце под воздействием механических напряжений s [11, 12]. Из всех пьезоэлектрических материалов наибольшее распространение получили сегнеB тоэлектрики, обладающие доменной структуB

437

рой — поликристаллические керамики на осB нове титаната бария и цирконатаBтитаната свинца. Для придания керамике пьезоэлектриB ческих свойств ее образцы по специальной технологии подвергаются поляризации в сильB ном электрическом поле с напряженностью Ер, в ходе которой домены приобретают преB имущественное направление ориентации, соB храняющееся после снятия поля. Характеристики некоторых распростраB ненных материалов привены в табл. 7.3. Функциональная схема пьезоэлектричеB ского привода (см. рис. 7.1, б) включает в себя исполнительный пьезодвигатель (ПД), ПУ, УУ, а также передаточный механизм (ПМ), соB членяющий двигатель с перемещаемым РО. Пьезоэлемент (ПЭ), являющийся осноB вой любого ПД, представляет собой образец поляризованной пьезокерамики с электродаB ми, нанесенными на его поверхность путем металлизации и предназначенными для подB ключения к регулируемому ПУ, с помощью которого осуществляется управление электриB ческим полем E в межэлектродном пространB стве элемента. Для источника электрической энергии ПЭ представляет собой нагрузку, близкую по типу к электрической емкости. ПЭ может утратить работоспособность в случае приложения поля с напряженностью, близкой к напряженности Ep предварительной поляризации образца в направлении, встречB ном ей. Напряженность поля в направлении, согласном с предварительной поляризацией, ограничена лишь электромеханической прочB ностью элемента [(2…5) 106 В/м]. Прямой пьезоэффект D(s) для типовых условий нагружения ПЭ близок к линейному. Напротив, обратный пьезоэффект описываетB ся существенно нелинейной, гистерезисной зависимостью x(E). Отношение ширины петли

7.3. Характеристики некоторых пьезоэлектрических материалов Тип материала

Страна изготовитель

ЦТСB19 ЦТСB23 ЦТБСB1

Россия

ПКРB7м PXE 5

ФРГ

Модуль податлиB Плотность E r×10-3, вости S 33 × 1011 , кг/м3 Па-1

Диэлектрическая проB ницаемость es33 × 10 8 , Ф/м

Пьезомодуль d33(d31) ×1012, Kл/Н

1,4

280 (-120)

1,5

1

200 (-100)

1,4

2,8

470 (-220)

1,8

7

4,4

760 (-350)

2,1

7,8

1,5

365 (- 178)

1,7

7,6

7,4

438 Глава 7. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИЦИОННЫМИ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 7.16. Схема включения простейшего ПЭ: Р — напрвление поляризации гистерезиса к ее размаху может достигать для разных материалов 10…30 % и более, поэтому обратный пьезоэффект может рассматриваться как линейный лишь в первом, грубом приблиB жении. Рассмотрим связь между приложенным полем E и деформацией x на примере ПЭ в виде прямоугольной пластины шириной l01 , длиной l02 и толщиной l03, на верхней и нижней гранях которой находятся проводяB щие электроды, соединенные с источником напряжения U (рис. 7.16). Под действием поля геометрические размеры пластины изB менятся на величины D 1 = l01 x1 ; D 2 = l02x2; D 3 = l03x3. Поле, направленное вдоль одной оси, выB зывает деформацию по всем трем геометричеB ским осям. Значение деформации xk в направB лении некоторой kBй оси от действия Ei, наB правленного вдоль этой же (k = i) или другой оси, в линейном приближении пропорциоB нально напряженности Ei. Коэффициенты пропорциональности носят название пьезомо дулей и обозначаются dik. Деформация ПЭ моB жет также создаваться внешними силовыми нагрузками Fi, направленными по оси i и выB зывающими соответствующую механическую напряженность si в образце. Коэффициенты упругой податливости пьезоматериала S ikE имеют индексацию, аналоB

гичную индексации пьезомодулей. Верхний индекс «E» указывает, что коэффициент опреB делен при отсутствии внешнего поля E = 0, т.е. при закороченных электродах ПЭ. Линейное уравнение обратного пьезоэффекта для расB сматриваемой пьезопластины имеет вид xi = -SskS kiE + d3i E3; i = 1, 2, 3; k = 1, 2, 3. (7.13) Зная значения всех пьезомодулей, по формуле (7.13) можно определить деформаB цию образца по каждой геометрической оси для свободного (механически незажатого) элемента при всех sk = 0. Процесс деформаB ции элемента в некотором направлении соB провождается статическими и динамическиB ми нагрузками (связанными с динамикой перемещения РО), вызывающими соответстB вующие механические напряжения в матеB риале образца. Как правило, основные нагрузки дейстB вуют в направлении перемещения РО. Для этого случая появляется возможность рассматB ривать одномерную модель ПЭ только для данного направления вне связи с динамикой пьезосреды по другим осям. При этом все нижние индексы в уравнении (7.13) могут быть заменены индексом «3»: E x3 = -s3S 33 + d33E3.

(7.14)

ПЬЕЗОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПРИВОДЫ

439

ретекающих на электроды ПЭ под действием внешних источников энергии, В/м, причем E3 = Eo3 + Eп3. В пьезоматериалах кроме сегнетоэлектриB ческих имеют место механические потери, коB торые могут быть описаны введением в уравB нения (7.14)–(7.17) комплексного коэффициB ента упругой податливости с учетом тангенса угла механических потерь n: E E = S 33 (1 - jn), S 33

Рис. 7.17. Типовая нелинейность обратного пьезоэффекта Появление механических напряжений s3 инициирует деформацию пьезопластины соB гласно уравнению (7.14) и одновременно соB провождается возникновением электрического смещения D3 в соответствии с уравнением прямого пьезоэффекта D3 = -s3d33 + e s33 E3,

(7.15)

где e s33 — абсолютная диэлектрическая прониB цаемость, Ф/м, пьезоматериала, определенная при s = 0. В общем случае зависимость x(E), как уже указывалось, существенно нелинейна и имеет вид гистерезисной кривой (рис. 7.17). При изменении управляющего поля E по гарB моническому закону с частотой w деформация ПЭ отстает от него по фазе на некоторый угол j = arctg m, где m — тангенс угла сегнетоэлекB трических потерь в пьезоматериале. Для опиB сания нелинейных явлений при этом можно использовать уравнения пьезоэффекта, аналоB гичные (7.14) и (7.15), но записанные в комB плексной форме [13]: E + Eп3( jw)d33 + x3( jw) = -s3( jw)S 33

+ E03( jw)d33(1 - jm); D3( jw) = -s3( jw)d33 +

Eп3( jw)x s33

+ E03( jw)x s33 (1 - jm),

(7.16) + (7.17)

где j — мнимая единица; Eп3 — составляющая напряженности электрического поля E3, возB никающая вследствие действия прямого пьеB зоэффекта, В/м; E03 — составляющая напряB женности E3, создаваемая полем зарядов, пеB

(7.18)

Для исследования процессов в системах с пьезоприводами используют их динамические модели различной степени сложности, начиB ная от простейших линеаризованных, описыB вающих ПЭ как объект с сосредоточенными параметрами, до подробных нелинейных, учиB тывающих гистерезисные свойства и распредеB ленность параметров объекта. Наибольшее распространение получили модели в виде структурных схем. Обобщенная модель ПЭ при его питании от источника ЭДС eп показаB на на рис. 7.18, где U — напряжение на элекB тродах ПЭ и его составляющие Uп и Uо (соотB ветствующие составляющим поля Eп3 и E03), В; Iсм — ток смещения, протекающий через пьеB зоэлемент и его составляющие Iсм.п и Iсм.о (отB вечающие прямому и обратному эффектам), А; Fэ — сила, инициируемая управляющим поB лем, Н; D — перемещение исполнительного орB гана, равное абсолютной деформации ПЭ, м; v = dD /dt — скорость перемещения исполниB тельного органа, м/с; Zвнутр — комплексное соB противление электрической цепи, в которую 2 включен ПЭ, Ом; Kэ.м — коэффициент элекB тромеханической связи пьезоматериала; Co — емкость ПЭ, Ф; Ko = Kп — равные между собой коэффициенты прямого и обратного пьезоэфB фектов, Н/В; Ky — коэффициент упругости ПЭ, Н/м; Тд — постоянная времени внутренB него демпфирования ПЭ, с; mS — эквивалентB ная приведенная масса подвижных частей, складывающаяся из массы РО mр и части масB сы ПЭ mк, кг (табл. 7.4). Линейная динамическая модель ПЭ (при m = 0) показана на рис. 7.19. Связь межB ду управляющим напряжением U, силовым возмущением Fc и деформацией ПЭ D может быть описана в упрощенном виде передаточB ной функцией D(p) = [U( p)Ko/Ky + Fc( p)/Ky] /(1 + Tд p + Tм2p2), (7.19)

440 Глава 7. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИЦИОННЫМИ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 7.18. Модель пьезоэлектрического двигателя с учетом сегнетогистерезиса

Рис. 7.19. Линейная модель пьезоэлектрического двигателя где Tм = (mS /Ky)1/2 — механическая постоянная времени, с; Tд — постоянная времени демпфиB рования, с; p — оператор Лапласа. Более детальный учет распределенности параметров ПЭ показывает, что они являются объектами, обладающими не одной резонансB ной, а множеством чередующихся резонансB ных и антирезонансных частот и приближенB но могут быть описаны передаточной функB цией вида D ( р) = [U ( p)K o / K у + Fc ( p) /K o ] ´ ´

1 + T д p + Tм2( 2n ) p 2 1 . Õ 1 + T д p n =1 1 + T д p + Tм2( 2n -1) p 2

(7.20)

Конструкции и характеристики исполни тельных пьезоэлектрических двигателей ма лых перемещений. Преимущества использоB вания ПЭ в качестве электромеханических преобразователей базируются на их высоких динамических показателях. Так, стержнеB вые ПЭ способны развивать удельные силы (на единицу активной поверхности), в сотB ни раз превышающие аналогичные показаB тели традиционных двигателей и электроB магнитов. Быстродействие пьезодвигателей опреB деляется тем, что механические напряжения, порождаемые в них изменениями управляюB щего поля, распространяются в ПЭ со скоB

1

ПараB метр

Деформация под Деформация под действием управB действием внешней ляющего поля DE, м нагрузки DF, м

КоэффициB ент упругоB сти Kу, Н/м

K yE =

Ao E S 33 lo

K yE =

l Ao

Ao A = Eo E S 33 lo S 33 Nlo

E D F = Fc S 33

D E = d33 El = Nd33U

D E = d33 Elo = d33U

lo Ao

3

2

E D F = Fc S 33

Наборный пакет пластин, работающих на продольном пьезоэффекте

Элемент, работающий на продольном пьезоэфB фекте

K yE =

Ao b = E E S11 l hlS11

Ky »

2 bh3 E l 3 S11

R2 h3

E K y »14,51h3 /(R 2S11 )

E D F » 0,069Fc S11

3 1 E l D F » Fc S11 2 bh3

l Ao

3 R2 D E = d31E = 4 h 3 R2 = d31U 2 4 h

3 l2 D E = d31E = 4 h 3 l2 = d31U 2 4 h

l D E = d31El = d31U h

E D F = Fc S11

6

5

4

Элемент, работающий Биморфная, консольнозадеB Биморфная мембрана, опиB на поперечном пьезоэфB ланная пластина (деформаB рающаяся на край (дефорB фекте ция конца консоли) мация середины диска)

7.4. Характеристики ПЭ типовых конструкций

ПЬЕЗОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПРИВОДЫ 441

1

Коэффициент прямоB го и обратного пьезоB эффекта Kп и Kо, Н/В

Электрическая емкость С0, Ф

Эквивалентная приведенная масса mS, кг

Собственная часB тота (при m0 = 0; U = 0) wм, с-1

wм =

E lo S 33 r

, 158

mS = mo + 0,382 mк

2 где Kэ.м 33

Ao , lo 2 E s = d33 / (S 33 e 33 )

Aod33 E s e 33 S 33

2 Co = e s33 (1 - Kэ.м 33 )

Kп = Ko =

2

wм = E l S 33 r

, 158

mS = mo + 0,382 mк

2 где Kэ.м 33

NAo , lo 2 E s = d33 / (S 33 e 33 )

Aod33 E S 33 lo

2 Co = e s33 (1 - Kэ.м 33 )

Kп = Ko =

3

d31b E S11

wм =

E l S11 r

, 158

mS = mo + 0,382 mк

lb 2 Co = e s33 (1 - Kэ.м ) , 31 h 2 2 E s где Kэ.м = d31 / (S11 e 33 ) 31

Kп = Ko =

4

3 d31hb E 2 S11 l

wм =

E l 2 S11 r

2,03h

mS = mo + 0,243mк

2 Co » 2e s33 (1 - Kэ.м 33 )

Kп = Ko =

5

lb h

R2 h

d31h E S11

wм =

E R 2 S11 r

, h 313

mS = mo + 0,235mк

Co » 5,65e s33

K п = K o =10,88

6

Окончание табл. 7.4

442 Глава 7. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИЦИОННЫМИ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯМИ

ПЬЕЗОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПРИВОДЫ ростью электромагнитной, а не звуковой волны, как в пассивных элементах конструкB ции. Диапазон активно отрабатываемых пьеB зодвигателем частот (в малом диапазоне деB формаций) при регулировании положения исполнительных органов может достигать нескольких килогерц, что отвечает высокой динамической точности электромеханичеB ской схемы (ЭМС). Для увеличения абсолютного перемещеB ния применяют ПЭ в виде наборных стержней из тонких пьезошайб, электроды которых соB единяются параллельно через один (см. табл. 7.4). Если при сборке столба обеспечить чередование направлений поляризации отB дельных шайб, то его абсолютная деформация D будет определяться суммой деформаций всех шайб. С этой же целью — для увеличения абсолютного перемещения — используют раB боту на поперечном пьезоэффекте, когда в каB честве рабочего движения выступает деформаB ция ПЭ поперек направления поля (по осям 1 и 2 на рис. 7.16). Несмотря на то что | d31| < | d33|, абсолютB ное изменение геометрических размеров ПЭ в поперечном направлении может быть сущестB венно больше, если l1 > l3 или l2 > l3. ЭлеменB ты, работающие на поперечном пьезоэффекте, выполняются в виде тонкостенных пластин, трубок и т.п. (см. табл. 7.4). Значительно увеличить диапазон перемеB щений при одновременном снижении допусB тимого уровня силовых нагрузок можно при использовании ПЭ в виде биморфных пластин и мембран (см. табл. 7.4). Под действием приB ложенного поля один из элементов биморфноB го ПЭ сокращается, а другой расширяется, что приводит к изгибу всей конструкции. ДефорB мации биморфов могут достигать сотни микB рометров и даже единицы миллиметров, но передаваемые силы невелики — единицы и деB сятки ньютонов. Для таких конструкций ПЭ характерно снижение собственных частот, являющихся мерой потенциального быстродействия привоB да. Увеличить диапазон передаваемых сил можно путем параллельного, а диапазон переB мещений — посредством последовательного механического соединения элементов. КонстB рукция ПЭ помимо пьезоактивной части моB жет содержать пассивные элементы: стяжки, узлы крепления к основанию и исполнительB ному органу и т.п. Характеристики ПЭ типоB вых конструкций приведены в табл. 7.4.

443

Сегнетогистерезис ПЭ целиком опредеB ляется свойствами пьезоматериала [параметр m в формулах (7.16) и (7.17)] и не зависит от конструкции пьезоэлемента. Наблюдаемые гистерезисные свойства являются результатом совместного проявления сегнетоB и механичеB ского гистерезисов. ПЭ характеризуются высокой степенью интегрированности в конструкцию ЭМС, явB ляясь одноременно активными электромехаB ническими преобразователями и несущими упругими элементами конструкции как при наличии, так и при отсутствии управляющего поля. Упругие свойства ПЭ сочетаются со слабым внутренним демпфированием и колеB бательностью в переходных процессах при изменении управляющего поля и механичеB ской нагрузки. Выраженные резонансные свойства ПЭ с успехом используются в источниках ультB развуковых колебаний и в вибродвигателях. В то же время нелинейные (гистерезисные) свойства и колебательность ПЭ затрудняют создание приводов малых перемещений, не использующих вибрационные режимы, и требуют для их построения применять средB ства коррекции статических и динамических свойств. При реализации электроприводов малых перемещений прибегают к способам конструкB тивной, параметрической и активной электриB ческой коррекции. Конструктивная коррекция выполняется введением в конструкцию ЭМС целенаправленных изменений (осуществляетB ся, например, динамическая балансировка подвижных масс) и дополнительных элеменB тов: демпферов, «четвертьволновых» проклаB док, стяжек, акустических (волновых) ловуB шек, чередования активных и пассивных слоев и т.п. [14]. Обоснованное решение по мерам конструктивной коррекции может быть приB нято лишь на основе детальных моделей ЭМС, учитывающих распределенность параметров всех элементов. Параметрическая коррекция выполняB ется путем целенаправленного выбора параB метров цепей формирования поля: включеB нием в них последовательно и параллельно с ПЭ индуктивностей, емкостей, резисторов и применением для питания ПЭ усилительB ноBпреобразовательных устройств различноB го класса, работающих в режимах регулируеB мых источников ЭДС, напряжения, тока смещения или заряда.

444 Глава 7. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИЦИОННЫМИ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯМИ

Рис. 7.20. Варианты включения ПЭ: а — ИН–ПЭ; б — ИТ–ПЭ; в — ИЗ–ПЭ На рис. 7.20, а показана упрощенная схема питающего ПЭ высоковольтного усиB лителя ВУ, охваченного обратной связью по напряжению на элементе — так называемая система источник напряжения–пьезоэлеB мент (ИН–ПЭ). Между входным Uз и выходB ным U сигналами усилителя устанавливается связь U = Uз(R2 + R3) /R3. Замыкание обратB ной связи по сигналу с измерительного шунB та Rш, введенного в схему на рис. 7.20, б, приводит к формированию системы источB ник тока–пьезоэлемент (ИТ–ПЭ), в которой обеспечивается регулирование тока смещеB ния Iсм = Uз /Rш. Наконец, замена шунта на емкость Cш (рис. 7.20, в) позволяет построить систему исB точник заряда–пьезоэлемент (ИЗ–ПЭ), в коB торой заряд ПЭ q определяется сигналом задаB ния q = UзCш. Активная электрическая коррекция предB полагает управление ПЭ через посредство усиB лительноBпреобразовательных устройств по специальным алгоритмам или с помощью акB тивных динамических звеньев на основе инB формации о координатах ЭМС (положении, скорости, ускорении и пр.). Об эффективноB сти средств активной электрической или параB метрической коррекции можно судить по моB делям на рис. 7.18 и 7.19. Основной задачей «статической» корB рекции в разомкнутых системах является лиB неаризация гистерезисных свойств ПЭ [15]. При использовании для управления источB

ников напряжения и ЭДС линеаризовать систему можно, включив на входе усилителя нелинейное звено с обратной гистерезисной характеристикой. В некоторых случаях исB ключить влияние гистерезиса удается, если все рабочие движения можно начинать из одной и той же начальной точки и соверB шать их в одном направлении, т.е. только по одной ветви гистерезисной петли (например, сканирующие движения в туннельных микB роскопах). Еще один способ заключается в разбиеB нии составных стержневых пьезодвигателей на секции, каждая из которых подключается к источнику напряжения через ключи, управB ляемые двоичным кодом с выхода аналоB гоBцифрового преобразователя, причем длина соответствующих секций пропорциональна весам разрядов кода. При этом общее переB мещение пропорционально сигналу на входе аналогоBцифрового преобразователя, а влияB ние гистерезиса невелико, поскольку дефорB мация каждой секции осуществляется по гисB терезисным циклам с фиксированными верB шинами, отвечающими состояниям «ВключеB но» и «Выключено». В пренебрежении сравнительно малым механическим гистерезисом, как это следует из структуры на рис. 7.18, ПЭ при гистереB зисной зависимости D(U) обладает линейной зависимостью абсолютной деформации D от заряда q , равного интегралу протекающего через него тока смещения Iсм. Это явление

ПЬЕЗОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПРИВОДЫ

Рис. 7.21. Двухступенчатое управление ПЭ также используется для создания линеаризоB ванных пьезоприводов малых перемещений на основе систем ИТ–ПЭ и ИЗ–ПЭ. Качество переходных процессов дефорB мации пьезодвигателей в разомкнутых систеB мах обеспечивается путем изменения управB ляющих сигналов во времени по специально подобранным законам. Так, при изменении напряжения на ПЭ в соответствии с графиB ком, состоящим из двух равных по высоте стуB пеней с длительностью средней ступени Т, равной половине периода колебаний на перB вой собственной частоте Т = pТм, переходный процесс его деформации будет иметь апериоB дический характер и завершится за время Т (рис. 7.21). При таком управлении волновые процессы реакции ПЭ на первую ступень изB менения управляющего напряжения полноB стью гасятся противофазными процессами, возбуждаемыми второй ступенью. На этом же принципе основан способ поB вышения быстродействия посредством управB ления электрически изолированными секцияB ми составного стержневого двигателя по инB дивидуальным законам, обеспечивающим локализацию волновых процессов внутри отB дельных секций. Поскольку секции имеют меньшие геометрические размеры по сравнеB нию с двигателем в целом, постольку частоB ты волновых процессов и достижимые покаB затели быстродействия при таком управлеB нии выше [10]. Функции устройств электрической корB рекции ПЭ в замкнутых системах сводятся к формированию желаемых частотных характеB ристик объекта и в первую очередь к его демпB

445

фированию. Для этого применяют демпфиB рующие обратные связи (по скорости дефорB мации в системах ИН–ПЭ и ИЗ–ПЭ или по ускорению в системе ИТ–ПЭ). Допустимо при ограниченных значениях коэффициентов использовать сочетание демпфирующих и отB рицательных обратных связей по положению, что позволяет поднять быстродействие систеB мы и расширить полосу ее пропускания в обB ласть частот, превышающих первую собственB ную частоту w1 = 1/Tм1. Для управления ПЭ в замкнутых следяB щих системах с цифровыми регуляторами положения могут использоваться также анаB логи описанных выше (применительно к раB зомкнутым системам) ступенчатых алгоритB мов управления. Согласно простейшему из этих алгоритмов с периодичностью Т, равB ной половине периода первой собственной частоты, измеряют ошибку системы dk как разность заданной Dз и текущей D деформаB ции ПЭ. В каждый из указанных моментов времени управляющее напряжение, прилоB женное к ПЭ, изменяют на значение, проB порциональное сумме ошибок, измеренных в данный kBй и предыдущий (k - 1)Bй дисB кретные моменты времени Uk = Uk - 1 + Kпр(dk + dk - 1). Выбором коэффициента пропорциональB ности Kпр можно обеспечить монотонные, коB лебательные или оптимальные настройки. В последнем случае достигается двухступенчаB тое изменение во времени управляющего наB пряжения и отработка изменения задания заB вершается за половину периода собственной частоты. Алгоритмы дискретного управления подобного типа реализуются с помощью средств микропроцессорного управления. ДосB тижимое при использовании таких регулятоB ров в сочетании с корректирующими обратныB ми связями время регулирования может быть значительно меньше половины периода собстB венной частоты колебаний неуправляемого ПЭ с нагрузкой. На базе ПЭ реализованы следящие элекB троприводы малых перемещений, применяеB мые в металлорежущем оборудовании, видеоB технике, устройствах активной виброзащиты оборудования и т.п. с полосой пропускания по частоте от нуля до нескольких килогерц. ВреB мя регулирования положения, достижимое в следящих и позиционных системах с исполниB

446 Глава 7. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИЦИОННЫМИ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯМИ тельными пьезодвигателями малых перемещеB ний, может измеряться единицами и десяткаB ми микросекунд (в зависимости от диапазона перемещений и характера нагрузки). Принципы построения пьезоэлектрических приводов с повышенным диапазоном перемеще ния. Диапазон управляемых деформаций ПЭ не превышает десятых долей миллиметра для стержневых и 1…2 мм для биморфных констB рукций. Задача получения больших перемещеB ний в пьезоприводах решается в основном двумя путями: 1) созданием двухканальных электроприB водов, первый (грубый) канал которых выполB нен в виде привода с традиционными двигатеB лями и осуществляет перемещение промежуB точной платформы «в большом» вместе с устаB новленным на ней ПЭ, играющим роль двигаB теля точной доводки РО [10]; 2) накоплением большого числа малых перемещений исполнительного органа, иниB циируемых одним или несколькими ПЭ, вхоB дящими в конструкцию двигателя. Этот принB цип реализуется в накапливающих пьезодвигаB телях шагового, волнового или вибрационного типа [16]. Двухканальные следящие приводы с пьеB зокомпенсаторами обладают высокими точноB стными характеристиками: их добротность равна произведению добротностей, а порядок астатизма — сумме порядков астатизма отB дельных каналов. В двухканальных приводах с пьезокомпенсаторами диапазон активно отраB батываемых приводом частот «в малом» может быть расширен до области килогерц при соB

хранении сколь угодно большого общего диаB пазона перемещений. Одна из распространенных структур поB строения двухканального электропривода с пьезокомпенсаторами — «иерархическая» — приведена на рис. 7.22, где обозначено lS — положение исполнительного органа; vо и lо — соответственно скорость и положение промеB жуточной платформы; Wк.с — передаточная функция контура скорости грубого привода; Wрег и Wк — передаточные функции регулятоB ра и корректирующего звена для управления ПЭ; K1 и K2 — коэффициенты настройки регуB лятора грубого канала; Kус — коэффициент усиления. Для построения привода по структуре рис. 7.22 достаточно иметь один ДП исполниB тельного ограна. Известны также варианты построения двухканальных систем по «итераB ционной» и комбинированной схемам. Они отличаются от приведенной на рис. 7.22 струкB туры набором измерительных датчиков и свяB зей между каналами. При использовании быB стродействующих приводов не только в точB ном, но и в грубом канале на передний план выходит проблема динамической развязки каB налов, решаемая с помощью введения переB крестных обратных связей между каналами. Двухканальные приводы с пьезокомпенB саторами обеспечивают регулирование полоB жения и скорости с наивысшей достигнутой в технике точностью и находят применение в туннельных и атомных микроскопах, приборах рентгеноструктурного анализа, сверхточных манипуляторах и т.п.

Рис. 7.22. Иерархическая структура двухканального электропривода с пьезокомпенсатором

ПЬЕЗОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПРИВОДЫ

447

Рис. 7.23. Пьезоэлектрические двигатели накопительного типа с периодическим (а) и инерцоидным (б) взаимодействием двигателя и перемещаемого объекта Разнообразие конструкций накапливаюB щих пьезодвигателей очень велико. Они подB разделяются на пьезодвигатели с периодичеB ским, непрерывным и инерцоидным типами взаимодействия ПЭ с перемещаемым исполB нительным органом. Принцип работы двигаB теля периодического взаимодействия иллюстB рирует рис. 7.23, а, на котором изображен биB морфный ПЭ 1, взаимодействующий через посредство фрикционного наконечника 2 с пассивным ротором 3. При питании биморфа от двух источников ВУ1 и ВУ2 синусоидальB ными напряжениями U1 и U2, сдвинутыми по фазе на 90°, наконечник 2 совершает в плосB кости рисунка циклические движения 4, взаимодействуя в течение части периода с роB тором 3 и приводя последний во вращение. Изменение чередования фаз U1 и U2 вызывает изменение направления, а изменение амплиB туды и частоты — изменяет скорость вращеB ния ротора. ПЭ могут не принимать непосредственB ного участия во фрикционном взаимодейстB вии с ротором, а служить для возбуждения колебаний пассивных резонаторов, контактиB рующих с ротором. Резонаторы имеют вид стержней, крыльчаток и т.п., выполненных из материалов с высокой механической добротB

ностью и играющих роль резонансных усилиB телей колебаний, поскольку наибольшая амB плитуда колебаний и скорость ротора достиB гаются на частоте резонанса системы, вклюB чающей в себя ПЭ и резонатор. При испольB зовании нескольких ПЭ движение ротора моB жет быть непрерывным и плавным при соB хранении периодического характера взаимоB действия с ним каждого из ПЭ. В некоторых конструкциях двигателей с периодическим взаимодействием часть ПЭ выполняет функB цию периодических движителей, а их другая часть — функцию управляемых фиксаторов, что позволяет реализовать движение объекта (ротора) «с перехватами», подобное движеB нию гусеницы. В накапливающих двигателях волнового типа имеет место непрерывный фрикционB ный контакт ротора с волноводом, на поверхB ности которого при помощи сочлененных с волноводом ПЭ возбуждаются бегущие волB ны. Распространена кольцевая конструкция волновода, включающая несколько ПЭ, часB тота и фаза питания которых выбирается исB ходя из поддержания в замкнутом кольце волновода бегущей волны. Движение формиB руется здесь как непрерывное «увлечение» контактирующего с волноводом ротора переB

448 Глава 7. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИЦИОННЫМИ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯМИ мещающимися по поверхности волновода пучностями бегущей волны. В накопительных двигателях инерцоидB ного типа (рис. 7.23, б) перемещаемый объект 1 взаимодействует с ПЭ 2 с помощью фрикB циона 3. При медленных изменениях управB ляющего напряжения U фрикционное сцеплеB ние объекта с ПЭ не нарушается и наблюдаетB ся совместное перемещение фрикциона и объB екта как единого целого. В момент скачкообразного изменения U динамические силы в точке контакта фрикB циона с объектом превышают силы сцеплеB ния и происходит их взаимное смещение на расстояние, пропорциональное скачку управB ляющего напряжения. Питание ПЭ пилообB разным напряжением вида кривой 4 или 5 отB вечает различным направлениям перемещеB ния объекта 1. При конструировании накапливающих пьезодвигателей принимают меры по повыB шению их ресурса работы, связанного с изB носом и изменением во времени свойств меB ханического контакта между фрикционом (волноводом) и перемещаемым объектом (ротором). Накапливающие пьезоприводы с вращаюB щимся ротором и интегрированным преобразоB вательным устройством, выпускаемые серийно, обеспечивают момент на валу до 1 Н×м при угB ловой частоте до 100 сB1. 7.4. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ЕМКОСТНЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ Основные свойства и особенности емко стных электроприводов. Принцип действия емкостных двигателей (ЕД) основан на преB образовании энергии электрического поля в механическую работу. Процесс преобразоваB ния энергии сопровождается «механическим» изменением емкости двигателя, включенного в электрическую цепь. ЕД в определенном смысле «дуальны» индуктивным, так как их теория подобна теории индуктивных двигаB телей при замене тока на напряжение, потоB косцепления на заряд, индуктивности на емB кость [17]. При этом следует иметь в виду, что если силы, действующие в индуктивных машинах, зависят от токов, то силы ЕД определяются электрическими напряжениями. В самом обB щем упрощенном представлении емкостные приводы отвечают функциональной схеме на

рис. 7.1, б, на которой наряду с ЕД показаны ПУ, УУ и ПМ для передачи движения от двиB гателя к РО. В истории техники можно отметить маB лоизвестное неспециалистам напряжённое соB ревнование двух направлений электрических машин: индуктивных и емкостных [18]. ПриB чина этого противостояния в том, что емкостB ные машины при всех своих недостатках облаB дают весьма весомыми преимуществами перед индуктивными. Основное, наиболее известное, преимуB щество емкостных машин перед индуктивB ными связано с коренным отличием элекB трических и магнитных явлений — с сущестB вованием уединенных электрических заряB дов и отсутствием уединенных магнитных зарядов. В этой связи для создания рабочего электрического поля в рабочем зазоре емкоB стных машин достаточно небольшого колиB чество электропроводящего вещества. В то же время для создания рабочего магнитного поля в рабочем зазоре индуктивных машин необходимо значительное количество ферроB магнитного вещества в виде относительно большого по массе и размерам магнитопроB вода [17]. Другое преимущество емкостных машин перед индуктивными связано с принципиальB ным отличием токопроводов в конструкциях этих машин, последовательным соединением витков обмоток в индуктивных машинах и паB раллельным соединением обкладок конденсаB торов в емкостных машинах. В этой связи в емкостных машинах могут быть использованы менее дефицитные металлы, чем медь. Коммутация индуктивных машин связаB на с перенапряжениями, а емкостных — с бросками тока. В случае применения полуB проводниковых коммутаторов перенапряжеB ния представляют бËльшую опасность, чем броски тока. Наконец, конструкции ЕД проще констB рукций индуктивных. В этой связи можно гоB ворить о высокой технологичности ЕД, что в настоящее время обращает на себя особо вниB мание [19]. Рассматривая недостатки ЕД, следует выB делить «классические» машины, появившиеся в середине XIX в. [18], и емкостные машины с микрометровыми рабочими зазорами, приспоB собленные для применения технологий микB роэлектроники [20] и тонких полимерных плеB нок [21].

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ЕМКОСТНЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

449

7.5. Сравнительные характеристики емкостных и индуктивных машин Машины Характеристики

Газовая среда в рабочем зазоре Давление, Па

ИндукB Трампа, Жоливе, 1953 тивная 1951

–

Феличи, 1957

Капица, 1975

Вакуум Углекислый газ Водород

Воздух

6

–

2,7·10

3,7·106

Магнитная индукция, Тл, электрическое поле, В/м

1 Тл

107 В/м

6,6·107 В/м

Плотность энергии, Дж/м3

4·105

5·102

2,1·104

1,7·104

9

2

3

90 000

150 000

200 000

Рабочий зазор, мм Напряжение, В

–

В табл. 7.5 приведены некоторые параB метры емкостных машин, как классических, так и машин с микрометровыми рабочими заB зорами, основанных на применении электроB механических тонкопленочных систем элекB тростатического наката (ЭСН) [19]. Из табл. 7.5 видно, что плотность энерB гии электрического поля в рабочих зазорах классических емкостных машин весьма маB ла. С этим и связан основной недостаток емкостных машин — малая энергоемкость [18]. В то же время для емкостных машин с микрометровыми рабочими зазорами плотB ность энергии электрического поля практиB чески равна плотности энергии магнитного поля в рабочих зазорах индуктивных маB шин. Сопоставление последних трех строк табл. 7.5 для разных двигателей показывает, что рабочий зазор является основным фактоB ром, определяющим энергетическое качество емкостных машин. Видно и то, с каким рабоB чим напряжением связано значительное повыB шение плотности энергии поля в рабочих заB зорах емкостных машин. Плотность энергии в новых емкостных машинах повышена в 103–104 раз только благодаря малому рабочему зазору. Это озB начает, что реализация преимуществ емкостB ного способа электромеханического преобB разования энергии прежде всего связана с новыми конструкторскоBтехнологическими решениями. В теории емкостных машин с заполненB ными газами рабочими зазорами основное значение имеет зависимость величины проB бивного напряжения Uпр от величины пробивB ного промежутка d при фиксированных состаB

105

ЭСН, 1981, 1990

Воздух

6,2·107 В/м 3·106 В/м 7·107…5·108 В/м 45 –

6,6·104…1,3·106 2·10-4…4·10-3 100…280

ве и давлении газа. При относительно больB ших величинах пробивного промежутка спраB ведлив закон Пашена, согласно которому проB бивное напряжение зависит от произведения pd, где p — давление газа в промежутке [22]. Закон Пашена хорошо выполняется при проB бивном промежутке порядка 1 мм [22]. Однако при микрометровых величинах пробивного промежутка этот закон не выполняется (при большом промежутке пробой связан с процесB сами в объеме газа, а при малом — с процессаB ми на электродах). С использованием сведенных вместе реB зультатов уникальных опытов электрический пробой микрометровых промежутков между электродами был описан феноменологичеB ски в работе [23]. Несмотря на то что эти реB зультаты получены для разных условий эксB периментов (для электродов из платины, вольфрама, золота, серебра, никеля, алюмиB ния; газовой среды в промежутке, высокого вакуума, технического вакуума, воздуха при нормальном давлении; обработки поверхноB стей электродов химической очисткой и в тлеющем разряде), их можно представить для оценочных расчетов в виде одной апB проксимации: Uпр = Аkd /(1 + kd) + Bkd,

(7.21)

где в случае заполнения пробивного промежутка воздухом при нормальном давлении А = 198 В; В = 2 В; k = 107 м-1; в случае вакуума А = 257 В; В = = 25 В; k = 7,1·106 м-1. Наибольшая ошибка этой аппроксимации составляет +40 %; -10 % при веB личинах пробивного промежутка 0 £ d £ 4 мкм. В диапазоне 4 £ d £ 20 мкм ошибка не превышает ±20 %.

450 Глава 7. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИЦИОННЫМИ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯМИ Из соотношения (7.21) следует, что при d ® 0 пробивная напряженность электричеB ского поля U пр / d составляет 2 ×109 В/м в слуB чае как воздуха, так и вакуума. Этой напряB женности поля соответствует плотность энерB гии электрического поля 1,8 ·107 Дж/м3 в сравB нении с плотностью энергии 40 Дж/м3 при миллиметровом пробивном промежутке. Электромеханические емкостные структу ры и среды. Электромеханические емкостные (ЭМЕ) структуры — элементарные электромеB ханические ячейки, на основе которых строятB ся все ЭМЕBмашины и электроприводы. В наB стоящее время можно выделить три типа ЭМЕBструктур: с плоскопараллельным двиB жением (ППД) подвижной обкладки, с двиB жением гибкой подвижной обкладки в реB зультате ЭСН и с фронтальным движением (ФД) подвижной обкладки. На рис. 7.24 показаны структура ППД (рис. 7.24, а) и структура ЭСН (рис. 7.24, б), где 1 — подвижная обкладка; 2 — слой газа толщиной dе; 3 — слой твердого диэлектрика толщиной dr; 4 — неподвижная обкладка; U — приложенное к обкладкам напряжение; F — электростатическая сила, действующая на подB вижную обкладку. В структуре ППД сила F, направленная перпендикулярно к силам электростатичеB ского взаимодействия между обкладками, формируется благодаря краевым эффектам. При этом подвижная обкладка удерживается так, что толщина слоя газа dе остается постоB янной величиной (аэростатическая подвесB ка, подвеска на подшипниках). В этой структуре слой твердого диэлектрика может отсутствовать.

В структуре ЭСН силы создаются непоB средственно вследствие сил электростатичеB ского притяжения подвижной обкладки к неB подвижной. Подвижная обкладка стремится как бы «прилипнуть» к неподвижной и может совершать полезную работу, преодолевая силу натяжения F. Преодолеваемая сила может иметь тем большее значение, чем меньше асимптотический угол a. Для работы ЭСН необходимо обеспеB чить условие, при котором гибкая подвижная обкладка (лента или пленка) при своем двиB жении не касалась бы поверхности неподB вижного электрода. Наиболее просто такое условие можно выполнить, используя слой твердого диэлектрика, притом что в этом слуB чае для устранения зарядов на границе раздеB ла газ–диэлектрик необходимо задействовать знакопеременное напряжение источника пиB тания [21]. На рис. 7.25 показаны два варианта структуры ФД: структура с заполненным гаB зом промежутком между подвижной и непоB движной обкладками (рис. 7.25, а) и структуB ра, в которой слой диэлектрика выполнен из изолирующего эластика, а обкладки из элекB тропроводящего [24] (рис. 7.25, б). В структуB ре ФД, показанной на рис. 7.25, а, необходиB мо применять направляющие, которые устраB няют перекос подвижной обкладки. Полость зазора может быть выполнена как герметичB ной, так и открытой. В этой структуре так же, как и в структуре ППД, может быть устранен слой твердого диэлектрика. В структуре ФД из эластиков (рис. 7.25, б) слой газа отсутстB вует, поскольку требуемая подвижность досB тигается благодаря большой деформации элаB

Рис. 7.24. ЭМЕструктуры с плоскопараллельным движением подвижной обкладки (а) и ЭСН (б)

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ЕМКОСТНЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ

451

Рис. 7.25. ЭМЕструктура с ФД подвижной обкладки стиков. В этой структуре можно использовать как силу F1, действующую перпендикулярно к обкладкам, так и силу F2, действующую вдоль обкладок. ЭМЕBструктуры могут быть использоваB ны в двух вариантах: воBпервых, непосредстB венно для построения приводов миниатюрных механических устройств, воBвторых, выполнеB нием из структур путем последовательного и параллельного механического соединения мышцеподобных ЭМЕBсред. В свою очередь, ЭМЕBсреды, более мощные, чем ЭМЕBструкB туры, могут служить для построения электроB приводов, в принципе, любых механических устройств. На рис. 7.26 в качестве примеров покаB заны три варианта ЭМЕBсред с возвратноBпоB ступательным движением. На рис. 7.26, а среB да построена на основе структур ФД с двумя изоляционными слоями, один из которых слой газа, другой слой твердого диэлектриB ка. На рис. 7.26, б среда основана на струкB турах ЭСН. На рис. 7.26, в изображена среда, выполненная на базе структур ФД из эластиB ков [24]. Как видно из рис. 7.26, во всех ЭМЕB структурах используются встроенные упругие

элементы, пружины. Следовательно, электроB механические характеристики ЭМЕBсред опB ределяются действием не только электростатиB ческих, но и упругих сил [19]. Энергетические свойства ЭМЕBструктур и сред удобно характеризовать удельной рабоB той электростатических сил Aэ.с =

(Ск - Сн )U 2 , 2S

(7.22)

где Сн, Ск — начальное и конечное значения емкостей в структуре (в том числе в структуре ЭМЕBсреды) соответственно в некотором раB бочем цикле; S — средняя площадь перекрыB тия обкладок структуры в этом же рабочем цикле. Для расчета удельной работы электростаB тических сил необходимо определить предельB ное значение напряжения источника питания U, при котором начинается пробой в любом из изоляционных слоев между обкладками струкB тур. В табл. 7.6 сведены результаты расчетов, на основе аппроксимации [см. выражение (7.21)], для всех рассмотренных выше структур с заполнением газом части или всего изолиB рующего промежутка между обкладками [19].

Рис. 7.26. Примеры построения ЭМЕсред с возвратнопоступательным движением

452 Глава 7. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИЦИОННЫМИ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯМИ 7.6. Результаты расчета удельной работы электростатических сил Структуры

ХарактериB стика Среда

ФД, ЭСН; d = dr £ 20 мкм воздух при нормальном давлении; k = 107 м-1

ППД; dr = 0; d = dе £ 20 мкм

вакуум, k = 7,1 106 м-1

воздух при нормальном давлении; k = 107 м-1

вакуум, k = 7,1 106 м-1

e

>10

>1

>6

kd / e

1,01

20

1,1

15

1,2

20

1,5

15

U, В

200

415

310

1200

110

230

190

620

1,73

0,38

2,75

3,00

0,58

0,12

0,80

0,80

Aэ.с,

Дж/м2

Из табл. 7.6 видно, что для газовой среB ды — воздух (при нормальном давлении) удельB ная работа Аэ.с имеет максимальное значение 1,73 Дж/м2 при kd/e = 1,01 для структур ФД и ЭСН и максимальное значение 0,58 Дж/м2 при kd/e = 1,2 для структур ППД. Для газовой среды — вакуум удельная работа Aэ.с достигает значения, равного 2,75 Дж/м2 при kd/e > 1,1 для структур ФД и ЭСН, а для структур ППД 0,8 Дж/м2 при kd/e > 1,5. Однако эти максимальные значения удельных работ достигаются для структур ФД и ЭСН только при диэлектрической проB ницаемости e > 10 (воздух) и e > 6 (вакуум), когда пробой происходит по сплошному гаB зовому слою. Как показывают расчеты, при e < 6…10 (см. табл. 7.6) пробой наблюдается раньше (при меньших напряжениях) по сквозным порам в слое твердого диэлектриB ка, а затем уже по сплошному газовому слою. Важно отметить, что повышение e сверх указанных значений не приводит к увеличению удельной работы Аэ.с. Значения kd/e, соответствующие наибольшим значениB ям Аэ.с, оптимальны в том смысле, что они соответствуют наименьшим напряжениям источника питания. Поскольку указанные в табл. 7.6 значеB ния напряжений источника питания и удельB пред ных работ предельные (U = Uпред; dэ.с = dэ.с ), то следует иметь в виду, что согласно формуле пред 2 2 (7.22) при U < Uпред; dэ.с = dэ.с . U / U пред В структурах и средах из эластиков электроB статическое давление составляет p = ee 0U 2/ d 2r , где dr — толщина слоя неэлектропроводящего эластика. Условие большой деформации ЭМЕ структур и сред из эластиков (деформация на 50%) имеет вид kэ.с = ee 0U 2/ (d r20Y ¥ ) = 0,3,

(7.23)

>1

где Y ¥ — равновесный модуль упругости; dr0 — начальная (наибольшая) толщина слоя неэлекB тропроводящего эластика. Рассматривая условие большой дефорB мации (7.23), можно выявить желаемые свойB ства эластиков, подходящих для использоваB ния в ЭМЕBструктарах. Так, при использоваB нии обычных неэлектропроводящих эластиB ков (e £ 20, Y ¥ > 106 Н/м2) условие (7.23) выB полняется только при высоких напряженноB стях электрического поля, U/dr0 ³ 108 В/м (в то время как для резин, например, пробивB ная напряженность электрического поля не превышает (3…4)107 В/м). Можно попытаться уменьшить рабочую напряженность электрического поля, исB пользуя метериалы с повышенным значениB ем диэлектрической проницаемости [24]. Так, например, при e = 100 и Y ¥ = 3 ×105 Н/м2 условие (7.23) выполняется уже при U/dr0 º º 107 В/м. При Y ¥ = 3 ×105 и 50%Bном сокраB щении энергоемкость ЭМЕBструктур и сред из эластиков (отношение полезной работы за один рабочий такт к собственной массе) будет равна 1,5(104…105) Дж/м3, что значиB тельно больше, чем энергоемкость электроB магнитов (5 ·103 Дж/м3). В указанных условиях при толщине слоя из неэлектропроводящего эластика dr0 = = 3 ·10-5…10-4 м рабочие напряжения будут леB жать в пределах 300…1000 В, а удельная работа электростатических сил Аэ.с = 0,45…15 Дж/м2. Таким образом, решение задачи создания мышцеподобных структур и сред из эластиков связано с повышением диэлектрической проB ницаемости и снижением модуля упругости эластиков. На основе ЭМЕBструктур из эластиков можно выполнить эффективные низкочастотB ные излучатели колебаний. В этом случае досB

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С ЕМКОСТНЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ таточно ограничиться относительно небольB шими деформациями ЭМЕBсреды, например, полагая kэ.с = 0,1. При малых деформациях ЭМЕBсреды характеристики прямого и обратB ного электромеханического преобразования энергии можно представить в виде линейных соотношений x3 = -S33 p3 + d33E3;

(7.24)

D3 = -d33 p3 + e33x3,

(7.25)

где x3 — относительная деформация; p3 — давB ление; E3, D3 — напряжённость электрического поля и электрическое смещение среды соответB ственно. Уравнения (7.24) и (7.25) и параметры S33, d33, e33, k33 ЭМЕBсред из эластиков аналоB гичны соответствующим для пьезоэлектриков, однако их численные значения совершенно иные (параметр d33 в 100 раз больше, параметр S33 в 104 раз больше, чем у пьезокерамики ЦТС). Это означает, что ЭМЕBсреды из элаB стиков должны иметь более высокую эффекB тивность при более низких частотах, чем изB вестные пьезоэлектрики. Электроприводы на основе ЭМЕструктур и сред. В истории развития электропривода впервые емкостные электроприводы нашли широкое применение в микромеханике [20], которая сама возникла в середине 60Bх гг. XX в. в результате применения технологий микроэлектроники (световой, электронной, рентгеновской фотолитографии, прецизионB ного травления, выращивания многослойных пленочных структур в вакууме и в газовых средах, применения материалов микроэлекB троники и прежде всего стандартных кремB ниевых шайб и т.д.) как для миниатюризации известных электромеханических устройств (акселерометров, датчиков сил и перемещеB ний, селективных микрофонов, электромехаB нических фильтров, модуляторов излучения, в том числе матричных, реле, холодильников, хроматографов и т.д.), так и для создания ноB вых товаров (встроенных искусственных орB ганов человека, например дозаторов инсулиB на, автономных медицинских микророботов для внутриполостных операций, например скреперов для устранения склеротических бляшек в кровеносных сосудах, монтажных микророботов для создания сверхминиатюрB ных устройств — вплоть до устройств генной инженерии).

453

Имеются веские причины, по которым именно емкостные двигатели с микромеровыB ми рабочими зазорами находят применение в микромеханике: простота конструкций при контролируемых перемещениях в пределах единиц микрометра и даже единиц ангстрема, высокие энергетическая эффективность и экоB номичность, совместимость электрических паB раметров с параметрами полупроводниковых элементов управления. Для производства емкостных электроB приводов могут быть использованы технолоB гии, применяемые в производстве электронB ных интегральных схем [20] и обеспечиваюB щие получение массовых прецизионных изB делий при невысокой стоимости. При исB пользовании в качестве основного материала монокристаллического кремния в едином изB делии можно совместить все элементы емкоB стного электропривода: емкостный двигатель, преобразовательное и все управляющие устB ройства, включая регуляторы, датчики обратB ных связей и пр. В настоящее время в микромеханике наиболее широко распространены простейшие емкостные электроприводы, в которых исB пользуются ЭМЕBструктуры с ФД подвижных обкладок, показанные на рис. 7.25, а. Эти обB кладки выполняются в виде консолей либо мембран, причем подвижные обкладки закреB пляются на одном или двух своих концах (или по периметру). Согласно электростатической теории, продольная компонента механических напряжений (вдоль направления напряженноB сти электрического поля) в рассматриваемом случае с высокой точностью может быть предB ставлена выражением P = e0U2/[4(de + di /e)]2.

(7.26)

В формуле (7.26) предельные величины напряжения источника питания определяются неравенствами U < U1 (d e );ü ý U < U 2(d i ),þ

(7.27)

где U1 (d e ) есть выражение для U согласно уравB нению (7.21) при d = dе (пробой по рабочему заB зору); а U 2(d i ) — то же выражение для U при d = = di (пробой по сквозной поре в слое твердого диэлектрика толщиной di). Ход электроприводов с фронтальным возвратноBпоступательным движением опреB

454 Глава 7. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИЦИОННЫМИ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯМИ деляется величиной максимального перемеB щения на свободном конце консоли или в центральной части мембраны, т.е. он ограниB чен величиной рабочего зазора и, следоваB тельно, в рассматриваемом случае весьма мал (единицы и доли микрометров). Естественно, что возможности этих электроприводов ограB ничены. Значительно бËльшими возможностями в микромеханике обладают электропривоB ды, построенные на основе ЭМЕBструктур ППД с плоскоBпараллельным движением (см. рис. 7.24, а). Например, в США применением технологии фотолитографии и травления из кремния изготовлены двигатели вращения с зубчатыми статором и ротором, причем ротор имеет диаметр 70 мкм. Фактически в таком двигателе соединены механически последоваB тельно ЭМЕ структуры ППД. Суммарная сиB ла по внешнему диаметру такого двигателя, отнесенная к длине ротора, может быть опреB делена из энергетического баланса в виде выB ражения F = nAэ.с ,

(7.28)

где n — число зубьев ротора. Значения удельной работы Aэ.с в формуле (7.28) можно взять из табл. 7.6. Рассмотренный двигатель может быть снабжен разнообразными механическими преB образователями движения, выполненными с применением той же технологии. В этой связи можно говорить о начале создания универB сальных систем электропривода микромеханиB ки, в которых повторяются известные системы индуктивного электропривода при замене инB дуктивных двигателей на емкостные. В микромеханике, например в пленочных ЭМЕBиндикаторах [21], используются проB стейшие электроприводы, построенные на осB нове ЭМЕBструктур с ЭСН (рис. 7.24, б), котоB рые могут иметь относительно большой ход. В этом случае сила на конце подвижной ленB ты, отнесенная к ширине последней, может быть представлена соотношением F=

Aэ.с , 1 - cosa

Из уравнения (7.29) видно, что при маB лых значениях асимптотического угла a моB гут быть получены большие силы F º 2Aэ.с /a2 при малых величинах перемещения вдоль ленты dl = dsa2/2. Большой ход можно полуB чить лишь при высоких значениях асимптоB тического угла a. Таким образом, в простейшей ЭМЕB структуре выигрыш ЭСН в величине силы исключает возможность получения скольB коBнибудь большого хода. Однако уже проB стая модификация структуры ЭСН, как покаB зано на рис. 7.27, позволяет получить как отB носительно большие тяговые силы, так и знаB чительный ход. Сущность этой модификации состоит в том, что подвижная обкладка в виде лепестка жестко прикрепляется к некоторой подвижной платформе, но не закрепляется жестко на слое диэлектрика, покрывающего неподвижную обB кладку. Специальным образом предварительно изогнутый лепесток (рис. 7.27, а) может полуB чить свое временное закрепление благодаря действию прижимных электростатических сил и сил трения. Дальнейший изгиб лепестка в результате ЭСН позволяет переместить платформу на один шаг. Выключение напряжения между обB кладками приведет к тому, что лепесток опять примет свою изначальную форму при новом положении платформы (рис. 7.27, б). При последующем включении напряжеB ния между обкладками произойдет следующий

(7.29)

вытекающим из энергетического баланса Аэ.сds = Fdl, где ds — элемент перемещения ленB ты вдоль неподвижной обкладки; dl — элемент продольного перемещения свободного конца ленты, причем dl = (1 - cosa)ds.

Рис. 7.27. Шаговый привод с ЭСН

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ шаг и т.д., чем будет обеспечен большой ход. Относительно высокие силы в рассматриваеB мом электроприводе будут при малых углах a1, a2 (рис. 7.27). Можно получить сравнительно большие тяговые силы и большой ход, используя неB сколько структур с общей подвижной обкладB кой в виде ленты, как показано на рис. 7.28. Здесь крайние структуры ФД выполняют роль электростатических крепежных устройств, а средняя структура ФД позволяет осуществить шаговое движение ленты. В рассматриваемом электроприводе движение на один шаг, например вправо, происходит в три такта: сначала прикладыB вается напряжение к правой крайней струкB туре ФД (рис. 7.28, а; звездочкой указано, что к структуре между обкладками приложеB но напряжение), затем — к средней структуB ре ФД (рис. 7.28, б) и, наконец, к крайней левой структуре ФД при выключении напряB жения в средней и правой крайней структуB рах. Цикл заканчивается, лента передвигаетB ся на один шаг. Рассмотренные шаговые емкостные элекB троприводы дают лишь начальное представлеB ние о новых возможностях электропривода в микромеханике. Число возможных целесообB разных модификаций здесь так велико (вклюB чая и электроприводы вращения), что, скорее, следует говорить не об отдельных шаговых электроприводах, а о принципе построения шаговых емкостных электроприводов на осноB

Рис. 7.28. Шаговый привод с электростатиче скими крепежными устройствами

455

ве полусвободных и свободных гибких подB вижных обкладок и механизма электростатиB ческих крепежных устройств. Шаговые емкостные электроприводы вместе с описанными выше традиционными емкостными электроприводами в микроисполB нении дают широкую базу для построения устB ройств микромеханики, вплоть до невидимых невооруженным человеческим глазом. Емкостные электроприводы могут быть эффективны при таком сочетании энергоемB костей и собственных масс, при котором неB возможны традиционные индуктивные и пьеB зоэлектрические электроприводы. Электроприводы на основе ЭМЕBструктур сочетают энергоемкости порядка 10-1 Дж/кг и выше и собственные массы 10-4 кг и ниже, электроприводы на основе ЭМЕBсред — энерB гоемкости >1 Дж/кг и собственные массы, меньшие 1 кг, в то время как индуктивные двигатели при собственной массе 10-3…103 кг имеют энергоемкость порядка 10-3…10-2 Дж/кг (см. табл. 7.5). СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Ефимов И.Г., Кирьянов А.И., Лобов К.Ф. и др. Опыт разработки и применения линейных электромагнитных двигателей в оборудовании гибких производственных систем. Л.: ЛДНТП, 1987. 24 с. 2. Ефимов И.Г., Соловьев А.В., Викто ров О.А. Линейный электромагнитный привод. Л.: ИздBво Ленингр. унBта, 1990. 211 с. 3. Ряшенцев Н.П., Угаров Г.Г., Федю нин В.Н. и др. Электропривод с линейными электромагнитными двигателями. Новосибирск: Наука, 1981. 150 с. 4. Никитенко А.Г. Проектирование оптиB мальных электромагнитных механизмов. М.: Энергия, 1974. 5. Гордон А.В., Сливинская А.Г. ЭлектроB магниты постоянного тока. М.–Л.: ГосэнергоB издат, 1960. 447 с. 6. Белов К.П. Магнитострикционные явB ления и их технические приложения. М.: НауB ка, 1987. 160 с. 7. Сыркин Л.Н. Пьезомагнитная керамиB ка. Л.: Энергия, 1980. 205 с. 8. Михайлов О.П. Магнитострикционные исполнительные устройства микроперемещеB ний // Электричество. 1976. № 2. С. 55–61. 9. Ефимов И.Г., Соловьев А.В. Опыт разB работки пьезомагнитных двигателей. Л.: ЛеB нингр. Дом научн.Bтехн.пропаганды, 1983.

456 Глава 7. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С НЕТРАДИЦИОННЫМИ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯМИ 10. Никольский А.А. Точные двухканальB ные следящие электроприводы с пьезокомпенB саторами. М.: Энергоатомиздат, 1988. 160 с. 11. Физическая акустика. Т.1. Ч. А: МетоB ды и приборы ультразвуковых исследований / под ред. У.Мэзона, пер. с англ. М.: Мир, 1966. 734 с. 12. Ленк А. Электромеханические системы. Системы с распределенными параметрами / пер. с нем. М.: Энергоатомиздат, 1982. 472 с. 13. Никольский А.А. Математическая моB дель нелинейных явлений в пьезоэлектричеB ских двигателях и датчиках // Электричество. 1990. № 12. С. 33–38. 14. Касаткин Б.А., Павин Н.Я. АпериодиB ческие пьезопреобразователи на основе непеB риодической структуры чередования активных и пассивных слоев // Дефектоскопия. 1984. № 7. С. 80–82. 15. Ерофеев А.А., Поплевкин Т.А. СпосоB бы и системы компенсации пьезоэлектричеB ского гистерезиса // Тр. Ленингр. полиB техн.инBта. 1988. № 423. С. 38–41. 16. Лавриненко В.В., Карташев И.А., Виш невский В.С. Пьезоэлектрические двигатели. М.: Энергия, 1980. 110 с. 17. Копылов И.П. Электрические машиB ны. М.: Энергоиздат, 1986. 360 с.

18. Полотовский Л.С. Емкостные машины постоянного тока высокого напряжения. М.– Л.: Госэнергоиздат, 1960. 154 с. 19. Дятлов В.Л. Электростатические устB ройства и машины из тонких пленок. ЭлекB тромеханические среды // Моделирование в пленочной электромеханике. 1989. Вып. 131: вычислительные системы. С. 3–33. 20. Петерсон К. Кремний как механический материал // ТИИЭР. 1982. Т. 70. № 5. С. 5–49. 21. Коняшкин В.В., Луцет М.К., Пота пов Б.С. Световой затвор с большой апертурой и модулятор излучения с электростатическим приводом // Моделирование в пленочной электромеханике. 1985. Вып. 110: вычислиB тельные системы. С. 35–46. 22. Мик Д., Крегс Д. Электрический проB бой в газах. М.: ИИЛ, 1960. 603 с. 23. Дятлов В.Л., Коняшкин В. В., Пота пов Б.С. Использование размерных физических эффектов в пленочной электромеханике // МоB делирование в пленочной электромеханике. 1985. Вып. 110: вычислительные системы. С. 18–34. 24. Дятлов В.Л. Теория пьезоэлектричеB ского эффекта в емкостной структуре из элаB стика // Моделирование в пленочной электроB механике. 1985. Вып. 110: вычислительные системы. С. 3–17.

Глава 8 ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН 8.1. ЭЛЕКТРОПРИВОД ПРОКАТНЫХ СТАНОВ Из всех способов обработки металлов давлением наибольшее применение нашла прокатка, с помощью которой обрабатываB ется ~75% всего выплавляемого металла. Прокаткой называется изменение размеров и формы металла с помощью двух или неB скольких вращающихся рабочих валков. Электропривод рабочих валков именуется главным. Прокатный стан представляет собой сложB ный технологический комплекс, в состав котоB рого входит большое количество разнообразB ных рабочих машин, обслуживающих процесс прокатки. Электропривод механизмов этих раB бочих машин принято называть электропривоB дом вспомогательных механизмов. Электроприводы рабочих валков сущестB венно отличаются друг от друга в зависимости от того, для производства какого вида проката предназначен стан (заготовок, сортовой стали, листов, рельсов, труб и др.). Прокатные станы классифицируются по следующим признакам: назначению; числу и расположению валков; числу и расположению рабочих клетей; режиB му работы [9]. Для выбора электропривода важна класB сификация станов по режиму их работы, в соответствии с которой они подразделяются на реверсивные регулируемые, нереверсивB ные нерегулируемые и нереверсивные регуB лируемые. Требования к электроприводу стана опB ределяются режимом работы стана. Самые разные по конструктивному оформлению и сортаменту станы имеют одинаковый элекB тропривод с типовыми схемами управления, если режим работы их одинаковый [4]. В табл. 8.1 приводятся сводные данные для различных станов по наиболее характерным классификационным признакам прокатного производства [36]. Для определения нагрузки прокатного двигателя необходимо узнать силу давления

металла на валок или момент прокатки. СущеB ствуют два метода определения момента проB катки: аналитический по эмпирическим форB мулам и с использованием кривых удельного расхода энергии на тонну проката [6, 9]. Электрические двигатели и преобразоваB тели составляют силовую основу автоматизиB рованных электроприводов прокатных станов. В прокатном производстве для привода рабоB чих валков клетей большинства станов исB пользуются двигатели постоянного тока, пиB тающиеся от генераторов или вентильных преB образователей. Условия работы электропривоB дов прокатных станов (особенно реверсивных) предъявляют высокие требования к электричеB ским машинам. Для получения высоких динаB мических показателей при заданной установB ленной мощности требуются машины с преB дельными характеристиками, высоким КПД и максимальной надежностью в эксплуатаB ции [4, 9, 36]. Электропривод реверсивных станов горячей прокатки характеризуется тем, что направлеB ние вращения валков меняется после каждого пропуска и прокатка металла осуществляется в прямом и обратном направлениях. К реверB сивным станам горячей прокатки относятся блюминги, слябинги, толстолистовые станы, обжимные клети рельсобалочных станов, шиB рокополосных, крупносортных, трубозаготоB вочных станов. Все реверсивные станы горячей прокатки работают примерно в одинаковых условиях, работа их характеризуется частыми пусками, торможениями и реверсами, ударной нагрузB кой с большими токами в момент захвата меB талла валками, необходимостью регулироваB ния скорости прокатки в относительно широB ких пределах и др. Частота включений достиB гает 1000 в час и более. Кинематические схемы электроприводов реверсивных станов горячей прокатки предB ставлены на рис. 8.1, где 1 — прокатные валки; 2 — рабочие шпиндели; 3 — шестеренная клеть; 4 — соединительные муфты; 5 — редукB тор; 6 — прокатные двигатели.

1100…1150

450…900

слябинг

Заготовочные

реверсивные непрерывные

Листовые холодB ной прокатки:

тонколистовые

толстолистовые

Листовые горячей прокатки:

среднесортовые мелкосортовые проволочные

2000…5500

–

2000…3000

2…150 –

– До 2200

500…1000 800…3600

–

250…350

350…550

рельсобалочные 750…900 крупносортовые 600…800

Сортовые:

800…1500

Размер рабочих валB ков, мм диаметр длина

блюминг

Обжимные:

Наименование стана

Одноклетьевые, последовательные Одноклетьевые

Расположение клетей

– 2…6

1…14

1…6

20…42

До 18 До 27

3…8 До 8

Одноклетьевые Непрерывные

Полунепрерывные, непрерывные

Последовательные, непрерывные

Последовательные Зигзагообразные, линейные Полунепрерывные ПолунепрерывB ные, непрерывные Непрерывные

До 10…14 Линейные, непреB рывные, полунеB прерывные

1

1…2

Число клетей

– До 37

10…18

4…5

20…50

8…15 15…20

До 9 До 10

3…7

4…6

– 60

То же и нереверB сивный постоянB ного или переB менного тока Нереверсивный постоянного или переменного тока

Реверсивный поB стоянного тока

Тип привода

То же, 0,15…2 мм

Лист толщиной 0,0015…1 мм

Реверсивный поB стоянного тока

Черновая групB па — переменB ного тока, чисB товая — постоB янного тока

Нереверсивный Круглый профиль до 29 мм, 5…12 мм постоянного тока Реверсивный или нереверсивB ный постоянноB Лист толщиной 4…50 мм го тока

Рельсы, балки высотой 150…750 мм Квадратные и круглые заготовки до 200 мм; уголки 8…16 То же, до 80 мм; уголок № 4–12 То же, до 40 мм; уголок до № 6

Квадратная и близкая к ней заготовB ка (блюм) 400´400…350´350 мм Прямоугольная заготовка (сляб) (250…300)´(2000… 2200) мм Заготовки квадратного сечения 50´50…240´ 240 мм; прямоугольноB го сечения (50…100)´(50…400) мм

Готовая продукция

1,5…27 Лист толщиной 1,5…13 мм; шириной 500…2500 мм

20…30

–

До 20 4…20

6…11

До 45

До 15

Скорость Масса исB прокатки, ходной заB м/с готовки, т

8.1. Технические характеристики прокатных станов

458 Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

ЭЛЕКТРОПРИВОД ПРОКАТНЫХ СТАНОВ

459

Рис. 8.1. Кинематические схемы электроприводов реверсивных станов горячей прокатки На рис. 8.1, а представлен групповой реB дукторный привод валков, на рис 8.1, б — инB дивидуальный безредукторный. Для мощных электроприводов двигатели могут выполняться двухъякорными. Суммарный момент прокатки определяB ется в основном давлением металла на валки и плечом равнодействующей и слабо зависит от скорости прокатки; при перемене направления вращения валков момент меняет свой знак и является реактивным. Типовые скоростные диаграммы электропривода (тахограммы) моB гут иметь вид треугольных или трапецеидальB ных графиков (рис. 8.2), причем при значиB тельных удлинениях прокатываемого металла осуществляется двухзонное регулирование скорости для повышения максимальной (а значит, и средней) скорости прокатки w¢max . Номинальная частота вращения прокатB ных двигателей nном обычно лежит в пределах

50…70 мин-1. Перегрузочная способность l м по моменту составляет обычно 2…2,5. ДиапаB зон регулирования скорости изменением магB нитного потока двигателя не превышает 2:1. Снижать магнитный поток двигателя необхоB димо только при небольших обжатиях, главB ным образом в последних пропусках, когда момент прокатки существенно уменьшается. В табл. 8.2 приводятся основные технические данные некоторых прокатных двигателей реB версивных станов. Основное требование к электропривоB дам обжимных станов — обеспечение миниB мального времени переходных процессов пуска, реверса и торможения, а также миниB мальных потерь мощности в этих режимах при заданных значениях динамического моB мента. При Jå /Jдв = 1,2…1,3 и существующих 1 угловых ускорениях приводов валков 4...6 2 c

Рис. 8.2. Типовые скоростные диаграммы электроприводов: wз — скорость двигателя при захвате; wв — то же, при выбросе металла валками

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

460

8.2. Основные технические данные прокатных двигателей Тип двигателя

МП8000B65

Pном , кВт

6100

ПП9100B67 МП12000B65 2МП11000B70

U ном , В

700

nном , мин-1

50/80

I ном , А

9300

M ном , кН·м

J дв , кг·м2

lм

1192

80×103

2,25 2,5 2,5

10 000

1000

67/90

10 550

1422

92,5×103

8840

900

65/90

10 350

1300

112×103

2´4500

2´800

65/110

1 для индивидуальноB c2 го привода значения динамического момента лежат в пределах (0,32…0,6)М ном для группоB вого и (0,5…0,7)М ном для индивидуального приводов валков. Это позволяет использовать бËльшую часть допустимого момента двигателя при разB гоне со слитком в валках для обжатия металла. Для реверсивных станов скорость захвата wз находится в пределах 1…4 c-1, причем меньB шие значения принимаются в первых пропусB ках. Примерно в тех же пределах находится скорость выброса металла, а в последнем проB пуске выброс металла производится на скороB сти прокатки. Питание прокатных двигателей реверB сивных станов осуществляется по системе геB нератор–двигатель (Г–Д) или тиристорный преобразователь–двигатель (ТП–Д), соответB ственно рис. 8.3, а и б, в которых реверс двиB гателя происходит при изменении полярноB сти напряжения генератора или тиристорного для группового и 7...10

6000

2´664

3

85×10

2,5

преобразователя. Для возбуждения генератоB ров и двигателей применяются обычно тириB сторные преобразователи с трехфазной мостоB вой схемой выпрямления, выбранные на ноB минальный ток возбуждения машин и напряB жение с учетом необходимого коэффициента форсировки. У генератора возбудитель реверB сивный со встречноBпараллельной схемой. Приводные двигатели генераторов, как праB вило, синхронные. Тиристорные преобразователи для пиB тания двигателей выполняются реверсивныB ми со встречноBпараллельной схемой вклюB чения вентильных групп, обеспечивающей лучшие техникоBэкономические показатели. Для мощных приводов применяются комбиB нированные эквивалентные 12Bпульсные схемы выпрямления с питанием выпрямиB тельных мостов от трансформаторов с групB пами соединения, обеспечивающими сдвиг вторичных линейных напряжений, равный 30°. Это дает снижение состава высших гарB моник тока в питающей сети, а также

Рис. 8.3. Силовые схемы главных приводов реверсивных прокатных станов

ЭЛЕКТРОПРИВОД ПРОКАТНЫХ СТАНОВ уменьшение зоны прерывистого режима и переменной составляющей выпрямленного тока. Системы управления электроприводами реверсивных прокатных станов должны обесB печить разгон и торможение при работе двигаB теля с номинальным потоком и постоянным ускорением. Выше основной скорости в завиB симости от перегрузочной способности двигаB теля и требуемой технологии должна быть обеспечена возможность формирования проB цессов или с постоянным ускорением, или с постоянным динамическим током, или со снижением динамического тока по мере осB лабления поля двигателя. Для этих электроB приводов не требуется повышенной точности поддержания заданной скорости при возмущеB ниях со стороны нагрузки — ошибка по скоB рости может быть 1…2 %. Система управления должна обеспечить ограничение тока (момента) электропривода, в том числе и при работе на упор. К индивидуB альному электроприводу валков предъявляютB ся дополнительные требования, заключаюB щиеся в необходимости регулирования соотB ношения скорости вращения верхнего и нижB него валков для «лыжеобразования» и выравB нивания нагрузки двигателей при прокатке. Электроприводы этой группы прокатных станов чаще всего выполняются по реверсивB ной системе ТП–Д с подчиненным регулироB ванием координат, пропорциональным (П) или пропорциональноBинтегральным (ПИ) реB гулятором скорости, ПИBрегулятором тока якоря и зависимой (в функции от ЭДС двигаB теля) системой управления потоком возбуждеB ния двигателя с регулятором ЭДС и подчиненB ным регулятором тока возбуждения двигателя. Для системы Г–Д добавляется подчиненB ный контуру тока контур напряжения генераB тора с интегральным регулятором напряжения. Ограничение выходного напряжения регулятоB ра скорости может изменяться в функции от потока (скорости) двигателя. Сигнал задания скорости формируется с помощью задатчика интенсивности, в котором предусматривается возможность изменения темпа разгона и торB можения в связи с изменением перегрузочной способности двигателя в зависимости от потоB ка возбуждения, а также от режима работы привода. Электропривод непрерывных прокатных станов независимо от того, на каком стане он установлен (заготовочном, листовом, сортоB

461

вом и др.), характеризуется следующими техB нологическими режимами: 1) одновременной прокаткой металла во всех клетях непрерывB ной группы стана и связью между этими клеB тями через прокатываемый металл; 2) ударным приложением и сбросом нагрузки при запраB вочной скорости; 3) разгоном стана с металB лом в валках до максимальной скорости и торB можением до заправочной; 4) прокаткой меB талла в одном направлении в отдельной клети или непрерывной группе клетей. Основное требование, предъявляемое к электроприводам непрерывной группы стана, когда металл прокатывается одновременно во всех клетях с заданным натяжением, — это обеспечение постоянства секундного расхода металла по клетям F1v1 = F2v 2 = ... = Fn v n , где F1 , F2, ..., Fn — сечения металла перед входом в соответствующую клеть; v1 , v 2, ..., v n — скороB сти движения металла перед входом в клети. Другое требование к электроприводам этих станов — обеспечение минимального диB намического и статического падений скорости и восстановление ее за минимальное время при ударном приложении и сбросе нагрузки. Электропривод листовых непрерывных ста нов горячей прокатки. Эти станы обычно имеB ют две группы рабочих клетей: черновую и чистовую. В черновой группе проводится предB варительное обжатие сляба до толщины 20… 25 мм, в чистовой группе достигается заданB ный профилеразмер полосы (толщина, шириB на, поверхность). В существующих тонколистовых станах черновая группа может выполняться по одноB му из двух вариантов: 1) клети расположены друг от друга на расстоянии, большем, чем длина сляба, в свяB зи с чем прокатка в них осуществляется без связи через металл; последние две или три клети объединены в непрерывную трехклетьеB вую группу; 2) черновая группа имеет одну или две реверсивные клети, прокатка выполняется при прямом и обратном направлениях движения металла. В электроприводе горизонтальных валков черновых клетей используются синхронные двигатели переменного тока мощностью 5000…10 000 кВт или двигатели постоянного тока мощностью 2´4250…2´6300 кВт. В элекB

462

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

троприводе вертикальных валков применяютB ся синхронные двигатели и двигатели постоB янного тока мощностью 420 или 630 кВт. Для всех чистовых клетей используются двигатели переменного тока мощностью 5000…10 000 кВт или двигатели постоянного тока мощностью 2´4250…2´6300 кВт. Электроприводы постоянного тока рабоB чих валков выполняются по системе ТП–Д с 12Bпульсной схемой выпрямления для режима прокатки и шестипульсной при торможении. Система управления двигателями каждой клети чистовой группы стана должна обеспечиB вать малый статизм (порядка 0,5 %) и удовлеB творительный характер переходного процесса при ударном приложении нагрузки (Dw дин £ 2 %, время процесса 0,2…0,3 с). Эти требования моB гут быть выполнены двухзонными системами подчиненного регулирования скорости с возB действием на напряжение двигателя и его поB ток возбуждения [4, 9, 32]. Для получения треB буемых профилеразмеров прокатываемого листа на станах применяют системы автоматиB ческого регулирования толщины (САРТ) и наB тяжения (САРН) с воздействием соответственB но на привод нажимных устройств и скорость прокатных двигателей. Электропривод листовых непрерывных станов холодной прокатки. Эти станы содерB жат несколько клетей, расположенных послеB довательно, разматыватель и моталки. Это в основном четырехB и пятиклетьевые станы (рис. 8.4) [9]. Технологический процесс на таB ких станах состоит из заправки полосы, подаB ваемой с разматывателя на заправочной скоB рости 0,5…1 м/с последовательно в первую, вторую и последующие клети. После выхода из последней клети передний конец полосы заправляется на барабане моталки, а затем стан разгоняется до рабочей скорости (30… 40 м/с). Перед окончанием прокатки скоB рость снижается до заправочной, на которой и осуществляется выпуск полосы. Прокатка

ведется с натяжением, которое не превышает 0,5…0,6 от предела текучести. Основные требования к электроприводу рабочих валков — широкий диапазон регулиB рования скорости (от 0,5…1 до 30…40 м/с); поддержание заданного соотношения скороB стей рабочих валков во всех режимах; возB можность толчковой работы; автоматическое замедление стана при проходе сварных швов; аварийное торможение при обрыве полосы [9]. Для привода валков клетей и моталок исB пользуются двигатели постоянного тока незаB висимого возбуждения с двухзонной системой регулирования скорости. Для современных неB прерывных станов холодной прокатки мощB ность привода одной клети доходит до 9000 кВт и выше при относительно больших значениях скорости вращения. Привод валков индивидуB альный, так как указанная мощность выше предельной мощности существующих машин постоянного тока. Системы питания двигателей от индивиB дуальных источников напряжения в настоящее время находят преимущественное применение в современных станах холодной прокатки. Для этих целей используются электромашинные и полупроводниковые преобразователи. В табл. 8.3 в качестве примера приводятB ся основные технические данные электроприB водов одного из пятиклетьевых станов. Электропривод вспомогательных механиз мов прокатных станов. Вспомогательные мехаB низмы классифицируются по назначению, реB жиму работы и другим признакам. По назнаB чению различают механизмы: транспортные (слитковозы, рольганги, манипуляторы, канB тователи, поворотные и подъемноBкачающиеB ся столы, шлепперы, упоры, толкатели, сталB киватели и т.п.); установочные — нажимные устройства для установки верхнего валка, устB ройства перевалки валков, перемещения клеB тей и т.д.; резки металла — ножницы поперечB

Рис. 8.4. Технологическая схема стана холодной прокатки

ЭЛЕКТРОПРИВОД ПРОКАТНЫХ СТАНОВ

463

8.3. Технические данные электроприводов стана 2000 Данные двигателей

Номер клети

НаименоB вание меB ханизма

Тип

Мощность на одну клеть, кВт

СкоB рость, мин-1

ПередаB точное НапряB отноB Ток, А жение, В шение

1 2МПB4800B 2´2´2700 310/1550 2´3200 260B1

2´900

0,925

4

0,777

5

0,725

Моталка

Система управления

1,08

2 3

Тип привода

3МПB3100B 210

3´1250

270/800

4300

ной и продольной резки, пилы и т.п.; намоB точноBразмоточные устройства — для сматыB вания и наматывания металла. В зависимости от режима работы разлиB чают вспомогательные механизмы с режимами нагрузки продолжительной S1; кратковременB ной S2; повторноBкратковременной S3–S5; пеB ремежающейся S6–S8. Имеются вспомогательные механизмы, не требующие регулирования скорости, и с ее реB гулированием. Выбор типа электропривода опB ределяется конкретными требованиями к элекB троприводу со стороны механизма. Могут приB меняться как асинхронные электроприводы с короткозамкнутым и с фазным роторами общеB промышленного и металлургического исполнеB ний, так и электроприводы постоянного тока. Электроприводы нажимных устройств большинства прокатных станов выполняются по системе ТП–Д позиционные [32]. Для таB ких электроприводов основным требованием является обеспечение необходимой точности позиционирования, которая в зависимости от типа прокатного стана лежит в пределах от 0,5…1 до 0,01…0,02 % полного рабочего хода механизма (высокоточные листовые станы). Указанная точность достигается путем примеB нения соответствующих датчиков положения и электропривода с требуемыми динамическиB ми свойствами. При невысоких требованиях к точности (0,25…0,5 %) используется сельсинноBтрансB форматорная схема измерения рассогласоваB ния. В противном случае применяются двухотB счетные сельсинноBтрансформаторные схемы с использованием сельсинBзадатчиков и сельB синBтрансформаторов грубого и точного отB

930

1,0

ИндивидуB альный

Тиристорный преобразоваB тель–двигатель с последовательB ной коррекцией

БезредукB торный

счетов (точность до 0,1…0,25 %), а в настоящее время для этих целей служат цифровые измеB рители положения (точность ³0,1 %). Системы с регулированием положения строятся, как правило, по принципу подчиB ненного регулирования, с внутренними контуB рами скорости и тока [32]. Процесс отработки заданного пути состоит из разгона двигателя до установившейся скорости, перемещения на этой скорости, торможения до полного остаB нова. При отработке малых перемещений втоB рой этап отсутствует. Наиболее ответственным является этап торможения, в результате котоB рого механизм должен остановиться в заданB ном положении за минимальное время без пеB ререгулирования. Электропривод рольгангов в большинстве своем работает в повторноBкратковременном режиме. При этом число включений в час и продолжительность включения зависят от наB значения рольганга и типа стана [9]. Рольганги имеют групповой или индивидуальный приB вод. При групповом приводе (рис. 8.5, а) секB ция рольганга, включающая в себя 3…10 ролиB ков и более, имеет общий одноB или двухдвиB гательный привод. Это рабочие, удлинительB ные и приемные рольганги обжимных станов, рольганги печей и т.п. Для рольгангов с групповым приводом, работающих с частотой включения £500 вклюB чений в час и не требующих регулирования скорости, применяются асинхронные двигатеB ли с фазным ротором (приемные рольганги обжимных станов, рольганги у печей и т.п.); для электроприводов с частотой включений в час ³1000 с регулированием скорости — двигаB тели постоянного тока.

464

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

Рис. 8.5. Кинематические схемы электроприводов рольгангов При индивидуальном приводе (рис. 8.5, б) каждый ролик имеет отдельный двигатель. Это привод станинных роликов обжимных прокатB ных станов, транспортных рольгангов, наприB мер отводящий рольганг листовых станов гоB рячей прокатки. Привод выполняется либо на основе двигателей постоянного тока с группоB вым питанием от тиристорного преобразоватеB ля, либо на базе асинхронных двигателей с реB гулированием скорости изменением частоты. Электропривод ножниц с параллельными и наклонными ножами, а также летучих криB вошипных ножниц или непрерывно работает с запуском и остановом ножниц с помощью муфты, или функционирует в режимах запусB ка на каждый рез. В первом случае привод работает в продолжительном режиме с переB менной нагрузкой, в связи с чем обычно приB меняется асинхронный двигатель. Во втором случае двигатель включается каждый раз пеB ред порезом, поэтому режим работы — поB вторноBкратковременный, с большой частоB той включения, требующий применения электропривода постоянного тока по системе ТП–Д или асинхронного частотноBуправляеB мого привода. Электропривод дисковых ножниц работаB ет в продолжительном режиме. Для лучшего использования запаса кинетической энергии вращающихся масс в процессе реза электроB привод ножниц должен обеспечивать режим работы на упор. Суммарная мощность двигаB телей в зависимости от типа ножниц и других факторов колеблется от сотен до 5000 кВт. СуB ществует тенденция к снижению передаточноB го отношения редуктора или применению безB редукторного привода.

Электропривод намоточноразмоточных и натяжных механизмов должен обеспечивать основное требование — поддержание постоянB ным натяжения металла, который наматываетB ся на барабан моталки (сматывается с него). Точность поддержания натяжения в ряде слуB чаев оказывает решающее влияние на технолоB гический процесс: на толщину и физикоBмехаB нические свойства металла, качество смотки рулона, число обрывов и т.д. Привод намоточноBразмоточных мехаB низмов выполняется как индивидуальный, одB ноB и многодвигательный от двигателей постоB янного тока, питаемых по системе ТП–Д. Применяются двигатели с уменьшенным моB ментом инерции. В табл. 8.4 приводятся техB нические данные электроприводов моталок некоторых непрерывных станов горячей и хоB лодной прокатки листа [19]. Системы управления электроприводами обычно имеют два режима работы: регулироB вания скорости (служит для заправки полосы, транспортирования ее без натяжения и являетB ся вспомогательным) и регулирования натяжеB ния (является основным и должен поддержиB вать натяжение с точностью до 3…10 % в завиB симости от назначения электропривода, а в некоторых случаях до 1 %) [3]. При этом диаB пазон изменения уставок натяжения составляB ет 1:10 и более. Принципиально системы автоматическоB го регулирования натяжения могут быть поB строены как с непосредственным измерением натяжения, так и путем измерения и регулироB вания косвенных параметров, определяющих величину натяжения. В большинстве случаев используют косвенное регулирование.

ЭЛЕКТРОПРИВОД РАБОЧИХ МАШИН ДЛЯ ТРАНСПОРТИРОВАНИЯ

465

8.4. Технические данные электроприводов моталок Наименование механизма

Номинальные Момент Тип инерции, мощность, напряB ток, скорость, момент, двигателя кг×м2 кВт жение, В А мин-1 Н×м

Система привода

Моталка стана: холодной прокатки 630

МПB1000 2МПB2000

холодной проB катки 2500 2П2 800/300 горячей проB катки 2500 горячей проB катки 2000

1000

440 2460 315/800

30 400

450

2´30 400

900

2000

2´440

2х2800

1000

2960 300/500 2´91 000

9350

1120

700

1725 200/400

54 000

750

1250

600

2240 250/450

48 000

795

П2B800

Как известно [40], ток якоря двигателя IТ, идущий на создание натяжения Т, при намотB ке равен IT =

TD , 2iр kFh

где D — диаметр рулона; ip — передаточное чисB ло редуктора; k и Ф — соответственно констB руктивная постоянная и магнитный поток двиB гателя; h — КПД редуктора. В соответствии с последней формулой система управления должна содержать регуB лятор тока якоря двигателя, задающий сигB нал которого Iз.т пропорционален заданному значению натяжения, и регулятор ЭДС, обеспечивающий выполнение соотношения E = 2 kFv п iр / D, где vп — линейная скорость полосы; Е — ЭДС двигателя. Сигнал обратной связи регулятора тока формируется по полному току двигателя, и для обеспечения нужного значения Iз.т сигнал заB дания тока должен содержать составляющие, компенсирующие динамический ток двигатеB ля, а также составляющие статического тока, идущие на преодоление потерь в двигателе и механизме и момента изгиба полосы для элекB троприводов намоточноBразмоточных мехаB низмов. Современные системы управления элекB троприводами обеспечивают необходимый диапазон задания тока, точность регулироваB ния тока IТ составляет 1…15 % от Iном, точB ность регулирования ЭДС равна 1 %, точность регулирования статического тока во время разB

ТП–Д двухB зонного регуB лирования Г–Д двухзонB ного реулироB вания ТП–Д двухB зонная

гона и торможения 5 %, время отработки задаB ния на ток IТ не более 10…20 мс при перерегуB лировании £5 % [32]. 8.2. ЭЛЕКТРОПРИВОД РАБОЧИХ МАШИН ДЛЯ ТРАНСПОРТИРОВАНИЯ ЖИДКОСТЕЙ И ГАЗОВ Рабочие машины для транспортироваB ния жидких сред и газов, называемые в дальнейшем нагнетателями, используются во всех областях промышленности, энергеB тике, сельском и коммунальном хозяйствах и т.д. Электроприводы нагнетателей являB ются основными потребителями электроB энергии. По данным экспертов ЕвропейскоB го Союза, доля потребления электроэнергии нагнетателями составляет в промышленноB сти 60 % от всей потребляемой электроB энергии в этом секторе и 80 % — в коммерB ческом [14]. В зависимости от вида перемещаемого рабочего тела нагнетатели подразделяются на две группы: 1) насосы — машины для напорного пеB ремещения (всасывания, нагнетания) главB ным образом жидкости в результате сообщеB ния ей энергии (кинетической или потенциB альной); 2) воздуходувные машины — машины для повышения давления и подачи воздуха или другого газа. По степени повышения давлеB ния, представляющей собой отношение давлеB ния газа на выходе из машины к давлению на

466

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

ее входе, различают вентиляторы (до 1,15) и компрессоры (>1,15). Независимо от рода перемещаемого раB бочего тела нагнетатели подразделяются на динамические и объемные. В динамических нагнетателях среда перемещается под силоB вым воздействием на нее в камере, постоянB но сообщающейся со входом и выходом наB гнетателя. В объемных нагнетателях среда пеB редвигается вследствие периодического измеB нения объема рабочей камеры, попеременно сообщающейся со входом или выходом наB гнетателя. По принципу действия динамические наB гнетатели классифицируются на лопастные, нагнетатели трения и электромагнитные. В лоB пастных нагнетателях (рис. 8.6) среда (жидB кость или газ) перемещается благодаря взаиB модействию с лопастями вращающегося рабоB чего колеса. Наиболее распространены центробежные и осевые нагнетатели. В центробежных нагнеB тателях среда перемещается под действием центробежной силы, возникающей при вращеB нии рабочего колеса 1 с профильными лопатB ками 2. В осевых нагнетателях она движется вдоль оси рабочего колеса 3 под воздействием вращающихся лопастей 4, а в вихревых — по периферии рабочего колеса 5 с лопастями 6. В нагнетателях трения среда перемещаетB ся под воздействием сил трения. К нагнетатеB лям трения относятся струйные и дисковые. Например, в струйных нагнетателях перемеB щение нагнетаемого (откачиваемого) вещества происходит в результате увлечения его струей жидкости, пара или газа (различают жидкоB, пароB и газоструйные нагнетатели). ЭлектроB магнитные нагнетатели характерны тем, что электропроводящая жидкая среда перемещаетB ся в них под воздействием электромагнитной силы, возникающей при взаимодействии магB нитного поля с электрическим током, прохоB дящим через перемещаемую среду.

Рис. 8.6. Схемы лопастных машин: а — центробежного типа; б — осевого типа; в — вихревого типа

Рис. 8.7. Схема объемной машины поршневого типа (одностороннего действия) По принципу действия объемные нагнеB татели делятся на поршневые, роторные, диаB фрагменные и др. Поршневой насос — это возвратноBпоB ступательный насос, у которого рабочие оргаB ны выполнены в виде поршней (рис. 8.7). Для повышения равномерности подачи используB ют многоцилиндровые насосы. Диафрагменный насос — возвратноBпоB ступательный насос, в котором рабочие оргаB ны изготовлены в виде упругих диафрагм, заB крепленных по краям и изгибающихся под действием рычажного механизма. При изгибе диафрагмы в одну сторону происходит всасыB вание жидкости, при изгибе в другую — ее наB гнетание. На рис. 8.8 показаны области применеB ния водяных насосов различных типов (поршB невых — ПМ, центробежных — ЦМ и осеB вых — ОМ) в зависимости от развиваемых ими значений напора Н и подачи Q. ОриентироB вочные значения основных параметров некоB торых типов вентиляторов и компрессоров приведены в табл. 8.5. Наибольшее распространение получили центробежные нагнетатели. Центробежные насосы являются массовыB ми и энергоемкими механизмами. На привод этих механизмов расходуется ~20 % всей элекB троэнергии, вырабатываемой в стране. МощB

Рис. 8.8. Области применения водяных насосов различных типов

ЭЛЕКТРОПРИВОД РАБОЧИХ МАШИН ДЛЯ ТРАНСПОРТИРОВАНИЯ

467

8.5. Основные параметры компрессоров и вентиляторов Рабочая машина

Тип

Поршневые Компрессоры

Роторные Центробежные Осевые

Вентиляторы

Центробежные Осевые

ность промышленных насосов лежит в предеB лах от единиц до нескольких десятков тысяч киловатт. Мощности питательных насосов тепB ловых электростанций и насосов гидротехничеB ских сооружений доходят до 25 000 кВт и более. По назначению различают следующие группы насосов: коммунального и промышB ленного водоснабжения; погружные для подаB чи воды или нефти из скважин; циркуляционB ные; питательные; водоотлива; для транспорB тирования нефти, угля и других продуктов. Насосы, как правило, работают на сеть с противодавлением, причем статический напор в сети составляет обычно ³20 % от полного наB пора. Исключением являются циркуляционные насосы, которые могут работать на сеть, пракB тически не имеющую статического напора. Вентиляторы занимают среди центробежB ных нагнетателей второе место после насосов по распространению в промышленности. ОсB новное количество приходится на вентилятоB ры санитарноBтехнического назначения, осуB ществляющие кондиционирование воздуха в производственных и других помещениях. НеB смотря на относительно малую мощность саниB тарноBтехнических вентиляторов (до 100 кВт), на их долю приходится значительная потребB ляемая суммарная мощность. Крупные вентиляторы используются для подачи воздуха в шахты рудников, для увелиB чения интенсивности охлаждения воды в граB дирнях химических комбинатов. Мощные венB тиляторы имеют невысокую частоту вращения рабочего колеса, обычно £600 мин-1. Ограничение допустимой линейной скоB рости концов лопаток рабочего колеса вынуB ждает с увеличением диаметра колеса сниB жать его номинальную частоту вращения. Крупнейшие вентиляторы градирен с диаметB ром лопастей до 20 м имеют частоту вращеB ния £110 мин-1. Для таких вентиляторов приB

Подача, м3/мин

£500

Степень повышения давления

2,5…1000 3…12

100…4000

3…20

100…15 000

2…20

£6000

1…1,15

50…10 000

1…1,04

меняется как тихоходный безредукторный привод, так и соединение вала электродвигаB теля с рабочим колесом вентилятора через редуктор. Мощные вентиляторы имеют большой момент инерции, что затрудняет их пуск и в некоторых случаях требует применения элекB трического торможения для быстрого останова рабочего колеса. Вентиляторы в отличие от других нагнетателей всегда работают на сеть без противодавления, вследствие чего зависиB мость момента статического сопротивления на валу приводного двигателя от частоты вращеB ния носит квадратический характер, а подвоB димая к вентилятору мощность без учета поB терь на трение в подшипниках пропорциоB нальна кубу скорости. Компрессоры являются наиболее мощныB ми центробежными нагнетателями. В настояB щее время мощность компрессоров достигает 18 000 кВт, имеется перспектива увеличения мощности до 25 000 кВт и выше. Эти машины предназначены для повышения давления газа и транспортирования его по магистральным трубопроводам. Отличие в характеристиках компрессоров от других центробежных машин заключается в том, что при более высоких часB тотах вращения повышаются степень сжатия газов и их плотность. Наиболее типичные области применения компрессоров: генерирование пневматической энергии (энергетические компрессоры); трансB портирование газа по магистральным газопроB водам; компрессирование воздуха для получеB ния кислорода методом разделения; подача воздуха и кислорода в доменную печь; холоB дильная техника. Все компрессорные машины быстроходB ны. Частота вращения рабочего колеса их леB жит в пределах 3000…20 000 мин-1. Поэтому для компрессоров применяются, как правило,

468

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

быстроходные электродвигатели с номинальB ной частотой вращения 3000 мин-1. В тех слуB чаях, когда требуется большая частота вращеB ния колеса, между двигателем и компрессором устанавливается мультипликатор (повышаюB щая передача). Характеристики нагнетателей. ОсновныB ми величинами (координатами), характериB зующими работу нагнетателей, являются созB даваемые ими подача (производительность), давление (напор), полезная мощность, передаB ваемая потоку жидкости или газа рабочими органами, КПД. Подача — количество жидкоB сти или газа, перемещаемое нагнетателем в единицу времени. При измерении подачи в единицах объема (м3/ч или м3/с) ее называют объемной и обозначают Q. Используют также понятие «массовая подача» М. Массовая подаB ча — масса среды (жидкости или газа), переB мещаемой в единицу времени. Массовая подаB ча связана с объемным соотношением М = gQ, где g — плотность среды, г/ м3. При отсутствии утечек из условия поB стоянства секундного расхода среды следует, что массовая подача в любом сечении нагнеB тателя одинакова. В противном случае жидB кость (или газ) накапливалась бы или исчезаB ла в определенном месте. Объемная подача одна и та же в любом сечении проточной поB лости у насосов, поскольку жидкость практиB чески несжимаема. У вентиляторов объемная подача примерно одна и та же в любом сечеB нии, поскольку давление, развиваемое вентиB лятором, невелико и сжатием воздуха или гаB за можно пренебречь. В компрессорах изBза значительного повышения давления плотB ность воздуха (газа) по длине проточной поB лости возрастает и объемная подача (произB водительность) Q = M/g уменьшается. Давление насоса определяется зависимоB стью p = pк - pн + g

щая удельную (отнесенную к единице массы) механическую энергию жидкости в данной точB ке потока. Напор равен максимальной высоте, на которую может подняться жидкость над поB верхностью отсчета, обозначается буквой Н и выражается в метрах. Напор и давление связаB ны соотношением H = p/(gq). Напор, создаваеB мый вентилятором, выражают иногда в миллиB метрах водяного столба. Мощность нагнетателя, кВт, необходиB мая для транспортирования (перемещения) рабочего тела Pнаг = pQ / 1000 или Pнаг = gq

HQ . 1000

P Мощность на валу нагнетателя Pв = наг , h где h — КПД нагнетателя. Зависимости давления р (напора Н), мощности Pв и КПД от подачи Q называются характеристиками нагнетателя. На рис. 8.9 поB казан примерный вид таких характеристик для центробежного нагнетателя при номинальной скорости. Зависимость H = f(Q) центробежных нагнетателей в общем случае описывается слеB дующим выражением: H = Aw2 + BwQ + CQ 2, где w — угловая скорость рабочего колеса, 1/с; А, В, С — коэффициенты. Характеристики H = f(Q) центробежных насосов в пределах рекомендуемых подач при постоянной скорости описываются уравнениB ем квадратической параболы [22] : H = HФ - RфQ 2, где HФ — фиктивный напор при нулевой подаB че, м; Rф — гидравлическое фиктивное сопроB тивление насоса. Значения HФ и Rф приведены в работе [22] . Фиктивные параметры HФ и Rф могут

v 2к - v 2н + gq(Z к - Z н ), 2

где pк и pн — соответственно давление на выхоB де (конечное) и на входе (начальное), Па; v к и v н — соответственно скорости потока жидкости на выходе и входе насоса, м/с; Z к и Z н — соотB ветственно высоты расположения центров тяB жести выходного и входного сечений насоса, м; q = 9,81 м/с2. Наряду с давлением часто используется понятие «напор». Напор — величина, выражаюB

Рис. 8.9. Характеристики центробежного насоса

ЭЛЕКТРОПРИВОД РАБОЧИХ МАШИН ДЛЯ ТРАНСПОРТИРОВАНИЯ

469

быть определены также по двум точкам харакB теристики насоса, приведенной в каталоге, или экспериментальной характеристики. Зависимость между подачей через трубоB провод и напором, который требуется для обеспечения этой подачи, называется характеB ристикой трубопровода (магистрали). Обычно она имеет вид Н с = H ст + Rм Q 2, где Н с — напор в начале магистрали; Rм — гидB равлическое сопротивление магистрали; H ст — статический напор, обусловленный величиной напора Нтр, требуемого в конце магистрали, и разностью геодезических отметок подачи и приема жидкости Hг: Нст = Нг + Нтр. Пересечение характеристик H = f(Q) наB соса и магистрали определяет координаты усB тановившегося режима. Центробежные вентиляторы работают на сеть без противодавления (H ст = 0), для них характеристика магистрали имеет вид Н с = Rм Q 2. При скоростях, отличных от номинальB ной, характеристики центробежной машины можно получить при использовании законов подобия, которые выражаются следующими соотношениями: Q1 / Q2 = w1 / w2; Н1 / Н 2 = (w1 / w2)2; Р1 / Р2 = (w1 / w2)3 . Законы подобия справедливы, если при изменении скорости КПД для рассматриваеB мых точек характеристик остается постоянB ным. Регулирование подачи центробежных наB гнетателей осуществляется или дросселироваB нием с помощью заслонки на выходе нагнетаB теля, или изменением скорости нагнетателя. Изменение подачи с Q1 до Q2 дросселированиB ем и изменением скорости иллюстрируется графиками на рис 8.10. Здесь приведены хаB рактеристики центробежного насоса при скоB ростях w1 (кривая 1) и w2 (кривая 2) и характеB ристики магистрали при различных положениB ях заслонки (кривые 3 и 4). Пересечение характеристик насоса и маB гистрали дает рабочую точку насоса (точки А1,

Рис. 8.10. Регулирование подачи насоса измене нием угловой скорости и дросселированием А2, A2¢ на рис. 8.10). Прикрывая заслонку, увеB личивают крутизну характеристики магистраB ли, при этом рабочая точка насоса А1 перемеB щается в положение А2, в котором подача уменьшается до значения Q2, а напор магистB рали за заслонкой снижается до значения H 2¢ за счет потерь напора DH на заслонке. Если же заслонка осталась открытой, а скорость насоса упала до значения w2, то рабочая точка перехоB дит в положение A2¢ , где подача уменьшается также до значения Q2, причем в данном случае потери на заслонке отсутствуют. Мощность насоса, необходимая для переB мещения жидкости с подачей Q2 при регулироB вании дросселированием, определяется произB ведением H 3Q2, а при регулировании изменеB нием скорости — произведением H 2¢Q2. РегулиB рование подачи изменением скорости центроB бежного нагнетателя существенно экономичB нее, чем дросселированием. Это обстоятельство служит причиной пеB рехода от нерегулируемого электропривода к регулируемому. Например, переход от нерегуB лируемого электропривода насосов в системах водоснабжения коммунального хозяйства к частотноBрегулируемому позволяет экономить до 60 % электроэнергии, до 25 % потребления холодной воды и до 15 % горячей [13]. Экономия воды в системах водоснабжеB ния связана с устранением при регулируемом электроприводе ненужных избытков напора. Наряду с экономией воды и электроэнергии применение регулируемого электропривода позволяет: – экономить теплоту в системах горячего водоснабжения за счет снижения потерь воды, несущей теплоту;

470

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

– уменьшить износ основного оборудоваB ния благодаря плавным пускам, устранению гидравлических ударов и т. д.; – снизить шум, что особенно важно при расположении насосов вблизи жилых или слуB жебных помещений. Применение регулируемого электроприB вода для механизмов собственных нужд теплоB вых электрических станций (дымососов, насоB сов и т.п.) позволяет не только экономить электроэнергию, но и увеличить мощность энергоблоков на 1…2 % вследствие улучшения технологических процессов выработки элекB троэнергии, например сжигания топлива [14]. Особенности работы нагнетателей, опреде ляющие требования к электроприводу. ОсновB ными условиями работы и свойствами нагнеB тателей, которые определяют требования к электроприводу, являются: – продолжительный режим работы со спокойной нагрузкой; – широкий диапазон мощностей: от соB тен ватт до нескольких десятков мегаватт; – целесообразность регулирования скоB рости по технологическим условиям и энергеB тическим показателям; небольшой, как правиB ло, диапазон регулирования скорости Д £ £ (2…3); – отсутствие необходимости в реверсироB вании. Характерная особенность лопастных наB гнетателей — существенное снижение момента при уменьшении скорости, возможность обB легченного пуска насосов при закрытой заB движке, большой момент инерции центробежB ных вентиляторов. Системы электроприводов нагнетателей. Разнообразие условий применения нагнетатеB лей, их конструкции, режимов эксплуатации определяют возможность и экономическую целесообразность использования различных систем электропривода. Развитие техники саB мого электропривода обусловливает смену одних систем регулируемого электропривода другими, что также приводит к разнообразию возможных технических решений. Для насоB сов, вентиляторов и компрессоров в основB ном применяли нерегулируемые электроприB воды. В последние годы стали широко исB пользовать регулируемые электроприводы наB гнетателей. Область применения нерегулируемого электропривода определяется режимами рабоB ты нагнетателя, при которых по технологичеB

ским условиям рабочие параметры постоянны или мощность нагнетателя невелика и регулиB рование производительности без больших поB терь энергии может быть осуществлено возB действием на нагнетатель или на его гидравлиB ческую сеть. Наиболее распространенным видом элекB троприводов является электропривод на базе короткозамкнутого асинхронного двигателя вследствие своей простоты и наименьших каB питальных вложений. Этот вид электропривоB да применяется для нагнетателей от самых маB лых мощностей до нескольких тысяч киловатт. При мощностях >300 кВт в электроприводах наряду с короткозамкнутыми асинхронными двигателями используются синхронные двигаB тели. Для тех случаев, когда по условиям пуска необходимо ограничение ускорений или пусB ковых токов, служили асинхронные двигатели с фазным ротором. Широкое применение в настоящее время находит асинхронный элекB тропривод с устройствами «мягкого» пуска на базе тиристорных преобразователей напряжеB ния [13, 22, 36]. Простейшие системы регулируемого электропривода обеспечивают ступенчатое реB гулирование частоты вращения. Для нагнетаB телей малой мощности применяются многоB скоростные асинхронные двигатели; для двиB гателей большей мощности получили распроB странение схемы с питанием асинхронного или синхронного двигателя от источников с регулируемой частотой. Ступенчатое регулирование частоты враB щения привода, а следовательно, и подачи не обеспечивает задач автоматического поддерB жания технологических параметров нагнетатеB ля и применяется, как правило, в сочетании с гидроB или аэродинамическими средствами регулирования. Использование таких систем носит ограниченный характер. Регулируемый электропривод целесообB разно применять в следующих случаях: – если по условиям работы производиB тельность нагнетателя необходимо изменять в широких пределах (например, для насосов систем водоснабжения, энергетических и газоB вых компрессоров); – когда механизм длительно работает с производительностью существенно ниже ноB минальной (например, шахтные вентиляторы); – если требуется автоматическое регулиB рование производительности нагнетателей

ЭЛЕКТРОПРИВОД РАБОЧИХ МАШИН ДЛЯ ТРАНСПОРТИРОВАНИЯ (например, холодильных компрессоров, некоB торых циркуляционных и питательных насоB сов); – при использовании нагнетателя в исB пытательных и экспериментальных установках (например, в аэродинамических трубах). Электропривод с плавным изменением частоты вращения в широком диапазоне наиB лучшим образом удовлетворяет условиям автоB матического и экономичного регулирования производительности нагнетателей. Для регулиB рования скорости насосов, вентиляторов и компрессоров могут быть использованы элекB троприводы постоянного или переменного тоB ка. Однако широкого распространения элекB троприводы постоянного тока не получили. В отдельных случаях используются электроB приводы постоянного тока для агрегатов мощB ностью до 600…800 кВт. Наиболее часто применяются электроB приводы переменного тока с регулированием скорости изменением частоты. Для нагнетатеB лей большой мощности в ряде случаев испольB зуются электроприводы на базе асинхронB ноBвентильных каскадов. Стоимость и другие техникоBэкономические показатели каскадов зависят от глубины регулирования, поскольку преобразованию в этих схемах подвергается не полная энергия, потребляемая приводом, а лишь ее часть, пропорциональная диапазону регулирования. Для регулирования частоты вращения синхронных электродвигателей насосов, венB тиляторов, компрессоров служат регулируемые электроприводы по схеме «вентильного двигаB теля». Электроприводы насосов. Насосы, котоB рые находятся в эксплуатации, оснащены в большинстве случаев нерегулируемым элекB троприводом. Производительность насосов реB гулируется в следующих случаях: – при необходимости регулирования коB личества жидкости, подаваемой насосом, в соB ответствии с требованиями технологического процесса или в связи со случайными изменеB ниями потребности в жидкости. Например, подачу жидкости циркуляционным насосом системы водоснабжения нужно регулировать в зависимости от количества теплоты, подлежаB щей отводу; при этом подача насоса водоснабB жения должна изменяться соответственно реB жиму водопотребления; – если даже не требуется регулировать подачу насоса во время работы, то обеспечеB

471

ние необходимого расхода связано с его перB воначальной подрегулировкой. Например, если для подачи жидкости на определенную высоту при постоянстве расхода и сопротивB ления гидросети нужен насос с параметрами Q1 и Н1, то выбирается по каталогу насос с ближайшим номинальным напором при данном расходе согласно неравенству Н ном > Н1; при этом для работы с заданными параметрами напор насоса должен быть сниB жен с Н ном до Н1. Насосные агрегаты обычно объединяются в насосные станции, при этом несколько наB сосов работают параллельно на одну сеть. РеB гулирование подачи насосной станции измеB нением частоты вращения насосов осуществB ляется двумя способами: изменением частоты вращения всех насосов или значительным снижением частоты вращения одного из насоB сов. Регулирование производительности измеB нением частоты вращения одновременно всех насосов по своим показателям равноценно реB гулированию скорости насоса при его одиночной работе. По условиям экономичности регулироваB ния несколько более выгодно одновременное изменение частоты вращения всех параллельB но работающих насосов. Однако это связано с увеличением капитальных затрат на оснащеB ние агрегатов регулируемым электроприводом. Поэтому для большинства насосных станций достаточно иметь один регулируемый агрегат и осуществлять регулирование отключением отB дельных насосов. Насосы, как правило, являются механизB мами с режимами продолжительной нагрузки и большим числом часов работы в году; при этом нагрузка на валу приводного двигателя спокойная. Центробежные насосы — быстроB ходные механизмы. Номинальная частота враB щения приводного двигателя обычно ³600 мин-1, верхнее значение рабочей частоты вращения для насосов, как правило, равно 3000 мин-1, лишь в редких случаях требуется более высокая номинальная частота вращения. Для насосов характерна существенная заB висимость момента сопротивления на валу от частоты вращения; поскольку насосы обычно работают на противодавление, то эта зависиB мость отличается от квадратической характеB ристики вентилятора. При регулировании часB тоты вращения от нуля до минимальной снаB чала зависимость носит квадратичный харакB тер; затем, когда насос разовьет напор, достаB

472

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

Рис. 8.11. Примеры механических характери стик насосов: 1 — w = const; 2 — H = const; 3 — H ст = 0,8H ном ; 4 — H ст = 0,5H ном ; 5 — H ст = 0; 6 — Q = const; 7 — при закрытой задвижке точный для преодоления статического напора, характер зависимости М = f(n) изменяется и диктуется значением статической составляюB щей напора. Примеры механических характеB ристик насосов показаны на рис. 8.11. Пуск насосов обычно проводится на заB крытую задвижку, зависимость момента на ваB лу от частоты вращения при пуске носит венB тиляторный характер (квадратичная зависиB мость) с максимальным моментом для больB шинства насосов, лежащим в пределах 0,4…0,8 номинального. Электроприводы центробежных компрессо ров. Производительность компрессоров в наB стоящее время регулируется в основном дросB селированием на стороне нагнетания, при этом снижается КПД механизма пропорциоB нально диапазону регулирования производиB тельности. В последние годы для компрессоров разB работана система регулирования путем повоB рота лопаток направляющего аппарата; КПД регулирования направляющим аппаратом заB метно выше, чем при дросселировании. ОднаB ко применение направляющего аппарата суB щественно усложняет конструкцию компресB сора и снижает его надежность. Поэтому укаB занный метод не получил широкого распроB странения в мировой практике. Наиболее соB вершенным способом регулирования произвоB дительности компрессоров является изменеB ние частоты вращения их электродвигателей. Особенность работы компрессоров состоB ит в том, что каждой частоте вращения соотB ветствует определенная критическая подача

машины, ниже которой работа становится неB устойчивой. Причиной этого является повтоB ряющийся срыв потока с рабочих и направB ляющих лопаток, что приводит к сильным пульсациям давления, открыванию и закрываB нию обратного клапана и возникновению аваB рийных колебаний в системе. Такой режим называется помпажным. Работа компрессоров в режимах помпажа недопустима. С уменьшеB нием частоты вращения область помпажных режимов сокращается, вследствие чего при реB гулировании путем изменения частоты вращеB ния работа компрессора становится возможB ной и с пониженной подачей. Технологическая необходимость регулиB рования подачи компрессорных машин связаB на с их назначением. Так, режим работы наB гнетателей магистральных газопроводов опреB деляется графиком потребления газа в конечB ной точке газопровода. Задачей регулирования подачи компресB соров является в данном случае обеспечение транспортирование требуемого количества гаB за при минимальных энергетических затратах. При сокращении потребления газа необходиB мо снижение подачи во избежание излишнего повышения давления в трубопроводах. ПоB скольку компрессоры на магистральных газоB проводах объединяются в станции, состоящие из нескольких последовательно и параллельно работающих компрессоров, то в настоящее время регулирование подачи ведется ступенчаB то изменением числа работающих машин. Для плавного регулирования этот метод дополняB ется дросселированием на стороне нагнетания. Исследования показали, что применение электропривода, обеспечивающего плавное и экономичное регулирование скорости, дает увеличение КПД установки на 25 % по сравнеB нию с регулированием посредством дросселиB рования и на 12 % по сравнению с регулироваB нием при помощи направляющего аппарата. Регулируемый электропривод мощных компрессоров магистральных газопроводов в ряде случаев выполняется по схеме асинхронB ного вентильного каскада. Эксплуатация этих приводов показывает их хорошие качества: экономичность и возможность работы паралB лельно и последовательно соединенных комB прессоров. Компрессоры, как правило, являются маB шинами с режимом длительной нагрузки, вследствие чего их электроприводы должны быть рассчитаны на продолжительную работу

ЭЛЕКТРОПРИВОД РАБОЧИХ МАШИН ДЛЯ ТРАНСПОРТИРОВАНИЯ с большим числом часов работы в год (до 8400). Они являются быстроходными механизB мами с частотой вращения рабочего колеса 3000…20 000 мин-1, что определяет целесообB разность применения для их приводов высокоB скоростных двигателей. Все компрессоры раB ботают на сеть с противодавлением, поэтому момент сопротивления на валу существенно зависит от частоты вращения. Пуск компрессоров проводится обычно при разгруженной машине путем соединения полости нагнетания с атмосферой или полоB стью всасывания, вследствие чего максимальB ный момент при пуске не превышает 0,4 ноB минального значения. Электроприводы вентиляторов. Для регуB лирования подачи центробежных вентилятоB ров иногда прибегают к повороту лопастей наB правляющего аппарата. Регулирующий эффект при этом достигается вследствие уменьшения сечения входного канала и закручивания потоB ка на входе в рабочее колесо, при этом КПД вентилятора будет существенно падать. При регулировании подачи вентилятора изменением частоты вращения характеристика сети соответствует формулам подобия и КПД во всем диапазоне регулирования остается поB стоянным. Поворот лопастей направляющего аппаB рата может осуществляться как вручную, так и дистанционно с помощью исполнительного двигателя. Однако на практике изBза сложноB сти эксплуатации и малой надежности устройB ства угол установки направляющего аппарата изменяют чрезвычайно редко (обычно 1 раз в 6 мес), т.е. такой способ регулирования пракB тически не используется в системах автоматиB ческого регулирования. Осевые вентиляторы имеют характериB стики, по форме существенно отличающиеся от характеристик центробежных машин. Регулирование подачи осевых вентилято ров осуществляется изменением угла установB ки рабочего колеса. Обычно поворот лопаток выполняется при остановленном вентиляторе и занимает относительно большое время. В таB ких случаях рассматриваемый способ регулиB рования оказывается практически непригодB ным для систем автоматического управления. Разработанные конструкции поворота лопаток на ходу заметно усложняют конструкцию венB тилятора и снижают его надежность. В отечеB ственной практике этот способ регулирования практически не используется.

473

Регулирование производительности осеB вого вентилятора изменением частоты вращеB ния связано с определенными затрудненияB ми, которые не имеют места в центробежных машинах. При установке определенных углов поворота лопаток при изменении частоты вращения вентилятор может попадать в зону неустойчивой работы. Зона рациональной раB боты осевого вентилятора с одним только реB гулированием частоты вращения довольно узB ка, и в ряде случаев требуется комбинированB ное регулирование: посредством поворота лоB паток с одновременным изменением частоты вращения. В настоящее время для привода крупных вентиляторов применяются в основном синB хронные двигатели общепромышленного или специального исполнения (для вентиляторов с большим моментом инерции). Вентиляторы малой мощности (1200 наимеB

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ МЕХАНИЗМОВ ТЕКСТИЛЬНОЙ ПРОМЫШЛЕННОСТИ нований рабочих машин, мощность приводB ных двигателей которых находится в пределах 0,1…45 кВт [36]. Основное назначение текB стильной промышленности заключается в пеB реработке и превращении различного рода воB локнистых веществ (хлопка, льна, шерсти, шелка, химических волокон) в готовую ткань. В процессе переработки волокнистое веB щество проходит через три производства: в приготовительноBпрядильном производстве волокно перерабатывается в пряжу, из которой в ткацком производстве вырабатывается суроB вая ткань, и в результате ее химической обраB ботки в отделочном производстве получается готовая ткань. Волокнистое вещество при переработке из бесформенной массы волокон преобразуетB ся в полуфабрикаты, существенно отличаюB щиеся друг от друга по физикоBхимическим свойствам. Электроприводы текстильной промышB ленности работают в сложных условиях окруB жающей среды. Для приготовительноBпряB дильных и ткацких цехов характерны высокая запыленность и пожароопасность, в красильB ных цехах имеют место влажность и агрессивB ность среды [21]. Электроприводы, как правиB ло, работают в напряженных продолжительB ных режимах с высоким числом часов работы в году. Многие машины требуют согласованB ного вращения исполнительных органов в пеB реходных и установившихся режимах. Перечисленные особенности определяют требования к электроприводам рабочих машин текстильного производства. Электропривод поточной линии в пригото вительнопрядильном производстве. ПриготовиB тельноBпрядильное производство включает в себя множество операций: рыхление, трепаB ние, очистку от сорных примесей и пыли воB локнистой массы, чесание, выработку волокB нистых лент, получение ровницы и пряжи и др.[7]. В большинстве случаев рабочие машиB ны приготовительноBпрядильного производстB ва работают в составе агрегатов или поточных линий. Автоматизированный электропривод поB точной линии должен обеспечивать решение следующих технологических задач: стабилизаB ции производительности на выходе питателей хлопка из кип путем регулирования скорости их перемещения в процессе разборки; постоB янства уровня хлопка в резервных камерах маB шин разрыхлительноBтрепального агрегата;

475

поддержания целесообразной по условиям технологического режима скорости рабочих органов производственных машин; неизменB ности толщины или удельной плотности выраB батываемого продукта. Электропривод поточных линий выполB няется многодвигательным, представляющим собой совокупность индивидуальных элекB троприводов отдельных механизмов этой лиB нии. Двигатели могут получать питание от индивидуальных преобразователей электриB ческой энергии. Имеет место также группоB вое питание части двигателей от одного преB образователя. В настоящее время в поточных линиях все чаще используются частотноBрегулируеB мые электроприводы на базе асинхронных двигателей с короткозамкнутым ротором и преобразователей частоты. Например, в поB точной линии хлопкопрядения двигатели выB пускной решетки, выпускного цилиндра, пиB тающих цилиндров, педального цилиндра поB лучают питание от одного преобразователя частоты [8]. В системе автоматического регулироваB ния ровноты ленты применяется частотноBреB гулируемый асинхронный электропривод. ИсB пользуются две системы автоматического выB равнивания развеса: замкнутая, в которой датB чик плотности (неровноты) ленты находится за вытяжным полем, и разомкнутая с располоB жением датчика перед этим полем. Известны недостатки обеих систем, связанные с запазB дыванием и отсутствием контроля плотности выходящей ленты. Наиболее перспективна комбинированная система регулирования. Непрерывное регулирование высоты уровня хлопка в резервных бункерах осущестB вляется на базе регулируемого электропривоB да переменного тока и датчика уровня с неB прерывным аналоговым выходом. НедостатB ком такой системы является наличие автокоB лебаний, отрицательно сказывающихся на неровноте продукта, а также малая надежB ность используемых фотоэлектрических датB чиков в связи с высокой запыленностью окB ружающей среды. Повышение надежности достигается с помощью двухпозиционных меB ханических датчиков уровня. В системе стабилизации развеса волокниB стой массы трепальной машины применятся автоматизированный электропривод по систеB ме тиристорный преобразователь напряжеB ния — асинхронный двигатель (ТПН–АД), реB

476

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

Рис. 8.12. Функциональная схема педального регулятора толщины настила волокнистой массы тре пальной машины: Uт.г — напряжение тахогенератора; Uс — напряжение сельсина гулирующий скорость вращения педального цилиндра (рис. 8.12). Регулирование скорости педального циB линдра 3 осуществляется изменением напряB жения на статоре двигателя М с помощью тиB ристорного преобразователя напряжения 1, управляемого педальным датчиком 6, оснаB щенным электрическим выходом посредством сельсина 5. Регулятор вступает в работу при отклонении толщины настила волокнистой массы от заданной, определяемой силой тяжеB сти и положением груза 7 на суммирующем рычаге педалей датчика. При этом на вход системы поступает возB действие, пропорциональное разности сил тяB жести груза и упругости сжатого волокна, приB водящее в движение рычажную систему пеB дального датчика и изменяющее сигнал обратB ной связи Uc. Последний подается на элемент сравнения, где сравнивается с задающим сигB налом Uз, определяющим номер холста. РазB ность напряжений после элемента сравнения поступает на вход ТПН, изменяющего скоB рость двигателя М, кинематически связанного через редуктор 2 с педальным цилиндром. Стабилизация скоростного режима двиB гателя при возможных колебаниях нагрузки на его валу отслеживается отрицательной обB ратной связью по скорости, снимаемой с датB чика 4. Электропривод ткацкого станка. Ткацкий станок является наиболее массовым механизB мом в текстильной промышленности. Станок имеет циклическую нагрузочную диаграмму с

явно выраженными пиками момента, поэтому существенно на работу станка и его привода влияют соотношение моментов инерции станB ка и привода, электромагнитные и механичеB ские постоянные времени электропривода. Современный ткацкий станок оснащен сложной системой регулирования и программB ного управления, в которую входят: регулируеB мый электропривод главного вала; регулируеB мый электропривод товарного вала; регулятор натяжения основных нитей; электроприводы исполнительных механизмов для автоматизаB ции станка; микроЭВМ для программного управления ткацким станком; система диагноB стики станка. Электропривод главного вала ткацкого станка с целью снижения динамических наB грузок может быть оснащен специальным двиB гателем с внешним ротором. Для нормального протекания технологиB ческого процесса ткачества основные нити должны иметь постоянное натяжение по мере срабатывания навоя. Электромеханическая система, замкнутая по отклонению натяжения основы от заданных значений, упрощенно представлена на рис. 8.13. Основа, разматыB вающаяся с навоя 1, огибает скало 2 и постуB пает в рабочую зону с определенным натяжеB нием. Угловые перемещения скала jс преобраB зуются сельсиномBдатчиком 3 в электрический сигнал Uj, который поступает на вход преобB разователя 4, где сравнивается с задающим сигналом Uз. К выходу преобразователя 4 подB ключен электродвигатель М постоянного тока,

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ МЕХАНИЗМОВ ТЕКСТИЛЬНОЙ ПРОМЫШЛЕННОСТИ

477

Рис. 8.13. Функциональная схема стабилизации натяжения основы на ткацком станке: Uу1 — напряжение управления который через червячный редуктор 5 вращает с переменной скоростью v навой 1. ЭлектроB привод имеет три контура регулирования: по току, скорости и положению. Электропривод машин отделочного произ водства. Отделочные производства включают в себя: подготовку ткани к отбеливанию, белеB ние, мерсеризацию (обработку тканей водным раствором щелочи или жидкого аммиака с цеB лью придания ей блеска, повышения гигроB скопичности, сопротивляемости разрыву и т.д.), крашение, печатание, заключительную отделку. Применяются поточные линии для обработки ткани в жгуте и расправленном виB де. Обработка в жгуте ведется главным обраB зом в отбельных цехах отделочного производB ства. На них осуществляются расшлихтовка, варка и отбеливание ткани. Между отдельныB ми машинами поточной линии устанавливаB ются компенсаторы сапожкового типа, исB пользуемые для согласованной работы машин по производительности. Поточные линии для обработки ткани в расправленном виде применяются в красильB ных, печатных и аппретурноBотделочных цехах отделочных фабрик. Возможна обработка ткаB

ни в одно или два полотна. Связь машин в системе поточной линии для обработки ткани врасправку обычно выполняется через петлеB образователь, используемый для согласования работы машин. Требования к электроприводу поточных линий для обработки ткани следующие: – обеспечение согласованной работы маB шин; – одновременное регулирование рабочей скорости машин или секций; – плавный пуск и торможение всех маB шин линии; – возможность раздельной работы маB шин на любой рабочей скорости; – аварийный останов машин при наруB шении нормальной работы. Одной из типовых отечественных поточB ных линий для обработки ткани в жгуте являB ется линия, применяемая для беления хлопчаB тобумажных тканей. В состав линии входят материаломойные и запарные варочные машиB ны сапожкового типа. Электропривод этих маB шин выполнен нерегулируемым на базе асинB хронных двигателей с короткозамкнутым роB тором и релейноBконтакторным управлением.

478

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

Рис. 8.14. Функциональная схема стабилизации уровня ткани в технологической машине Технологические машины в системе поточной линии согласуются по производительности в зависимости от массы ткани в сапожковых компенсаторах. В поточной линии для отработки ткани в жгуте технологические машины агрегатируютB ся с помощью блочных компенсаторовBпетлеB образователей, воздействующих на обмотки возбуждения ведомых электродвигателей поB стоянного тока, получающих питание от ценB трализованного машинного или статического преобразователей. В поточной линии для обработки ткани в жгуте, комплектуемой из унифицированных UBобразных секций, собранных в единый паB кет, межсекционные накопители исключены. В верхней части секции объединены общими головками, имеющими транспортирующие ваB лы для перемещения ткани. Привод линии выполнен на двигателях постоянного тока по системе Г–Д и обеспечиB вает движение ткани со скоростью до 180 м/мин. Каждая секция оснащена двухпоB зиционным регулятором уровня ткани, осноB ванным на механических датчиках уровня, воздействующих на цепь обмотки возбуждения ведомого приводного двигателя с целью корB рекции скорости полотна на входе в секцию. Одним из основных параметров технолоB гического процесса обработки ткани является время технологического воздействия. В техноB логическом оборудовании задача стабилизаB ции времени обработки ткани решается косB венно, например поддержанием необходимого

запаса полотна в зоне обработки. Наибольшую простоту и надежность имеют системы автоB матического управления (САУ) длиной ткани в технологической машине, работающие по принципу контроля в ней уровня полотна. Принцип действия подобных САУ осноB ван на ступенчатом изменении линейной скоB рости v1 (рис. 8.14) подачи ткани в зону обраB ботки при отклонении уровня материала в маB шине за пределы контролируемой датчиками S L1 и S L2 области. Установлено, что такая САУ остается работоспособной при условии симB метрии автоколебаний уровня и скорости двиB гателя, которая может нарушаться в результате действующих возмущений. Компенсация поB следних достигается коррекцией скорости веB домого двигателя в функции от сигнала на выB ходе интегратора, входящего в состав блока управления U31A, подключаемого к выходам датчиков уровня. Обработка тканей в расправленном виде осуществляется на поточном оборудовании для расшлихтовки, крашения и промывки, аппретирования и механической отделки, сушки и термической обработки ткани, а такB же на машинах для сухих процессов отделки (стригальное и ворсовальное оборудование). Браковка и измерение тканей выполняется на браковочноBмерильноBскладильном оборудоB вании. Применяемые здесь системы электроприB водов можно разделить на четыре группы. 1. Нерегулируемые электроприводы переB менного тока на базе асинхронных двигателей

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ МЕХАНИЗМОВ ТЕКСТИЛЬНОЙ ПРОМЫШЛЕННОСТИ с короткозамкнутым ротором и релейноBконB такторной системы управления. Таким элекB троприводом оснащены некоторые мерильB ноBскладильные машины, а также большая часть вспомогательных механизмов (вентиляB торов, насосов и т.д.). 2. Электроприводы переменного тока на базе асинхронных короткозамкнутых двигатеB лей с регулированием скорости с помощью ваB риаторов и механических передач. ЭлектроB приводы этой группы установлены на машиB нах для сухих процессов отделки ткани, а такB же на некоторых браковочноBмерильных маB шинах. 3. Многодвигательные электроприводы постоянного тока, выполненные по системе централизованный статический преобразоваB тель — двигатель постоянного тока (ЦТП–Д). 4. Многодвигательные электроприводы постоянного тока, изготовленные по системе индивидуальный тиристорный преобразоваB тель — двигатель постоянного тока (ИТП–Д). Электроприводы третьей и четвертой групп являются основными для всего класса агрегатированного в поточные линии оборудоB вания. Диапазон мощностей используемых двигателей постоянного тока 2,2…14 кВт, асинхронных двигателей 0,6…33 кВт. Скорость движения ткани 20…125 м/мин и зависит от ее силы тяжести (г/ м 2). Возможно построение системы многоB двигательного электропривода по комбинироB ванному принципу, когда согласованная рабоB та машин обеспечивается путем регулирования напряжения секционных ЦТП, а внутри кажB дой секции согласование скоростей рабочих органов машин достигается изменением потоB ков возбуждения ведомых двигателей в функB ции от натяжения ткани. Регулирование скорости двигателей в сисB теме с ЦТП ухудшает условие статической усB тойчивости и требует завышения мощности двигателей по сравнению с системой ИТП–Д в 1,5–2 раза. Однако капитальные затраты на создание систем с ИТП выше. В статических режимах работы при изменении нагрузок элекB тродвигателей отклонения натяжения материаB ла меньше, чем в системах с ЦТП. В неустаноB вившихся режимах работы система с ЦТП устуB пает системе с ИТП по быстродействию. Кроме того, система электропривода с ЦТП более чувствительна в динамике к вариаB ции уровня скорости транспортируемого матеB риала. При выборе ведущего двигателя в сисB

479

теме многодвигательного электропривода поB точной линии для обработки ткани необходиB мо учитывать условия статической и динамиB ческой устойчивости. При этом целесообразно в качестве ведуB щего выбирать двигатель, первый по ходу двиB жения полотна, т.е. расположенный в начале потока. В системе с ЦТП это вызывает необB ходимость повышать жесткость механической характеристики ведущего двигателя, что досB тигается воздействием на его поток возбуждеB ния в функции от частоты вращения. Это, в свою очередь, требует установки регулируемоB го источника питания обмотки возбуждения двигателя. Традиционно для согласования скороB стей рабочих органов машин и стабилизации натяжения ткани в поточных линиях испольB зуются петлеобразователиBкомпенсаторы с грузовым или пневматическим заданием натяB жения, а также построенные на их основе датB чики натяжения с упругими элементами. Петлеобразователи с грузовым заданием натяжения не позволяют дистанционно управB лять натяжением. Имея, как правило, больB шую инерционность подвижных частей, они ухудшают динамические характеристики сисB темы электропривода. Замена противовеса упB ругим элементом дает возможность уменьB шить емкость петлеобразователя и при опреB деленном соотношении модуля упругости ткаB ни и жесткости упругого элемента добиться минимальной чувствительности системы стаB билизации натяжения ткани к вариации ее паB раметров. Существенной спецификой поточных лиB ний для обработки ткани в расправленном виB де является наличие большого числа направB ляющих роликов в зоне обработки. ДействуюB щие при этом технологические возмущения в виде сил сосредоточенного и распределенного трения приводят к неконтролируемой вытяжке полотна и снижению его потребительских свойств. С целью компенсации указанных возмуB щений, особенно при высоких скоростях обB работки ткани, применяют индивидуальный нерегулируемый электропривод роликов от асинхронных короткозамкнутых двигателей или привод роликов от ведущих отжимных пар, а также от отдельных электродвигателей переменного или постоянного тока с регулиB рованием их момента в функции от натяжения ткани на выходе зоны обработки.

480

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

Такие приводные устройства при простоB те реализации имеют недостаток, обусловленB ный невозможностью регулирования натяжеB ния тканей внутри зоны обработки. Электропривод промышленной швейной машины. Швейные машины наряду с чулочB ноBносочными автоматами, вязальными маB шинами являются наиболее массовым оборуB дованием легкой промышленности. Это сложB ное оборудование оснащено различными тиB пами электроприводов. Управление технолоB гическим циклом оборудования осуществляетB ся от программируемых микропроцессорных контроллеров. Электропривод швейной машины должен удовлетворять ряду технологических требоваB ний, среди которых плавное или ступенчатое регулирование скорости шитья в диапазоне 30:1; медленный пуск на два–четыре стежка; позиционирование иглы в верхнем или нижB нем положении с точностью до +3° по валу маB шины; закрепление шва с возможностью проB граммирования числа стежков закрепки; обесB печение автоматического подъема лапки и осB вобождения нити. На рис. 8.15 приведена функциональная схема электропривода швейной машины, в соB став которого входят: электромашинный агреB гат АЭМ, блок управления БУ, датчик скороB сти и позиционирования ДСП, задатчик режиB ма работы ЗР, электромагниты подъема лапки, закрепки, обрезки, нитеотводчика и освобожB дения нити соответственно ЭЛ, ЭЗ, ЭО, ЭОН, ЭНО. Выходной вал электромашинного агреB гата АЭМ связан клиноременной передачей 1

с валом швейной машины ШМ, а задатчик ЗР тягой 2 с педалью управления 3. Электромашинный агрегат выполняется на базе асинхронных двигателей мощностью 0,25…1,1 кВт. Пуск, регулирование скорости и останов электропривода обеспечиваются с поB мощью фрикционных электромагнитных муфт: приводной МП и тормозной МТ. РабоB чие поверхности их якорей изготовлены из специального фрикционного материала на осB нове пробки с применением специальных фрикционных смазок. Скорость электропривода регулируется путем изменения тока возбуждения приводной муфты. Система управления электроприводом замкнутая с отрицательной обратной связью по скорости. Датчик скорости и позиционироB вания ДСП имеет три независимых устройстB ва: датчик скорости ДС; датчики верхнего и нижнего положений иглы ДВН и ДВП. При движении иглы из нижнего положения в верхB нее датчик вырабатывает дополнительный сигB нал для включения электромагнита обрезки. Задатчик режима работы ЗР выполняет функции преобразования положения педали в кодовые комбинации выходных сигналов, обесB печивающих соответствующие режимы работы машины. Блок управления БУ выполнен на баB зе однокристальной микроЭВМ, что позволяет наращивать функциональные возможности электропривода, создавать самообучающиеся системы, обеспечивать диагностику неисправB ностей. При переводе педали «Назад» по окончаB нии процесса шитья или после останова маB

Рис. 8.15. Функциональная схема электропривода швейной машины

ЭЛЕКТРОПРИВОД В АГРОПРОМЫШЛЕННОМ КОМПЛЕКСЕ шины электропривод отрабатывает останов с иглой в верхнем положении. При этом формиB руются сигналы на включение электромагниB тов подъема лапки, обрезки нити, освобождеB ния нити, закрепки и нитеотводчика. 8.4. ЭЛЕКТРОПРИВОД В АГРОПРОМЫШЛЕННОМ КОМПЛЕКСЕ Классификация рабочих машин агропро мышленного комплекса. В агропромышленном комплексе (АПК) используются разнообразB ные рабочие машины, исполнительные органы которых приводятся в движение электроприB водом. Их можно классифицировать по ряду признаков. По назначению рабочие машины АПК подразделяются на следующие виды: – машины для транспортирования жидB кости и газов (насосы, вентиляторы, молочB ные и другие центрифуги, компрессоры); – машины для транспортирования разB личных материалов (конвейеры — ленточные, ковшовые, шнековые для подачи продуктов; скребковые для раздачи кормов; цепные, штанговые, скреперные для уборки навоза и др.); – подъемные машины; – прессы сена, соломы, прессыBгрануляB торы; – машины первичной переработки проB дуктов и кормов (зернодробилки, молотильB ные агрегаты, дробилки и измельчители груB бых кормов, мельницы, клубнемойки, смесиB тели кормов, сортировальные машины, тереB бильные машины и др.). По характеру момента нагрузки на валу двигателя различают рабочие машины с наB грузкой: – постоянной (центробежные насосы, вентиляторы, центрифуги, конвейеры сыпучих материалов, зерноочистительные машины и др.); – слабопеременной (измельчители сочB ных кормов, зернодробилки, смесители влажB ных материалов); – резкопеременной (дробилки, измельB чители грубых кормов, сеносоломопрессы, поршневые насосы, компрессоры и др.); – случайноBпеременной (машины перB вичной переработки кормов). Рабочие машины АПК классифицируют также по зависимости момента нагрузки М с

481

от угловой скорости w, описываемой выражеB нием М с = М с0 ± (М с.ном - М с 0 )(w / wном )x , где М с0 — момент нагрузки, не зависящий от угловой скорости; М с.ном — момент нагрузки при номинальной угловой скорости; х — покаB затель степени. В зависимости от показателя степени х рабочие машины подразделяются на машины, у которых: • х = 0 (подъемные машины, ленточные конвейеры); • х = 1(зерноочистительные машины); • х = 1,7…1,8 (дробилки, нории); • х = 2 (центробежные насосы, вентиляB торы, сепараторы). Рабочие машины АПК подразделяются по значению отношения момента трогания М 0 к номинальному моменту М ном : М 0 / М ном = 0,3 для вентиляторов, ценB тробежных насосов, молочных сепараторов, зернодробилок; М 0 / М ном = 0,3…1,0 для конвейеров, подъемных машин, молотильных агрегатов, смесителей; М 0 / М ном >1 для дробилок, измельчитеB лей грубых кормов, прессовBгрануляторов. Условия эксплуатации электроприводов. Электроприводы рабочих машин АПК работаB ют в условиях, во многом отличающихся от условий в промышленности и строительстве. Это связано с рассредоточенностью машин в производстве, удаленностью их от промышB ленных электрических сетей, сезонностью в работе, запыленностью помещений, наличием влажности и химически активных веществ, раB ботой на открытом воздухе и т.д. Эти особенB ности надо принимать во внимание как при конструировании электроприводов, так и при их эксплуатации. Условия окружающей среды весьма разнообразны и зависят от климатичеB ской зоны, времени года, места установки электропривода (от животноводческих помеB щений, пунктов переработки продукции, ороB сительных установок, мастерских и др.). Окружающая среда создает наиболее тяB желые условия для электропривода в животноB водческих и птицеводческих помещениях. Здесь на элементы электропривода одновреB менно влияют два сильнодействующих фактоB ра: высокая влажность и химически активные вещества, содержащиеся в выделениях животB

482

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

ных. Самый активный из этих веществ — амB миак. Воздействие перечисленных факторов резко снижает ресурс электроизоляционных материалов электрооборудования, что привоB дит к преждевременному выходу из строя электродвигателей и средств управления ими. Электрические установки, работающие на открытом воздухе, подвергаются действию атмосферных осадков и больших суточных и сезонных перепадов температуры. Суточные колебания температуры и влажности могут выB звать образование конденсата внутри установB ки и увлажнение изоляции. Такие установки используют сравнительно редко, включают в работу с большими перерывами. За время пеB рерывов в работе могут произойти увлажнение изоляции и при очередном включении элекB трический пробой в ослабленном месте. Электроприводы работают при повышенB ных отклонениях напряжения. Для сельских электроустановок допускаются отклонения -7,5…+10 % от номинального. При изменениB ях нагрузки происходят значительные колебаB ния напряжения, особенно ощутимые при пуске мощных асинхронных электродвигатеB лей. Колебания напряжения достигают 20… 30 %. Это существенно влияет на процесс пусB ка двигателя, а также на работу других приемB ников электрической энергии, питающихся от той же сети. Для многих сельскохозяйственных маB шин характерен большой диапазон изменения нагрузки. В отличие от многих промышленных установок перерабатываемое сырье имеет изB меняющиеся в широких пределах физикоBмеB ханические свойства. Это приводит к сущестB венным колебаниям нагрузки. В подавляющем большинстве машин и агрегатов подачу материала регулируют вручB ную. Лишь для сыпучих материалов имеются дозаторы, регулирующие нагрузку машины. В таких условиях возрастает вероятность появB ления больших перегрузок и, как следствие, чаще возникают аварийные ситуации. Иногда указанные особенности проявляются врозь, по отдельности. В наиболее неблагоприятных условиях оказывается электрооборудование, на которое перечисленные факторы действуют одновреB менно (например, электродвигатели кормоцеB хов, перерабатывающих сочные и грубые корB ма). Здесь наблюдаются повышенная влажB ность, большие перегрузки и колебания наB пряжения. Неблагоприятны также условия раB

боты конвейеров для уборки навоза, где дейстB вие атмосферы с повышенной влажностью и содержанием аммиака сочетается с кратковреB менным включением в работу и большими пеB рерывами между включениями. Изоляция двиB гателя периодически нагревается, а затем во время паузы подвергается действию влаги и химически активных веществ. Требования к электроприводу определяютB ся особенностями условий эксплуатации и реB жимами работы. Перечислим основные требоB вания. 1. Мощность двигателя должна быть досB таточной для преодоления момента нагрузки без превышения допустимой температуры часB тей двигателя при напряжении сети ниже ноB минального на 7,5%. 2. Пусковой момент должен обеспечивать преодоление момента трогания при снижении напряжения на 20…30% от номинального. 3. Электрический привод должен быть рассчитан на работу при температуре окруB жающей среды -40…+40 °С и относительной влажности (95 ± 3) % при 20 °С. 4. Электрические приводы, предназнаB ченные для эксплуатации в животноводческих и птицеводческих помещениях, должны быть сориентированы на работу в условиях присутB ствия в воздухе химических реагентов: аммиаB ка (до 0,09 г/м3), сероводорода (до 0,08 г/м3), углекислого газа ( до 14,7 г/м3). 5. Электроприводы в ряде помещений (на складах и в хранилищах кормов, цехах первичной обработки технических культур и др.) должны рассчитываться на работу в услоB виях запыленности воздуха с концентрацией до 1,3 г/м3. Требования к электроустановкам АПК приведены в ГОСТ Р 50571.14–96 и ГОСТ 19348–82. Особенности расчета мощности электро двигателей. Общая методика выбора мощности электродвигателя изложена в работе [36]. Она основана на использовании нагрузочных диаB грамм. Однако для ряда рабочих машин АПК нагрузочная диаграмма для предварительного выбора двигателя не может быть построена. В этом случае предварительный выбор двигателя по мощности выполняется с использованием аналитических формул, исходя из конструкB тивных размеров исполнительных органов раB бочих машин и параметров обрабатываемого ими материала или по эмпирическим формуB лам, полученным на основе экспериментальB

ЭЛЕКТРОПРИВОД В АГРОПРОМЫШЛЕННОМ КОМПЛЕКСЕ ных данных при изучении энергетических поB казателей аналогичных механизмов в зависиB мости от различных изменяющихся факторов. Для ряда рабочих машин мощность элекB тродвигателя P, кВт, рассчитывается по форB муле P = kQ / hп , где k — коэффициент, характеризующий удельB ные затраты энергии, кВт·ч/кг; Q — производиB тельность рабочей машины, кг/ч; hп — КПД пеB редачи. К таким рабочим машинам можно отнеB сти цилиндрический триер (машину для очистB ки от примесей семян зерновых культур), ноB рии (ковшовые элеваторы, черпаковые подъемB ники), щеточные машины для очистки поверхB ности зерна, дробилки, измельчители кормов, картофелесортировки, кулачковые корнеклубB немойки, корнеклубнерезки и др. Например, для цилиндрического триера зерноочистительной машины удельный расход энергии k = (0,2…0,6)10-3 кВт·ч/кг; для измельB чителя кормов k = (1,2…1,3)10-3 при измельчеB нии корнеплодов и k = (2…8)10-3 кВт·ч/кг при измельчении зеленой массы (сочных кормов). Удельные расходы энергии для отдельных раB бочих машин приведены в работе [36]. Мощность электродвигателя рабочих маB шин для перемещения зерна конвейерного тиB па (спиральных конвейеров, передвижных скребковых конвейеров, винтовых и др.) нахоB дится по формуле P = k1 gQ(k2L + H )10-3 / hп , где k1 — коэффициент, учитывающий увеличеB ние момента нагрузки при пуске, Q — произвоB дительность, кг/с; L — длина горизонтальной проекции конвейера (длина перемещения проB дукта ), м; k2 — коэффициент сопротивления движению (для зерна и зернопродуктов k2 = = 1,2…1,85); H — высота перемещения материаB ла, м; g — ускорение силы тяжести, м/с2. В электроприводе разнообразных сельB скохозяйственных машин используется широB кая номенклатура асинхронных, синхронных электродвигателей и двигателей постоянного тока. Диапазон мощностей двигателей составB ляет 0,18…400 кВт. Наиболее мощные элекB троприводы применяются на гидромелиораB тивных насосных станциях с числом агрегатов до восьми и единичной мощностью электроB двигателей до 400 кВт.

483

Специфические условия сельскохозяйстB венного производства, особенно на животноB водческих фермах, обусловливают необходиB мость применения электродвигателей специB ального исполнения. Они отличаются от двиB гателей основного исполнения влагоморозоB устойчивой изоляцией и защитными покрыB тиями. По сравнению с двигателями общепроB мышленного исполнения в них усилена изоляB ция обмоток с помощью стекломиканита и стеклолакоткани, а также уплотнен подшипB никовый узел. Дополнительное усиление диэлектричеB ских свойств изоляции электрических машин достигается путем замены пропиточных лаков термореактивным кампаундом, т.е. созданием литой изоляции (обмоток). Компаунды предB ставляют собой пропиточные и заливочные массы (не содержащие растворителей), котоB рые в момент их применения находятся в жидB ком состоянии и твердеют в результате проB цессов полимеризации. Для механизмов с большими статическиB ми и инерционными нагрузками (дробилок, измельчителей, смесителей кормов и т.д.) исB пользуют двигатели с повышенным пусковым моментом. Двигатели с увеличенным скольжеB нием применяют для приводов рабочих оргаB нов с пульсирующей нагрузкой, имеющих поB вторноBкратковременный и перемежающийся режимы. Это относится к электроприводам заB порной арматуры, лебедок, различных подъB емников. В комбикормовом и мукомольном производствах распространены пылезащищенB ные двигатели с повышенным пусковым моB ментом. В технологических процессах, связанB ных с обработкой удобрения, химикатов, исB пользуют химостойкое исполнение электроB двигателей и аппаратуры управления. В них применяют химостойкие изоляционные матеB риалы и антикоррозийные покрытия всех деB талей и узлов. Для создания колебательного движения в рабочих органах мельничного и элеваторного оборудования служат электровибраторы, котоB рые представляют собой асинхронный коротB козамкнутый двигатель с естественным охлажB дением и эксцентричными грузами, установB ленными на валу двигателя. Для привода вентиляторов животноводчеB ских ферм и комплексов выпускают двухскороB стные двигатели со схемой соединения обмотB ки статора звезда — двойная звезда. Для привоB да вентиляторов птицеводческих помещений

484

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

разработаны асинхронные короткозамкнутые двигатели со степенью защиты IP55. Покрытия, конструктивные и электротехнические матеB риалы двигателя выдерживают воздействия деB зинфицирующих составов и аэрозолей. В элекB троприводе наружных насосов, работающих в системах водоснабжения, орошения и для пеB рекачки стоков с животноводческих комплекB сов, двигатели имеют водостойкую изоляцию обмоток статора и выводных концов. Совершенствование технологических проB цессов рабочих машин АПК требует от элекB тропривода решения следующих задач: – регулирования частоты вращения элекB тродвигателей и производительности рабочей машины при управлении поточными линиями приготовления, транспортирования, дозироваB ния и раздачи кормов, привода насосов водоB снабжения и т.д.; – согласованного регулирования основB ного привода и привода подачи продукта; – упорядочения скорости рабочих органов согласно технологическим требованиям сельB скохозяйственного производства (измельчитеB лей, молотилок, сепарирующих органов и т.д.); – регулирования момента и мощности на валу рабочего органа в соответствии с требоваB ниями технологического процесса. Решить перечисленные задачи можно пуB тем совершенствования электропривода сельB скохозяйственных машин, в частности широB ким использованием асинхронного электроB привода с частотным регулированием скорости. 8.5. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ОДНОКОВШОВЫХ ЭКСКАВАТОРОВ Экскаваторы являются специализированB ными землеройными машинами, предназнаB ченными для черпания грунта или предвариB тельно разрушенной взрывом скальной пороB ды и перемещения наполненного ковша к месB ту выгрузки. Они широко применяются при строительстве городов, каналов, гидроэлектроB станций, прокладке шоссейных и железных дорог, на открытых разработках полезных исB копаемых. Экскаваторы классифицируются по наB значению, конструкции рабочего органа, конB струкции механизма передвижения и другим признакам. По назначению экскаваторы подB разделяются на универсальные (строительB ные), карьерные, вскрышные, торфяные, плаB вучие и др. [17]. По конструкции рабочего орB

гана различают два типа экскаваторов: лопату (прямую или обратную) и драглайн. В экскаватореBлопате ковш жестко закреB плен на рукояти. Экскаватор с прямой лопатой используют для разработки грунта, находящеB гося выше уровня стоянки экскаватора в наB правлении от него. У экскаваторов с обратной лопатой ковш обращен к машине и копает в направлении к экскаватору. Применяется для рытья котлованов и траншей, расположенных обычно ниже уровня стоянки экскаватора. У экскаватораBдраглайна ковш подвешен к стреле на канатах (подъемном и тяговом). Копание проводится в плоскости стрелы по направлеB нию к экскаватору. В зависимости от ходового устройства различают гусеничные, автомобильB ные, шагающие и другие экскаваторы. На рис. 8.16, а показан общий вид карьB ерного экскаватора с прямой лопатой. Он имеет ковш, жестко закрепленный на конце рукояти, которая шарнирно прикреплена к стреле и может перемещаться поступательно. Ковш наполняется с помощью двух рабочих движений: подъема ковша и поступательного движения рукояти, создающего напор на грунт. Третьим рабочим движением является вращение платформы экскаватора, оно необB ходимо для перемещения ковша в забой и к месту выгрузки. Для открывания днища ковша при разB грузке служит специальный двигатель, укрепB ленный на стреле. К основным механизмам экскаватораBлопаты относятся механизмы подъема, напора и вращения. Перемещение экскаватора проводится с помощью гусеничB ного механизма передвижения (хода). В табл. 8.6 приведены основные техничеB ские показатели карьерных гусеничных экскаB ваторов [31]. Наиболее массовым экскаваторомBлопаB той является экскаватор ЭКГB5 (экскаватор карьерный гусеничный, емкость ковша 5 м3). Общая мощность двигателей главных привоB дов 350 кВт. На рис. 8.16, б показан общий вид экскаB ватораBдраглайна. Он имеет ковш, свободно подвешенный на канатах между головой и пяB той стрелы. Наполнение ковша проводится подтягиванием его к машине. Ковш внедряетB ся в грунт под собственной силой тяжести и удерживается от чрезмерного заглубления с помощью подъемных канатов. Также с помоB щью подъемных канатов осуществляется подъB ем ковша к голове стрелы, при этом тяговые

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ОДНОКОВШОВЫХ ЭКСКАВАТОРОВ

485

Рис. 8.16. Экскаваторы: а — карьерный с прямой лопатой; б — драглайн канаты удерживают груженый ковш от опроB кидывания. Третьим рабочим движением явB ляется вращение платформы в забой и на выгрузку. Таким образом, основными механизмами экскаватораBдраглайна считаются механизмы подъема, тяги, вращения. Драглайны испольB зуются при работах с относительно слабым грунтом. Для уменьшения давления на грунт при работе драглайн опирается на круглую плиту большого диаметра — базу. Для переB движения служит механизм шагания с опорB ными лыжами большой площади. В табл. 8.7 приведены основные техничеB ские показатели экскаваторовBдраглайнов [31].

Наиболее массовой машиной такого типа явB ляется ЭШB6/45 (экскаватор шагающий, емB кость ковша 6 м3, длина стрелы 45 м, суммарB ная мощность двигателей главных электроприB водов 1000 кВт). Наиболее мощный отечестB венный экскаватор такого типа ЭШB100/100 (емкость ковша 100 м2, длина стрелы 100 м, суммарная мощность двигателей главных электроприводов 20 000 кВт). Особенности режимов работы электропри водов одноковшовых экскаваторов. Особенности копающих механизмов (подъема, напора, тяги): – циклический характер работы в напряB женном повторноBкратковременном режиме с частыми пусками, реверсами и торможениями;

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

486

8.6. Основные показатели карьерных гусеничных экскаваторов и их главных электроприводов Тип экскаватора

Показатель

ЭКГB5

ЭКГB10

ЭКГB12

ЭКГB15

ЭКГB20

5,2

10

12

15

20

стрелы

10,5

13,65

16

18

17

рукояти

7,8

11,37

10,3

13,58

12,6

подъема ковша

0,87

0,95

1,1

1,1

1,08

напора

0,95

0,45

0,53

0,6

0,75

490

981

1225

1470

1760

Вместимость ковша, м3 Длина, м:

Скорость, м/с:

Максимальная сила, кН: подъемная напорная

98

500

617

628

735

3,4

2,48

2,59

2,48

2,48

Максимальная тяговая сила гусениц, кН

800

1800

1764

4508

2450

Скорость передвижения, км/ч

0,55

0,42

1,1

0,43

0,9

23

26

26

28

28

Частота вращения поворотной платформы, мин-1

Теоретическая продолжительность цикла (при угB ле поворота 90°), с Масса с противовесом, т

194

395

638

678

1060

Система электропривода механизмов

Г–Д

Г–Д

Г–Д

Г–Д

ТП–Д

4´175

2´500

2´500

Электродвигатель механизма подъема Номинальная мощность, кВт

220

2´270

Продолжительность включения, %

100

80

100

100

100

Частота вращения, мин-1

750

450

450

1000

500

Электродвигатель механизма напора Номинальная мощность, кВт

54

100

175

200

2´150

Продолжительность включения, %

100

80

100

100

100

1200

750

450

750

490 4´150

Частота вращения,

мин-1

Электродвигатель механизма вращения Номинальная мощность, кВт

2´60

2´100

4´120

2´150

Продолжительность включения, %

80

80

80

–

–

Длительность работы, мин

–

–

–

60

60

1230

750

490

490

490 2´150

Частота вращения, мин-1

Электродвигатель механизма хода Номинальная мощность, кВт

54

2´54

2´50

2´90

Длительность работы, мин

45

45

60

60

60

1200

1200

490

750

490

Частота вращения, мин-1 – наличие для механизмов подъема и тяB ги режимов опускания порожнего ковша, коB торые целесообразно выполнять на повышенB ной скорости;

– многомассовость механизмов, обB ладающих к тому же упругими кинемаB тическими связями со слабым демпфироB ванием;

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ОДНОКОВШОВЫХ ЭКСКАВАТОРОВ

487

8.7. Основные показатели шагающих экскаваторов (драглайнов) и их электроприводов Тип экскаватора

Показатель

ЭШB6,5/45

ЭШB11/75

ЭШB20/90

ЭШB40/100

Вместимость ковша, м3

6,5

11

20

40

Длина стрелы, м

45

75

90

100

подъема ковша

2,1

2,58

2,65

2,8

тягового каната

2,1

2,38

1,33

1,4

подъемная

250

550

1150

2300

тяговая

300

600

1250

2500

Скорость, м/с:

Максимальная сила, кН:

Частота вращения поворотной платформы,

мин-1

1,79

1,91

1,91

1,91

0,48

0,2

0,08

0,08

Теоретическая продолжительность цикла (при угле поворота 120°), с

42

52,5

60

60

Масса с противовесом, т

395

767

2700

3200

Г–Д

Г–Д

Г–Д

Г–Д 4´1000

Скорость передвижения, км/ч

Система электропривода механизмов

Электродвигатель механизма подъема Номинальная мощность, кВт

2´190

2´500

2´1000

Продолжительность включения, %

100

100

100

100

Частота вращения, мин-1

740

900

630

630 4´1000

Электродвигатель механизма тяги Номинальная мощность, кВт

2´190

2´500

2´1000

Продолжительность включения, %

100

100

100

100

Частота вращения, мин-1

740

900

630

630

4´400

4´450

Электродвигатель механизма вращения Номинальная мощность, кВт

2´100

2´500

Продолжительность включения, %

100

100

100

100

Частота вращения, мин-1

750

900

400

32

– широкий диапазон изменения статичеB ских нагрузок и их несимметрия, обусловленB ные активным моментом нагрузки от силы тяB жести ковша и случайным характером нагруB жения при копании; – наличие в цикле экскавации сравниB тельно продолжительных участков удержания ковша, в течение которых привод должен раB ботать с нулевой (практически с весьма малой) скоростью, развивая на валу значительный моB мент; – частые стопорения механизмов подъеB ма, напора и тяги, которые в процессе копаB ния могут носить случайный характер;

– во всех копающих механизмах при наB грузках, больших номинальной, снижение скоB рости их движения. Оператор, управляя мехаB низмами, анализирует ситуацию и изменяет заB дания на скорость. Это обстоятельство позвоB ляет ослаблять требования к точности поддерB жания скорости и диапазону ее регулирования. Особенности механизмов поворота: – циклический характер работы в поB вторноBкратковременном режиме с пусками, реверсами и торможениями; – преимущественно реактивный характер статического момента (до 20 % от стопорного момента);

488

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

– активная составляющая момента соB противления при допустимых кренах или ветB ровой нагрузке (до 20 % от стопорного моB мента); – наличие упругосвязанного с платфорB мой ковша (драглайн), обуславливающего слаB бодемпфированные низкочастотные механиB ческие колебания в переходных процессах; – значительный приведенный к валу двиB гателя момент инерции механизма поворота, в 10–20 и более раз превышающий суммарный момент инерции двигателей (механизм повоB рота работает преимущественно в переходных режимах, которые занимают в цикле до 50… 80 % времени); – существенное изменение суммарного момента инерции (в 1,5–2 раза) в зависимости от загрузки ковша и радиуса его движения; – значительный приведенный к валу двиB гателя зазор зубчатых передач (от 1…2 рад в норме до 1…1,5 об при изношенных передаB чах), обуславливающий дополнительные динаB мические нагрузки на механизм. Особенности механизмов гусеничного хода: – кратковременный режим работы. МоB менты статической нагрузки изменяются в широких пределах: от реактивного, превыB шающего номинальный момент двигателя, до активного, достигающего 30 % от номинальB ной нагрузки при движении под уклон; – вероятость стопорения при наезде гусеB ниц на препятствия; – необходимость как согласованного, так и раздельного регулирования скорости гусеB ниц, что обеспечивает маневренность и точB ность установки машины; – возможность движения машины под уклон на скорости выше номинальной. Условия эксплуатации электроприводов экс каваторов: – температурный диапазон окружающего воздуха для климатического исполнения «У», для исполнений «ХЛ» и «Т» соответственно -45…+40 и -60…+45 °С; – высокая запыленность окружающего воздуха (содержание неагрессивных и невзрыB воопасных частиц до 3 мг/м3); – влажность воздуха до 85 % при темпеB ратуре +20 °С; – жесткие механические воздействия (тряB ска, вибрация, удары, наклоны); – ограниченная мощность карьерных сеB тей; существенные колебания напряжения, выходящие за нормы государственных станB

дартов для промышленных сетей (+20…-40 % от номинального); – стесненные условия размещения, ограB ниченные зоны обслуживания; – эксплуатация в полевых условиях, заB трудняющих обслуживание и ремонт техники на объекте. Требования к главным электроприводам экскаваторов. С учетом особенностей режимов работы и условий эксплуатации электроприB вод должен обеспечивать: – бесступенчатое регулирование скорости в диапазоне (6…10):1; – жесткие механические характеристики для обеспечения удержания ковша при нулеB вой скорости; – формирование переходных процессов с требуемыми ограничениями рывков, ускореB ний и моментов во всех режимах работы; – минимальное время переходных проB цессов для механизмов при соответствующих ограничениях момента, ускорения и рывка; – сохранение работоспособности при глуB боких просадках напряжения сети (до 40 %). При авариях и отключениях сети «самоходы» механизмов должны быть исключены. Электроприводы главных механизмов экскаватора должны обеспечивать его высокоB производительную работу при одновременном ограничении нагрузок механического и элекB трического оборудования. Практически ограB ничения нагрузок часто достигают путем форB мирования так называемой «экскаваторной» механической характеристики электропривоB да, которая имеет два резко отличающихся по жесткости участка, как показано на рис. 8.17. На участке 1, являющемся рабочим, моB мент двигателя меньше момента отсечки М отс , при этом угловая скорость w двигателя незначительно снижается с увеличением моB мента нагрузки. На участке 2 ограничения

Рис. 8.17. Экскаваторная механическая харак теристика электропривода

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ОДНОКОВШОВЫХ ЭКСКАВАТОРОВ момента момент двигателя изменяется от М отс до момента стопорения М стоп , а скоB рость двигателя резко снижается — вплоть до его останова. Экскаваторную характеристику часто оценивают с помощью коэффициента отсечки kотс = М отс / М стоп , значение которого выбирают в пределах 0,7…0,9. Системы электропривода основных механиз мов. В настоящее время в электроприводах осB новных механизмов экскаваторов применяются двигатели постоянного тока и асинхронные двиB гатели с управляемыми электромашинными и статическими преобразователями. ЭлектроприB воды выполняются по системам: Г–Д, ТП–Д, непосредственный преобразователь частоты– асинхронный двигатель (НПЧ–АД), автономB ный инвертор тока–асинхронный двигатель (АИТ–АД), автономный инвертор напряжения с широтноBимпульсной модуляцией–асинхронB ный двигатель (АИН с ШИМ–АД) [31, 34]. Требованиям к регулируемым электроB приводам экскаваторов удовлетворяет ряд структур замкнутых систем автоматического управления. В электроприводах постоянного тока по системе Г–Д использовалась структуB ра с суммирующим усилителем, которая обеспечивает экскаваторные механические характеристики, значительную жесткость в области рабочего участка, плавное регулироB вание скорости с ограничением ускорений и рывков, широкий диапазон регулирования [17]. Структура требует компромиссных наB строек и сложна в наладке, поэтому была заB менена структурой с подчиненным регулироB ванием координат. На рис. 8.18 представлена двухконтурная структура подчиненного регулирования коорB

489

динат с последовательной коррекцией и звеB ном ограничения. В качестве регулятора тока РТ используB ется ПИBрегулятор. Задающий сигнал тока, снимаемый с выхода регулятора напряжения РН, и сигнал обратной связи по току ОТ сумB мируются на входе дополнительного усилитеB ля ЗО, имеющего характеристику вход–выход с ограничением выходной величины. Во всех режимах, в которых ток якоря незначительно отличается от стопорного, ПBусилитель ЗО раB ботает на линейной части своей характеристиB ки, при этом функционирование контура тока не отличается от классической системы подB чиненного регулирования. Однако в легких переходных процессах, т.е. при малых значениях момента нагрузки, пусковой ток уменьшается. Разность сигналов на входе ЗО возрастает и достигает порогового значения. При этом ЗО работает как звено огB раничения, подавая на вход регулятора тока РТ постоянный сигнал, определяющий максиB мально допустимое ускорение двигателя. Выходной сигнал РТ и ЭДС преобразоваB теля нарастают в этом режиме по линейному закону с предельно допустимым темпом незаB висимо от значения тока якоря. Если с увелиB чением нагрузки ток вырастет, то разность сигналов на входе ЗО станет меньше порогоB вой и система начнет регулировать ток, как это и должно быть в тяжелых режимах, ограB ничивая его стопорным значением. В экскаваторных электроприводах традициB онно во внешних контурах регулирования исB пользуется отрицательная обратная связь по наB пряжению преобразователя. Сигнал ЗН, задаюB щий уровень напряжения, и сигнал обратной

Рис. 8.18. Двухконтурная структура подчиненного регулирования со звеном ограничения: УП — управляемый преобразователь; ДН — датчик напряжения; Д — двигатель; ДТ — датчик потоB ка; ЗН — задатчик напряжения

490

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

Рис. 8.19. Структура электропривода с зависимым задатчиком интенсивности: ТО — токовая отсечка связи ОН по напряжению суммируются на входе пропорционального регулятора напряжения РН. Для получения требуемой жесткости механичеB ской характеристики на вход РН подается сигнал положительной обратной связи по току ПОТ. Структура, представленная на рис. 8.19, во многом аналогична предыдущей. В ней также присутствуют два контура реB гулирования: контур напряжения и подчиненB ный ему контур регулирования тока. Как и в предыдущей системе, увеличение жесткости меB ханической характеристики на рабочем участке достигается введением положительной связи по току на вход регулятора напряжения. Однако вопросы формирования переходных процессов и токоограничения здесь решены иначе: путем использования зависимого задатчика интенсивB ности ЗИ совместно с блоком нелинейности НЗ (типа «мертвой зоны»). Задатчик интенсивности ЗИ состоит из двух звеньев: звена ограничения ЗО и интегратора И, имеющего две ступени. Первоначально, при подаче задания З, звено ограничения входит в область насыщеB ния и подает максимальный сигнал на первую ступень интегратора, имеющего большую поB стоянную времени. Интегратор начинает медB ленно увеличивать задающий сигнал ЗН на входе регулятора напряжения РН. Эта ступень используется для выбора зазора в передачах. Через определенное время постоянная времеB ни интегратора уменьшается и сигнал задания на входе РН начинает расти быстрее. Электроприводы переменного тока для главных механизмов одноковшовых экскаваB торов должны иметь регулировочные свойства не хуже электроприводов постоянного тока с системой ТП–Д. Это может быть обеспечено при векторном управлении координатами

асинхронного двигателя в системе с преобраB зователем частоты при наличии датчиков скольжения или потока. К сожалению, необходимость в наличии этих датчиков часто не совпадает с пожелаB ниями эксплуатационного персонала горных предприятий. Пока изBза отсутствия выпускаеB мых отечественной промышленностью специB альных частотноBрегулируемых электрических машин в экскаваторном исполнении со встроB енными датчиками потока или скольжения электроприводы переменного тока на экскаваB торах широкого применения не находят. Переход на системы электропривода с электронными силовыми преобразователями и цифровой информационноBуправляющей чаB стью является прогрессивной тенденцией к развитию экскаваторного электропривода. В системах преобразователь частоты–асинхронB ный двигатель (ПЧ–АД) по сравнению с сисB темой Г–Д обеспечивается ряд преимуществ: экономится электроэнергия на 10…12 %, сниB жаются динамические нагрузки на механизмы, несколько увеличивается производительность машин, уменьшаются затраты на обслуживаB ние и ремонт агрегатов, улучшаются массогаB баритные характеристики приводов. Зарубежные экскаваторостроительные фирмы ставят на свои экскаваторы электроприводы как с двигателями постоянного тока, так и частотB ноBрегулируемые асинхронные электроприводы. 8.6. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ БУРОВЫХ УСТАНОВОК Особенности буровых установок и их элек троприводов. Буровые установки (БУ) преднаB значены для проводки нефтяных и газовых,

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ БУРОВЫХ УСТАНОВОК а также разведочных скважин в диапазоне 1250…12 500 м и более. Проводка скважин представляет собой совокупность взаимосвязанных последоваB тельных процессов: спуск долота в скважину на бурильных трубах; разрушение долотом горной породы на забое; подъем разбуренной породы на поверхность буровым раствором, который прокачивается через бурильные труB бы и затрубное пространство; подъем долота после его отработки для замены новым. После спуска в скважину колонны с ноB вым долотом процесс продолжается в той же последовательности до окончания проводки

491

скважины. Указанные функции выполняются с помощью главных буровых механизмов (буB ровой лебедки, ротора, буровых насосов). По мере углубления скважины в целях укрепления стенок последней в нее спускают обсадные коB лонны, а перед сдачей скважины в эксплуатаB цию — так называемую эксплуатационную коB лонну для добычи продукта (нефти или газа). На рис. 8.20 изображена упрощенная схеB ма БУ и расположения оборудования. СплошB ной линией обозначен контур буровой вышки 1. Колонна бурильных труб (КБТ) 6 в процесB се бурения своим верхним концом привинчиB вается к специальному шарнирному устройстB

Рис. 8.20. Буровая установка

492

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

ву 2, называемому вертлюгом. Вертлюг подвеB шивается к крюку, закрепленному на подвижB ном талевом блоке 3. В процессе спуска и подъема вместо вертлюга к крюку подвешиваB ется элеватор, обеспечивающий захват верхнеB го конца колонны. Талевый блок 3, талевый канат 4, обознаB ченный штрихпунктирной линией, и кронблок 5 (установленный в верхней части вышки) обB разуют талевую систему, действующую по принципу полиспаста и необходимую для подъема, спуска и удержания тяжелой КБТ 6. На крюке развивается сила Fкр, требуемая для подъема или удержания колонны бурильных или обсадных труб. Основным методом бурения нефтяных и газовых скважин является вращательное буреB ние. В нижней части КБТ находится забойная компоновка 8, в которую входят долото 9, утяB желенные бурильные трубы, а при турбинном бурении — также турбобур или забойный двигаB тель другого типа. Долото воздействует на забой скважины 10, разрушая породу. Бурильную коB лонну вместе с забойной компоновкой и долоB том кратко называют «бурильный инструмент». На рабочей площадке БУ (в нижней часB ти буровой вышки) находится буровой «роторB ный стол» (или кратко «ротор») 11. Верхняя труба бурильной колонны имеет квадратное сечение и проходит через квадратное отверB стие во вращающейся части ротора. Таким обB разом, при вращающемся роторе приводится во вращение вся бурильная колонна, причем одновременно с вращением колонна может двигаться вниз в процессе бурения. Ротор обычно имеет индивидуальный привод от электродвигателя 12 через редуктор. Один конец талевого каната устройства спускоподъемного агрегата закрепляется неB подвижно; на нем установлен первичный изB мерительный элемент датчика веса 7. Второй конец каната закреплен на барабане 14 буроB вой лебедки. Талевый канат проходит через кронблок и талевый блок несколько раз, при этом передаточное отношение талевой систеB мы обычно равно 8…12, благодаря чему тягоB вая сила в канате меньше силы на крюке Fкр и кратна передаточному отношению. Для привода лебедки при подъеме колонB ны используется электродвигатель лебедки 16, соединенный с барабаном через коробку переB дач 15. На другом конце вала барабана устаB навливается рабочий электромагнитный торB моз лебедки 13, необходимый для регулироваB

ния скорости спуска КБТ; при спуске элекB тродвигатель обычно отсоединяется от лебедB ки. Имеется также аварийный механический тормоз, который накладывается на тормозные шкивы, закрепленные с двух сторон барабана в аварийных случаях. Для регулирования скорости подачи КБТ и, соответственно, долота при бурении обычно используется регулятор подачи долота (РПД), содержащий электродвигатель 18 относительно небольшой мощности, соединяемый с коробB кой передач лебедки через редуктор 17. ЭлекB тропривод РПД служит также для аварийного подъема КБТ в случае отказа главного привода. Поток промывочной жидкости (бурового раствора) создается с помощью бурового насоB са 20 с приводом от отдельного электродвигаB теля 19 (обычно предусматриваются два насоB са). С выхода насоса буровой раствор под выB соким давлением поступает в нагнетательный трубопровод 21 и через гибкий шланг 22 и вертлюг попадает в КБТ. Внутри труб раствор проходит вниз к долоту и забою. Далее по заB трубному пространству (в зазоре между КБТ и стенками скважины) раствор поднимается на поверхность. От устья скважины он по желоB бам попадает в циркуляционную систему, где проходит очистку, после чего очищенный расB твор подается на вход бурового насоса. Для выполнения технологического проB цесса собственно бурения необходимо обеспеB чивать: – вращение долота с угловой скоростью, определяемой технологическим процессом; – приложение осевой силы (нагрузки) на долото Fдол путем РПД; – прокачивание (циркуляцию) бурового раствора с нужной подачей и соответствуюB щим давлением. При роторном бурении привод ротора осуществляет вращение всей КБТ и жестко связанного с колонной долота. Подача колонB ны и, соответственно, долота при бурении проводится с использованием РПД или с поB мощью механического тормоза. Подъем КБТ из скважины выполняется периодически с цеB лью замены износившегося долота, а также заB бойного двигателя и других элементов забойB ной компоновки. Сила на крюке по мере подъема КБТ изB меняется в широких пределах. Для рациональB ного использования мощности привода лебедB ки и возможного сокращения времени спускоB подъемных операций привод должен действоB

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ БУРОВЫХ УСТАНОВОК вать таким образом, чтобы регулирование скоB рости происходило приблизительно по закону постоянства мощности. После замены долота проводится спуск КБТ в скважину. Для обеспечения безопасноB го спуска используется обычно электромагB нитный тормоз. Аналогично режиму подъема целесообразно регулировать скорость спуска в зависимости от силы тяжести КБТ по закону постоянства мощности. БУ классифицируются по максимальной нагрузке на крюке подъемной системы и подB разделяются на 11 классов. Основные характеB ристики некоторых БУ и значения мощности привода главных буровых механизмов предB ставлены в табл. 8.8. Каждому классу БУ соответствует опредеB ленная условная глубина бурения, которая моB жет быть обеспечена при массе погонного метB ра КБТ 30 кг. Условная глубина бурения являB ется также наглядным классификационным паB раметром, в связи с чем эту величину принято указывать в типовом обозначении установок. В обозначение наземных БУ входят две цифры, первая из которых означает условную глубину бурения (м), вторая — максимально допустиB мую силу (кН) на крюке подъемной системы. Электропривод лебедки должен иметь мощность, обеспечивающую при широком диапазоне изменения силы тяжести КБТ наиB меньшее суммарное время подъема колонны из скважины. Для питания разных электроприводов исB пользуются одни и те же источники электроB

493

энергии: высоковольтная электрическая линия на электрических БУ (с питанием от электриB ческих сетей) и автономные электростанции на дизельBэлектрических БУ, предназначенB ных для неэлектрифицированных районов. Электродвигатели на каждой конкретной устаB новке должны, как правило, выполняться на одинаковое напряжение. Главные электроприводы работают не одB новременно: в основных рабочих режимах действуют либо буровые насосы и ротор (в реB жиме бурения), либо буровая лебедка в режиB ме спускоподъемных операций (СПО), причем потребляемая электроприводами мощность в большой степени зависит от текущей глубины бурения. С учетом этого мощность главных электроприводов должна быть выбрана таким образом, чтобы максимально потребляемая мощность в режимах бурения и СПО не преB вышала мощности источника энергии. Для упрощения производства и эксплуаB тации БУ целесообразно использовать одинаB ковые виды привода для главных механизмов. Перспективны технические решения, позвоB ляющие унифицировать электрооборудование БУ. В одинаковой степени к электроприводам предъявляется ряд конструктивных требоваB ний: климатическое исполнение электрообоB рудования, исполнение по механическим возB действиям, способы монтажа, демонтажа и транспортирования. Регулирование скорости главных мехаB низмов дает определенные эксплуатационные преимущества. Электрический привод буроB

8.8. Основные характеристики ряда БУ с электрическим приводом Шифр установки

Мощность привода, кВт

Условная глубина бурения, м

Допустимая нагрузка на крюке, тс

насоса

лебедки

БУB1250/80

1250

80

375

200…240

БУB1600/100

1600

100

375…475

240…360

БУB2500/160

2500

160

500

440…550

160…250

560

560…700

250…350

600…750

550…670

БУB2900/175 БУ2900/200

2900

175 200

ротора

180

БУB3200/200

3200

БУB4000/250

4000

250

750

670…900

БУB5000/320

5000

320

750…950

900…1100

БУB6500/400

6500

400

950

1100…1500

440

БУB8000/500

8000

500

1180

1500…2000

550

370

494

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

вых механизмов широко применяется в отечеB ственной практике в первую очередь в связи с наличием развитых систем централизованного электроснабжения и сравнительной простотой реализации электропривода. Использование индивидуального электропривода главных буB ровых механизмов позволяет избежать примеB нения тяжелых и громоздких трансмиссий. Кроме того, электрический привод значительB но долговечнее по сравнению с дизельным. По указанным причинам доля БУ с электриB ческим и дизельBэлектрическим приводом неB уклонно увеличивается и составляет >70 % парка БУ. В течение многих лет на БУ использовалB ся простейший нерегулируемый электроприB вод от асинхронных и синхронных электроB двигателей, обладающий жесткими механичеB скими характеристиками и лишь в минимальB ной степени отвечающий требованиям техноB логии бурения. В связи с этим уже в 1960Bх гг. начались работы по созданию регулируемых электроприводов для БУ. Разрабатывались и выпускались в разные периоды времени элекB троприводы с электромагнитными муфтами,

каскадные системы с асинхронными электроB двигателями, система Г–Д [23]. Регулируемый электропривод обеспечиваB ет наиболее полное использование мощности буровых механизмов, возможность реализации оптимальных режимов бурения при переменB ных горноBгеологических условиях в скважине, сокращение аварийности, повышение показаB телей бурения в целом. Наряду с этим достигаB ются упрощение и облегчение конструкции меB ханизмов, повышение их надежности и долгоB вечности, экономия энергетических ресурсов, облегчение и повышение культуры труда буроB виков, а в итоге обеспечивается высокий техB никоBэкономический эффект. С середины 1970Bх гг. началось применеB ние системы электропривода ТП–Д [36], котоB рая в дальнейшем заменила другие морально устаревшие системы [26]. Тиристорный элекB тропривод постоянного тока в настоящее вреB мя является преобладающим на всех вновь выB пускаемых установках для бурения на глубину ³2500 м [27]. На рис. 8.21 показана типовая схема электроснабжения БУ. На электрических БУ

Рис. 8.21. Типовая схема электроснабжения БУ: ТрВ — трансформатор для вспомогательного оборудования

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ БУРОВЫХ УСТАНОВОК предусматриваются обычно одинBдва главных силовых трансформатора Тр1 и Тр2, питаюB щихся от централизованной электросети 6 кВ, 50 Гц через комплектные распределительные устройства КРУ1 и КРУ2. На вторичной стоB роне трансформаторов образуются общие шиB ны переменного тока (ОШ). На большинстве действующих отечественных БУ применяется напряжение на ОШ, равное 380 В, на более мощных установках оно составляет 660 В. Питание главных и вспомогательных электроприводов осуществляется комплектB ным устройством управления КУ. Все двигатеB ли главных электроприводов (двигатели насоB сов МН1 и МН2, лебедки МЛ и ротора МР) получают питание через шкафы управления с тиристорными преобразователями ШУН1, ШУН2, ШУЛ и ШУР. От тех же ОШ переменного тока непоB средственно или через согласующий трансB форматор питаются все вспомогательные поB требители. На каждой установке независимо от основного источника питания главных электроприводов, предусматривается аварийB ный дизельBгенератор ДГА относительно неB большой мощности. Электромагнитный торB моз лебедки (ЭМТ) через шкаф управления с тиристорным преобразователем ШУТ и вспоB могательные приводы могут с помощью переB ключателя питания ПВП подключаться как к ОШ, так и к ДГА. Предусмотрена возможB ность подключения ОШ к дизельным электроB станциям ДЭС1, ДЭС2. Обеспечивается полная унификация элекB троприводов собственно бурового оборудоваB ния для электрических и дизельBэлектрических БУ, разница имеется только в системе электроB питания. Такая унификация привносит сущестB венные преимущества как для производства, так и для эксплуатации установок. Тиристорные преобразователи выполняB ются в виде унифицированных блочных конB струкций с высокой степенью надежности, долговечности, ремонтопригодности. ИспольB зуются известные системы подчиненного регуB лирования, построенные на аналоговой микB роэлектронной технике [36]. Применяется обычно двухконтурная система регулирования с регуляторами тока и скорости; в случае двухB зонного регулирования двигателя вводятся доB полнительно устройства управления током возбуждения [23]. Известно, что главными недостатками тиристорного электропривода являются пониB

495

женный коэффициент мощности и наличие высших гармоник тока и напряжения. Для устранения указанных недостатков на элекB трических БУ обычно применяются емкостB ноBиндуктивные фильтрокомпенсирующие устройства (ФКУ). В большинстве случаев исB пользуются сравнительно простые ФКУ со ступенчатым регулированием реактивной мощности, а на отдельных БУ — более соверB шенные, но и более сложные и дорогие плавно регулируемые устройства «косвенной компенB сации» [26]. На дизельBэлектрических установB ках ФКУ могут не использоваться в тех случаB ях, когда дизельBэлектростанции спроектироB ваны специально для тиристорной нагрузки. За рубежом развитие электропривода БУ происходило аналогичным образом, в настояB щее время также наибольшее распространеB ние получил тиристорный электропривод поB стоянного тока с системами подчиненного регулирования. Для зарубежной буровой техB ники характерно, что БУ с питанием от элекB трических сетей применяются лишь в отдельB ных случаях. На большей части общего парка БУ используется дизельный привод, однако на установках для тяжелых условий бурения (глубокого наземного бурения, а также морB ского при всех глубинах) преобладает элекB трический привод с питанием от дизельBэлекB тростанций. При этом отмечается постоянная тенденция к возрастанию доли установок с электроприводом. Электропривод буровых насосов. ПрокаB чивание бурового раствора осуществляется буB ровыми насосами. При роторном бурении поB ток раствора необходим для поднятия на поB верхность частиц разбуренной породы. При турбинном бурении (с применением турбобуB ров или других гидравлических забойных двиB гателей) буровой раствор выполняет также роль рабочего агента для приведения во враB щение забойного двигателя. Привод насоса должен обеспечивать требуемые параметры реB жимов работы насоса, изменяющиеся в значиB тельных пределах в зависимости от глубины скважины и режимов бурения. Насос должен создавать давление, преB одолевающее гидравлические потери по пути движения прокачиваемой жидкости. Давление при той же подаче пропорционально глубине скважины. Давление на выходе насоса p ограB ничено прочностью деталей насоса. На БУ в настоящее время применяются трехпоршнеB вые насосы одностороннего действия. Подача

496

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

Рис. 8.22. График работы бурового насоса насоса Q зависит от числа цилиндров; площаB дей поперечного сечения цилиндра и штока поршня, а также частоты вращения вала насоB сов. Без учета утечек и при неизменной скороB сти приводного двигателя характеристики наB соса P = f(Q) при различных диаметрах сменB ных цилиндровых втулок представляют собой вертикальные линии. На БУ предусматривают для насоса, как правило, пять–семь сменных втулок. СоотноB шение диаметров соседних типоразмеров втуB лок составляет 0,85…0,9. В начале бурения скважин давление невелико. По мере углублеB ния скважины увеличивается гидравлическое сопротивление и должно расти давление на выходе насоса. Поэтому, начиная с определенB ной глубины скважины, подачу насоса необхоB димо ограничивать. Оптимальным режимом считается постоB янство мощности, равной номинальной мощB ности насоса. Следует всегда стремиться проB качивать через трубы максимальное количестB во жидкости, которое определяется мощноB стью приводных двигателей и механической прочностью насоса. С увеличением глубины устанавливаются поршни меньшего диаметра, тем самым осуществляется ступенчатое измеB нение допустимой подачи. При нерегулируемом приводе насоса и в предположении, что за время смены втулок

характеристика магистрали (скважины) неизB менна, графики, характеризующие различные режимы работы насоса, показаны на рис. 8.22. Здесь принято, что в комплекте насоса предуB смотрено пять типоразмеров сменных поршB ней. Сплошными жирными линиями показаB ны характеристики насоса при различных разB мерах втулок, пунктирной линией — условная расчетная кривая постоянной мощности, тонB кими сплошными — характеристики скважиB ны. Точка 2 — основная расчетная точка для поршней максимального диаметра, точка 10 — минимального диаметра. График режимов работы насоса характеB ризуется ломаной кривой 1–2–3а–4–5а–6– 7а–8–9а–10. При использовании электроприB вода с однозонным регулированием (регулироB вание с постоянным моментом) график режиB мов представляет собой ломаную кривую 1–2– 3–4–5–6–7–8–9–10. В случае применения электропривода с двухзонным регулированием скорости (регулированием во второй зоне с постоянной мощностью) график режимов выB глядит как кривая 1–2–4–6–8–10. При этом наиболее полно используется мощность элекB тродвигателя насоса. Номинальная мощность насоса (на приводном валу) является одним из главных классификационных параметров наB соса, эта величина определяется при номиB нальных значениях подачи и давления [36].

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ БУРОВЫХ УСТАНОВОК На БУ разных классов номинальная приB водная мощность одного насоса составляет 300…1180 кВт, номинальная частота вращения электродвигателя выбирается обычно в предеB лах 500…1000 мин-1. На каждой БУ используB ется, как правило, два насоса. Выбор вида привода и его характеристик должен проводиться с учетом следующих треB бований и технологических факторов [27]: – привод насоса должен быть нереверB сивным, режим работы продолжительным; – статизм характеристики на номинальB ной скорости должен составлять ~5 %; – желательна возможность регулировать скорость привода при бурении с переменными условиями в скважине в диапазоне от 100 до 70…80 % от номинальной скорости в целях выбора оптимального режима бурения; – требуемый пусковой момент привода должен быть на 5…10 % выше номинального; желательно иметь возможность плавного пусB ка насоса (до 60 с); – во вспомогательных режимах (восстаB новления циркуляции, промывки и т.п.) желаB тельна работа на скоростях 20…50 % от номиB нальной. При анализе режимов работы привода следует учесть, что момент последнего проB порционален давлению, а скорость — подаче насоса. Величина подачи важна для эффективB ной работы забойного двигателя, для гидромоB ниторного разрушения породы и т.д., поэтому надо стремиться к наиболее полному испольB зованию имеющейся мощности насоса и его электропривода [27]. Возможность оперативB ного регулирования подачи насоса позволяет получить существенный техникоBэкономичеB ский эффект. Электропривод насоса выполняется по системе ТП–Д с подчиненным регулированиB ем координат [27]. В целях исключения тахоB генератора и упрощения схемы управления в качестве регулятора скорости используется реB гулятор ЭДС. Электропривод роторного стола. Роторный стол расположен на рабочей площадке БУ (в нижней части буровой вышки), его вращаюB щаяся часть (ротор) представляет собой полый выходной вал, ось которого совпадает с осью скважины. В режимах бурения в отверстие роB тора вставляются вкладыши, обеспечивающие захват верхней бурильной трубы квадратного сечения, благодаря чему ротор приводит во вращение всю КБТ. В конструкцию роторного

497

стола встроен конический редуктор, при этом входной вал ротора горизонтальный. В некоB торых случаях по конструктивным соображеB ниям между электродвигателем и входным ваB лом ротора устанавливается дополнительный редуктор. Главные параметры ротора: номинальная мощность; рабочий (номинальный) и краткоB временный максимальный моменты на выходB ном валу ротора; угловая скорость ротора ноB минальная и максимальная (при малых наB грузках). Вид привода и его характеристики должB ны выбираться с учетом следующих требоваB ний и технологических особенностей работы: – привод необходим реверсивный, однаB ко в основных рабочих режимах ротор должен вращаться в одном (прямом) направлении, обB ратное направление вращения нужно только в некоторых вспомогательных режимах, поэтоB му допустÅм реверс путем оперативных переB ключений с кратковременным перерывом пиB тания; – режим работы должен быть продолжиB тельным, причем момент нагрузки может быть постоянным или колебаться в некоторых преB делах (вплоть до максимального); – при регулировании частоты вращения вниз от номинальной привод должен обеспеB чивать возможность продолжительной работы при номинальном моменте нагрузки, вверх от номинальной — при постоянной номинальной мощности; – поскольку ротор приводит во вращение длинную упругую колонну труб, желательна экскаваторная характеристика с максимальным стопорным моментом, равным 1,5…1,7 номиB нального. Номинальная мощность электропривода роторного стола на БУ разных классов составB ляет 160…550 кВт, максимальный момент 20… 80 кН×м, максимальная частота вращения 200… 220 мин-1. При безредукторном электроприводе номинальная частота вращения двигателя равна 400…500 мин-1, а при наличии дополнительноB го редуктора она составляет 800…1000 мин-1. Передаточное отношение встроенного реB дуктора собственно ротора задается машиноB строительным заводом, а для дополнительного редуктора рассчитывается таким образом, чтоB бы обеспечить наилучшие показатели испольB зования выбираемого электродвигателя. ТреB буемая угловая скорость вращения ротора изB меняется в зависимости от условий бурения:

498

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

с увеличением глубины, как правило, вращаюB щий момент возрастает, а скорость должна снижаться. В настоящее время для роторного стола используется электропривод постоянного тоB ка, выполненный по системе ТП–Д с подчиB ненным регулированием координат аналогичB но электроприводу насоса. В электроприводе роторного стола имеется узел регулируемого ограничения тока якоря, обеспечивающий экскаваторную механическую характеристику двигателя [27]. В последние годы для вращения КБТ применяется принципиально новый мехаB низм — так называемый «верхний привод» вращения колонны, конструктивно совмещенB ный с вертлюгом для подачи в КБТ бурового раствора, в связи с чем используется также наB звание «силовой вертлюг». Этот механизм повышает оперативность проведения технологических процессов и разB личных вспомогательных операций, а при буB рении наклонно направленных скважин повыB шает точность ориентирования бурильного инструмента по азимуту, что чрезвычайно важно для попадания в продуктивный пласт. Требуемые характеристики и мощность верхB него привода те же, что у электропривода ротора. Электропривод буровой лебедки. Буровая лебедка предназначена для подъема КБТ, а также подъема пустого элеватора после спуска КБТ на одну свечу. На большинстве сущестB вующих БУ устанавливается нереверсивный электропривод лебедки, обеспечивающий подъем КБТ, а для спуска предусматривается отдельный электромагнитный тормоз или отB дельный электропривод. На некоторых новых БУ электропривод лебедки выполняется реверсивным. В этом случае он обеспечивает как подъем, так и спуск КБТ (энергия спуска либо рекуперируB ется в питающую сеть, либо рассеивается в мощных нагрузочных резисторах). По мере подъема КБТ сила тяжести дискретно уменьшается, так как она при подъеме разбирается на отдельные отрезки (свечи) длиной 25 м каждая (на уникальных БУ она равна 37,5 м). Время работы лебедки чередуется с паузами для отвинчивания, пеB реноса и установки труб, а также спусB ка крюка с незагруженным элеватором. РеB жим работы повторноBкратковременный с относительной продолжительностью

включения 25…40%. Длительность одного цикла 1,5…3 мин. Диапазон изменения момента нагрузки определяется отношением силы тяжести макB симального груза к силе тяжести крюка с незаB груженным элеватором и составляет от 14:1 до 20:1. Максимальная скорость подъема пустого элеватора 1,6…1,7 м/с (но ³1,4…1,5 м/с). При расхаживании обсадных колонн (т.е. при пеB риодическом перемещении колонны вверх и вниз в процессе ликвидации аварийных ситуаB ций) требуется обеспечить скорость 0,1…0,2 м/с. Подъем КБТ с максимальной сиB лой тяжести осуществляется со скоростью 0,4…0,6 м/с. Например, лебедка БУB2500 имеет одноB двигательный электропривод, обеспечиваюB щий максимальную скорость подъема 1,54 м/с и минимальную скорость 0,2 м/с, т.е. диапазон регулирования скорости составляет 1,54/0,2 = = 7,7. Подъем КБТ максимальной силы тяжеB сти осуществляется с промежуточной скороB стью 0,48 м/с. Электропривод лебедки должен иметь пусковые характеристики, обеспечивающие безударный выбор люфтов с последующим инB тенсивным разгоном при пусковом моменте 1,6…1,8 номинального момента. Система торможения буровой лебедки должна гарантировать регулирование скорости спуска в заданных пределах. Для этой цели применяются тормозные электрические машиB ны различных типов, в первую очередь специB ально создаваемые для этого ЭМТ, которые соединяются через муфту непосредственно с валом барабана лебедки [26]. ЭМТ индукционного типа действует поB добно асинхронному двигателю, работающему в режиме динамического торможения. ЗначеB ние тормозного момента зависит от потока возбуждения и скорости. В ЭМТ порошкового типа в зазоре находится ферромагнитный поB рошок, который при отсутствии тока возбужB дения не мешает вращению ротора, а при наB личии тока возбуждения возникает механичеB ское трение между ротором и статором, в реB зультате чего создается тормозной момент, коB торый практически пропорционален потоку возбуждения вплоть до насыщения магнитной системы. В связи с большой мощностью, выB деляемой в ЭМТ, они снабжаются жидкостной системой охлаждения. Выбор вида и характеристик тормозной машины должен проводиться с учетом следуюB

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ БУРОВЫХ УСТАНОВОК щих основных требований и технологических особенностей режимов спуска. 1. Система торможения по мощности и моменту должна обеспечивать спуск КБТ со скоростью, которая на 30…40 % выше скороB сти подъема КБТ той же силы тяжести. ЖелаB тельно наиболее полное использование мощB ности системы торможения, поэтому зависиB мость скорости спуска от момента нагрузки (при скорости выше номинальной) должна быть близкой к кривой постоянной мощности. 2. Режим работы повторноBкратковреB менный, параметры его аналогичны режиму электропривода лебедки при подъеме. 3. В целях повышения производительноB сти работы при спуске в процессе разгона под действием сил тяжести система не должна разB вивать тормозной момент; по окончании разB гона система должна обеспечивать момент, неB обходимый для спуска КБТ с заданной устаноB вившейся скоростью. 4. Система торможения должна при неB обходимости обеспечивать интенсивное замедB ление. Индукционные ЭМТ серии ТЭИ примеB няются на БУ для бурения скважин глубиной 3000…6500 м. Номинальные тормозные моменB ты находятся в пределах 18…80 кН×м, эквиваB лентная мощность составляет 200…800 кВт. Для регулирования тока возбуждения испольB зуются тиристорные преобразователи. На отечественных установках сверхглубоB кого бурения, а также на некоторых новых соB временных БУ средних классов в качестве торB мозной машины служит приводной электроB двигатель лебедки, действующий при спуске в режиме рекуперативного или динамического торможения [26]. Благодаря этому не требуетB ся отдельной тормозной машины. Электропривод регуляторов подачи долота. Осевая нагрузка (вертикальная сила) на долото является одним из важнейших параметров процесса механического бурения. При всех виB дах бурения нагрузка на долото создается сиB лой тяжести КБТ. Применяемые на практике способы подачи основаны на изменении скоB рости и положения верхнего конца КБТ, в свяB зи с чем изменяется нагрузка на долото Fдол.. Когда долото воздействует на забой, часть сиB лы тяжести КБТ создает осевую нагрузку на долото, а оставшаяся часть будет приложена к крюку подъемной системы. В установившемся режиме бурения скоB рости перемещения долота и верхнего конца

499

КБТ равны, при этом сила на крюке и нагрузB ка на долото остаются постоянными. Следует заметить, что прямое измерение нагрузки на долото является сложной технической задачей, тогда как измерение силы на крюке значительB но проще, поэтому нагрузка на долото опредеB ляется обычно косвенным методом — путем вычисления по формуле F дол = Fб.к - Fкр , где Fб.к — сила на крюке, измеренная предвариB тельно при свободном опускании КБТ в скваB жину без контакта с забоем; Fкр — фактическая сила на крюке, измеряемая в процессе бурения. Все существующие РПД могут быть разB делены на две группы: пассивного и активного типов. Для РПД пассивного типа характерно то, что они могут регулировать скорость опусB кания инструмента и обеспечивать нулевую скорость, т.е. останавливать барабан лебедки, а соответственно, и верхний конец КБТ. ТаB кие РПД имеют разновидности: – регуляторы, воздействующие на мехаB нический фрикционный тормоз; – регуляторы, влияющие на электромагB нитный тормоз буровой лебедки, при этом тормоз должен обладать способностью создаB ния необходимого тормозного момента при нулевой скорости. Из РПД пассивного типа наиболее расB пространена система, основанная на испольB зовании электромагнитного ферропорошковоB го тормоза. РПД активного типа выполняют те же функции, но отличаются дополнительной споB собностью осуществлять кратковременно подъем верхнего конца КБТ, а также быстро реагировать на отклонения фактических велиB чин от заданных значений. Это повышает точB ность поддержания нагрузки на долото и суB щественно улучшает показатели бурения. Для реализации автоматического режима поддерB жания заданной нагрузки на долото необходим датчик веса на крюке с электрическим выходB ным сигналом. Двигатель РПД подсоединяется к лебедке через редуктор с относительно высоким переB даточным отношением (порядка 40…60). ОбB щее передаточное отношение от двигателя к валу барабана выбирается исходя из того, чтоB бы привод РПД обеспечивал максимальную скорость подачи (порядка 80…120 м/ч), а такB же аварийный подъем КБТ при максимальной

500

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

Рис. 8.23. Функциональная схема электропривода подачи долота: ОТ — общая точка силе тяжести КБТ. Мощность электродвигатеB ля составляет обычно 50…100 кВт в зависимоB сти от класса БУ. Наиболее распространены электрические регуляторы подачи с двигателем постоянного тока. На рис. 8.23 приведена функциональная схема электропривода с РПД. ЭлектродвигаB тель привода подачи МП получает питание от тиристорного преобразователя ТП. Система регулирования выполнена двухконтурной с подчиненным регулированием и содержит контур тока с регулятором РТ и обратной свяB зью по току, снимаемой с датчика тока ДТ, и контур скорости с регулятором РС, имеющим блок ограничения УО. В схеме вместо обратной связи по скороB сти реализована обратная связь по ЭДС, полуB чаемая как разность напряжения на якоре двиB гателя, снимаемого с датчика напряжения ДН, и сигнала, пропорционального току двигателя, снимаемого с ДТ. Обмотка возбуждения МП (ОВ) получает питание от тиристорного преB образователя ТВ. Ток в ней поддерживается регулятором РТВ на уровне, заданном значеB нием Uз.т.в. Сигнал обратной связи по току возбуждения снимается с датчика тока ДТВ. Принципиальная особенность данной системы привода состоит в том, что знак стаB тического момента на валу привода, опредеB ляемый силой тяжести КБТ, один и тот же при спуске и подъеме. Таким образом, система при подъеме работает в двигательном режиме

(первый квадрант), а при спуске в режиме реB куперации (четвертый квадрант). Направление скорости в этих двух квадрантах различно, поB лярность напряжения якоря тоже разная, но направление тока якоря остается неизменным. С учетом этого факта силовая часть тириB сторного преобразователя обычно выполняетB ся по нереверсивной схеме. Однако в том слуB чае, если используется редуктор, имеющий свойства самоторможения, ТП должен быть реверсивным по току, поскольку в переходных режимах привод иногда должен переходить во второй и третий квадранты. В режиме ручного управления по команB де бурильщика включается реле РР, сигнал заB дания скорости регулируется потенциометром Rз.с на пульте, при этом электропривод дейстB вует как система регулирования скорости (т.е. обеспечивается поддержание заданной скороB сти). В случае изменения условий бурения буB рильщик изменяет необходимым образом заB дание скорости. Для режима автоматического поддержаB ния нагрузки на долото служит регулятор веса РВ, подключаемый к схеме через контакт реле РА выбора автоматического режима. На входе РВ сравнивается сигнал от датчика веса на крюке ДВ с сигналом задания веса от потенB циометра Rз.в . При этом скорость подачи будет изменяться таким образом, чтобы при изменеB нии условий бурения обеспечивалось поддерB жание постоянной нагрузки на долото.

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ГЕЛИОУСТАНОВОК Активный характер регулятора проявляB ется в следующем. Например, в случае, если резко увеличится твердость породы (а при этом в первый момент неизбежно возрастет нагрузка на долото), то система быстро отреаB гирует на это и обеспечит не только останов, но и подъем инструмента. Нагрузка на долото быстро восстановится на заданном уровне, и система снова перейдет в режим подачи, но уже с пониженной скоростью. Благодаря этоB му повышается износостойкость долота и преB дупреждается аварийное разрушение долот. Применение регуляторов подачи долота с тиристорным электроприводом следует счиB тать целесообразным на БУ всех типов и классов, поскольку они при относительно неB больших мощности и стоимости существенно повышают производительность основного технологического процесса — механического бурения. Перспективные системы электропривода БУ. К настоящему времени в России разраB ботаны и выпускаются системы регулируеB мого электропривода БУ всех классов на баB зе ТП–Д. Как история развития, так и соB временное состояние электроприводов для БУ в нашей стране в основных чертах соотB ветствуют деятельности ведущих зарубежных фирм [23]. Следует отметить, что многие оригинальные технические решения были изобретены и впервые внедрены в России еще в 1960–1970Bх гг., например: – системы электропривода буровых лебеB док со специальными характеристиками, поB зволившие создать высоконадежные и комB пактные двухскоростные буровые лебедки; – реверсивные электроприводы буровых леB бедок уникально высокой мощности (>3000 кВт) с использованием электродвигателей в качестB ве тормозных машин. В частности, такой комB плекс обеспечил выполнение огромного объеB ма спускоподъемных операций на уникальной установке БУB15000 «Кольская», с помощью которой в 1981 г. достигнут мировой рекорд глубины (12 262 м), не превзойденный до наB стоящего времени; – электрические автоматизированные РПД активного типа и системы автоматизации бурения на этой основе; – ряд других оригинальных электротехB нических устройств для проходки скважин. В последние годы создаются новые мехаB низмы и системы для бурения, в том числе частотноBрегулируемые электроприводы, спеB

501

циальные цифровые системы контроля и управления буровыми механизмами и др. ПерB спективно создание специализированного электрооборудования для проводки горизонB тальных участков скважин, повышение уровня информационноBдиагностического обеспечеB ния и степени автоматизации процессов проB ходки скважин. Исходя из постоянно возрастающих треB бований технологии к электроприводу БУ по надежности, точности, быстродействию, качеB ству воспроизведения движения, энергетичеB ской эффективности, ресурсоемкости, элекB тромагнитной и информационной совместиB мости, общие направления развития автоматиB зированного электропривода БУ можно сфорB мулировать следующим образом: – совершенствование тиристорных преB образователей постоянного тока, широко приB меняемых на БУ; – создание частотноBрегулируемых элекB троприводов переменного тока специализироB ванного исполнения для тяжелых условий эксB плуатации; – применение силовых полупроводникоB вых приборов нового поколения в преобразоваB телях постоянного и переменного тока, в том числе и высоковольтных; – широкое внедрение средств микропроB цессорной техники в управление электроприB водами и реализацию функций АСУТП; – использование компьютерной техники для создания алгоритмов управления электроB приводами в связи с их технологическим усB ложнением и для обеспечения диагностироваB ния, повышения надежности и т.д; – создание энергосберегающих систем, а также устройств, улучшающих энергетичеB скую совместимость электроприводов и источB ников питания — электрических сетей и автоB номных электростанций. 8.7. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ГЕЛИОУСТАНОВОК Истощение ископаемых энергоресурсов, отрицательное влияние традиционной энерB гетики на экологию, а также экономические факторы обусловливают поиск новых источB ников энергии, в частности возобновляемых. Из всех видов возобновляемых источников энергии наиболее перспективно и доступно Солнце. Запас солнечной энергии неисчерпаB ем, а физические принципы преобразования

502

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

ее в виды, удобные для потребления, просты, надежны и безопасны. Мощность лучистого потока энергии Солнца, достигающего ЗемB ли, оценивают в 1,7×1014 кВт, в то время как установленная мощность источников энерB гии, созданных во всем мире, еще не достигB ла 1010 кВт [12]. Согласно прогнозам, основную часть энергии в будущем человечество будет полуB чать от Солнца, в разумных пределах дополняя ее термоядерной энергией. Устройства, улавливающие лучистую энергию Солнца и преобразующие ее в элекB трическую или тепловую, называют гелиоустаB новками. Солнечная энергия пока не получила надлежащего практического применения по ряду объективных причин. Плотность энергии Солнца сравнительно мала (1,4 кВт/м2 в окоB лоземном космосе и 0,4…0,6 кВт/м2 на поверхB ности Земли) и зависит от состояния атмосфеB ры, географической широты расположения усB тановки, а также времени суток и года. Для использования солнечной энергии в практических целях приходится собирать ее материалоемкими и дорогостоящими преобраB зователями солнечной энергии (солнечными батареями, концентраторами, водоB и воздухоB нагревателями и т.д., занимающими большую площадь), которые с целью ориентации приB емника излучения на Солнце снабжаются опорноBповоротными устройствами со следяB щими электроприводами. Вследствие неравномерности поступлеB ния солнечной энергии необходимо осуществB лять аккумулирование энергии и консервацию установок в течение года (в климатических усB ловиях России гелиоустановки могут эффекB тивно работать £2500 ч в году). ИзBза открытоB го расположения гелиоустановок проявляется негативное влияние окружающей среды на электроборудование (ветра, дождя, пыли, солB нечной радиации и т.д.). Основные типы гелиоустановок. В настояB щее время используются гелиоустановки разB личных назначения и принципов преобразоваB ния энергии: солнечные водоB и воздухонагреB ватели (системы горячего водоснабжения, отоB пления, сушки и обработки сельскохозяйстB венных продуктов); установки прямого преобB разования энергии Солнца в электрическую на полупроводниковых фотопреобразователях (ФП) без концентрации и с концентрацией солнечной энергии; тепловые энергетические турбогенераторные гелиоустановки; тепловые

гелиостатные электростанции башенного типа с газотурбинными циклами (основу которых составляют плоские управляемые зеркала — гелиостаты); наземные и орбитальные высокоB температурные солнечные печи; орбитальные солнечные батареи [41]. Из перечисленных типов значительную часть составляют установки, преобразующие солнечную энергию в электрическую на осB нове полупроводниковых ФП. Основными материалами для солнечных элементов пряB мого преобразования служат кремний и арсеB нид галлия. КПД ФП из монокристаллического кремния составляет ~15 %. В лабораторных условиях достигнут КПД порядка 20 %. ТеоB ретический предел КПД кремниевых ФП раB вен 22 %. ФП из поликристаллического и аморфного кремния значительно дешевле, но их КПД существенно ниже (4…5 %). ФП из арсенида галлия имеют меньшее внутреннее омическое сопротивление, а также более выB сокий и стабильный в широком диапазоне температур КПД (~20 %), но они существенB но дороже [30]. Электроприводы гелиоустановок. РазнообB разные гелиоустановки характеризуются обB щей операцией — наведением рабочего органа на Солнце. Эту операцию выполняет система наведения, выполненная в виде двухкоордиB натного следящего электропривода, от котороB го существенно зависят качество работы и производительность гелиоустановки. В тепловых гелиоустановках необходиB мо регулировать температуру в зоне нагрева, что достигается перекрытием части потока лучистой энергии посредством подвижных экранов и жалюзи, перемещением которых управляет электропривод регулятора темпеB ратуры. Как правило, следящие электроприводы систем наведения и регулирования температуB ры унифицированы, имеют одинаковые струкB туры и элементную базу. Кроме них в гелиоB установках применяются вспомогательные электроприводы (для перемещения исследуеB мого образца материала в солнечной печи или перекачки охлаждающей жидкости в энергетиB ческой гелиоустановке и т.д ). Системы координатных осей следящих электроприводов. Конструкция гелиоустановки и устройство электроприводов во многом заB висят от выбранного типа системы координат. По расположению координатных осей наземB

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ГЕЛИОУСТАНОВОК ные гелиоустановки подразделяются на два тиB па: экваториальные и азимутальноBзенитальB ные. В последних координатные оси направлеB ны перпендикулярно и горизонтально по отB ношению к поверхности Земли. В экваториB альной системе положение главного исполниB тельного вала параллельно оси вращения ЗемB ли, а его скорость вращения постоянна и соB ставляет 1 об/сутки или 7,27·10-5 1/с. Применение подобной однокоординатной системы наведения возможно при расположеB нии гелиоустановки на широтах, близких к нуB левой, где угловая высота Солнца над горизонB том в полдень (h0 ) неизменна и равна 90°. На широтах, отличных от нуля, h0 = 90 - j - y, где j — географическая широта места; y — солнечB ное склонение. Так как y переменно в течение года, пеB ременной будет и h0 . Поэтому для изменения положения оптической оси необходимо приB менение второй координаты — склонения. Можно ограничиться использованием проB стейшей однокоординатной экваториальной системы наведения и ступенчато (примерно раз в месяц по мере достижения ошибки навеB дения по координате «склонение» допустимоB го значения) корректировать положение оптиB ческой оси по второй координате. В высокоточных гелиоустановках, где доB пустимая погрешность наведения измеряется в угловых минутах, необходимо непрерывное слежение по двум координатам. ЭкваториальB ная схема в этом случае теряет свои преимуB щества. Кроме того, изBза наклонного положения главного исполнительного вала возникают сложности: ограничение вариантов компоновB ки элементов конструкции, затруднение выбоB ра и эксплуатации электромеханических узлов изBза наклонного рабочего положения, усилеB ние влияния ветровой нагрузки. Основные типы следящих электропривоB дов гелиоустановок имеют азимутальноBзениB тальную систему координат. Угловые скорости вращения вокруг вертикальной и горизонтальB ной осей переменны во времени и зависят от солнечного склонения, а также от географичеB ской широты места. Наведение может осущеB ствляться по программе или в режиме слежеB ния с использованием датчика рассогласоваB ния, что представляется более предпочтительB ным, так как сигнал, получаемый от Солнца, обладает достаточной мощностью и низким уровнем помех.

503

Типы применяемых в гелиотехнике элек троприводов. В мировой практике для ориенB тации гелиоустановок используются системы наведения, в основе которых лежат электроB приводы различных типов: шаговый в режиB ме программного управления от вычислиB тельной машины или в режиме часовой заB водки с управлением от задающего генератоB ра импульсов (для экваториальных коордиB натных осей); электропривод постоянного тока в режиме непрерывного слежения с управлением от датчика рассогласования; реB лейный следящий электропривод постоянноB го тока с управлением от датчика рассогласоB вания (для энергетических гелиоустановок с полупроводниковыми ФП). Поскольку в гелиоустановках в больB шинстве случаев источником электроэнергии является ФП, который вырабатывает постоB янный электрический ток, то в гелиотехнике за основу принят электропривод постоянного тока. Наиболее широкое применение в гелиоB технике нашел следящий электропривод поB стоянного тока, работающий в режиме неB прерывного слежения с управлением от датB чика рассогласования, так как по сравнению с программными и релейными системами электроприводов он обладает следующими достоинствами: годится для всех типов гелиоB установок с любым расположением коордиB натных осей; отрабатывает возмущения от ветровой нагрузки, а также деформации конB струкции гелиоустановки от тепловых и дисB балансных воздействий и перемещения фунB даментного грунта; демпфирует колебания исполнительного вала в замкнутой системе по каналу управления. Особенности электроприводов гелиоуста новок. Следящие электроприводы гелиоустаB новок характеризуются малыми скоростями вращения исполнительных валов. В азимуB тальноBзенитальной системе наведения на географической широте 40° в режиме непреB рывного слежения максимальная скорость исполнительного вала равна 50 град/ч или 2,4×10-4 1/с [30]. Малые рабочие скорости исполнительB ных валов и значительные размеры светоприB емников во многом определяют особенности электроприводов гелиоустановок: малую мощность следящего электропривода (единиB цы ватт); большое передаточное отношение кинематической цепи — сотни тысяч (этим объясняется отсутствие электромеханической

504

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

связи и демпфирующей способности разомкB нутого привода в отношении механических колебаний исполнительного механизма); низB кую частоту свободных колебаний гелиоустаB новки относительно заторможенного двигатеB ля (что ограничивает добротности по скороB сти и ускорению следящего электропривода); значительные колебания момента от ветровой нагрузки. Следящие электроприводы имеют ряд неB линейностей, к которым относятся: кинематиB ческие люфты в передаче; нелинейные зависиB мости упругого момента от разности углов поB ворота вала двигателя и исполнительного вала, а также момента трения на исполнительном валу от скорости; зоны нечувствительности и «насыщение» в выходной характеристике управляемого преобразователя напряжения и пеленгационной характеристике датчика расB согласования. Для компенсации кинематических люфB тов в азимутальных электроприводах гелиоB установок применяются механические и элекB тромеханические устройства. Реализация поB следних возможна в многодвигательном элекB троприводе. Чаще всего для наведения гелиоустановB ки по каждой координате используется одноB двигательный следящий электропривод с меB ханической компенсацией кинематического люфта, причем в режимах «слежение» и «быB строе перемещение» задействован один и тот же двигатель. По координате «зенит» кинемаB тический люфт компенсируется посредством дисбаланса поворотной части установки. Резонансная частота следящего электроB привода, а следовательно, предельно возможB ная точность наведения во многом зависят от конструкции опорноBповоротного устройства и выходной части кинематической цепи, котоB рые должны обладать, поBвозможности, наиB большими механическими жесткостями и наиB меньшими моментами инерции поворотных частей.

Нелинейная зависимость момента трения на исполнительном валу от его скорости осоB бенно сильно проявляется на малых скоростях и при небольшой жесткости кинематической цепи. В электроприводах гелиоустановок это выражается в неравномерном, «скачкообразB ном» вращательном движении исполнительноB го вала. Повысить плавность хода следящего электропривода можно введением отрицательB ной обратной связи по скорости исполнительB ного вала, что технически сложно и на пракB тике применяется редко. Погрешность наведения высокоточных гелиоустановок в основном обусловлена знаB чительными колебаниями момента ветровой нагрузки. В следящих электроприводах с управлением от датчика рассогласования возB мущающие воздействия по нагрузке компенB сируются по каналу управления в соответствии с отклонениями датчика от нулевого положеB ния. В других системах наведения гелиоустаB новок возмущающие воздействия по нагрузке не компенсируются. Типовые электроприводы гелиоустановок. На рис. 8.24 представлена функциональная схема типового следящего электропривода ге лиоустановки с управлением от датчика расB согласования. Эта схема получила наибольB шее распространение в гелиотехнике. В соB став схемы входят: датчик рассогласования ДР, регулятор положения РП, управляемый преобразователь напряжения УП, двигатель М, редуктор Р и исполнительный мехаB низм ИМ. Датчики рассогласования, выдающие информацию об угловом отклонении оптичеB ской оси от направления на Солнце, в наB стоящее время не производятся серийно, а разрабатываются и изготавливаются для кажB дой установки в соответствии с ее особенноB стями и спецификой работы. Основой для разработки датчика служит требуемая пеленB гационная характеристика, т.е. зависимость выходного напряжения U d от угла рассогласоB

Рис. 8.24. Функциональная схема типового одноконтурного следящего электропривода гелиоустановки

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ГЕЛИОУСТАНОВОК

Рис. 8.25. Пеленгационная характеристика дат чика рассогласования вания d = q з - q и.в , где q з — угол задания поB ложения солнца; q и.в — угол исполнительноB го механизма ИМ (рис. 8.25). Характеристика 1 относится к непрерывB ному режиму слежения, а характеристика 2 — к релейному. Параметры желаемой пеленгациB онной характеристики датчика (ширина зоны нечувствительности d 0 , ширина линейного участка d л , которому соответствуют режимы слежения, максимальное выходное напряжеB ние U max и значение угла захвата d захв , равного максимальному углу рассогласования, при коB тором датчик выдает логически правильный сигнал) определяются с учетом технических данных и условий работы гелиоустановки [29]. Регулятор положения реализуется посредB ством пропорциональноBинтегральноBдиффеB ренциального (ПИД) звена в контуре угла, пеB редаточная функция которого имеет вид WРП ( p) =

(Tk1 p + 1)(Tk 2 p + 1) , T0 p

где Tk1, T0 , Tk 2 — постоянные времени. Интегральная составляющая 1 / T0 p повыB шает астатизм следящего электропривода до второго порядка, а дифференцирующие соB ставляющие (Tk1 p + 1) и (Tk 2 p + 1) расширяют поB лосу пропускания и увеличивают устойчивость системы. Управляемый преобразователь напряB жения транзисторный. Требуемая мощность двигателя слежения обычно незначительна (доли ватта на квадратный метр активной площади светоприемника — концентратора или фотопреобразователя). Для гелиоустаB новки с площадью светоприемника до 25 м2 мощность двигателя слежения £10 Вт [30].

505

Зенитальный следящий электропривод выB полняется реверсивным. Если не нужна комB пенсация ветровых воздействий, то примеB няется нереверсивный азимутальный следяB щий электропривод. Электропривод регулятора температуры гелиоустановки. В некоторых типах гелиоустаB новок, например в солнечных печах, обеспеB чивающих высокотемпературные технологичеB ские режимы различного назначения в заданB ной газовой среде, требуется регулирование температуры объекта нагревания. В одних слуB чаях необходима стабилизация температуры на заданном уровне, в других — обеспечение соB ответствующего закона изменения температурB ного режима. Структурные изменения в самом объекте нагревания, флуктуации солнечной радиации изBза изменчивости атмосферного состояния, а также погрешности наведения на Солнце могут существенно нарушать заданный темпеB ратурный режим. Электропривод регулятора температуры позволяет отработать возмущаюB щие воздействия с помощью замкнутой систеB мы регулирования температуры. Обычно в целях унификации элементная база, электромеханическая и структурные схеB мы электропривода регулятора температуры соответствуют следящему электроприводу сисB темы наведения. Основная разница заключаетB ся в способе получения сигнала управления, который в регуляторе температуры берется от термопары или от пирометра, настроенного на длину волны света, поглощаемую атмосферой. В этом случае пирометр будет реагировать только на температуру собственно объекта наB гревания. Сигнал от датчика температуры поB ступает на ПИД регулирующее звено. Иногда в электропривод регулятора темB пературы вводят дополнительный внутренний контур регулирования лучистого потока, котоB рый формирует на объекте заданный лучистый поток без ошибок в установившемся режиме по каналам управления и возмущения от флуктуаций солнечной радиации. Для повыB шения точности поддержания заданного закоB на изменения лучистого потока в динамичеB ских и квазиустановившихся режимах внутB ренний контур оптимизируется с помощью форсирующего пропорциональноBдифференB циального (ПД) регулятора потока с фильтB ром, что при апериодической устойчивости контура обеспечивает низкий уровень ошибок регулирования потока [39]. Сигнал управления

506

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

для регулятора потока берется от дополнительB ного пирометра. Наличие высокоточного внутреннего контура электропривода регулятора температуB ры позволяет формировать на объекте нагреB вания лучистый поток, соответствующий заB данному значению или заданному закону его изменения независимо от флуктуаций солнечB ной радиации, что снижает температурные ошибки и повышает качество температурных режимов солнечной печи. В солнечных печах погрешность регулиB рования температуры составляет единицы граB дусов Цельсия при температуре нагрева объекB та в несколько тысяч градусов. Комплексная электромеханическая систе ма гелиоустановки. Из всех типов электроприB водов гелиоустановок наиболее жесткие техB нические требования предъявляются к элекB троприводам солнечной печи, обеспечиваюB щим наведение концентратора на Солнце и регулирование температурного режима объекB та нагревания. На рис. 8.26 приведена функB циональная схема комплексной электромехаB нической системы, которая предназначена для обеспечения требуемого температурного режиB ма объекта нагревания О и содержит два слеB дящих электропривода азимутальноBзенитальB ной системы наведения СЭП1 и СЭП2, а такB же двухкоординатный электропривод регуляB тора температуры ЭПРТ.

Работающий с датчиками потока ДП и температуры ДТ электропривод регулятора температуры перемещает цилиндрический экран ЦЭ в зоне между концентратором и фокальным пятном, изменяя тем самым паB дающий лучистый поток в соответствии с сигналами задающего устройства ЗУ. СигнаB лы датчиков ДП и ДТ корректируются ПДB регулятором потока РП и ПИДBрегулятором температуры РТ [29]. Номинальная скорость двигателя ДЗ и передаточное отношение реB дуктора РЗ соответствуют времени полного перекрытия лучистого потока tп = 10 с. СЭП1 и СЭП2 работают в режиме непрерывного слежения от фотоэлектрического датчика рассогласования ДР. Орбитальные гелиоустановки. К орбитальB ным гелиоустановкам относятся расположенB ные на космических станциях солнечные батаB реи и солнечные печи. Солнечные батареи служат для энергообеспечения космических станций. Они наводятся на Солнце шаговым электроприводом в режиме программного управления. Реже применяется управление от фотодатчика рассогласования. Допустимая поB грешность наведения составляет единицы угB ловых градусов. Реализация электроприводов солнечных батарей даже для условий работы в космосе не вызывает особых технических сложностей. Гораздо сложнее электроприводы орбитальных солнечных печей.

Рис. 8.26. Функциональная схема наземной солнечной печи

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ГЕЛИОУСТАНОВОК В процессе наземных высокотемпературB ных материаловедческих работ возник научный и коммерческий интерес к технологическим процессам, протекающим в условиях невесомоB сти. Физика процессов расплава и кристаллизаB ции материалов в этом случае существенно отB личается от процессов, осуществляемых в наB земных условиях, что дает новые возможности получения уникальных материалов с заданныB ми свойствами. Разрабатываются различные направления и технологии, перспективные для реализации в невесомости (получение кристалB лов для сверхбольших интегральных схем, тверB дотельных лазеров и инфракрасной техники, сверхпроводящих материалов с особыми физиB ческими свойствами и т.д.). Большинство рассмотренных выше проB цессов выполнялось на пилотируемых орбиB тальных станциях с использованием резисторB ных и оптических нагревателей [29]. Орбитальные солнечные печи по сравнеB нию с резисторными и оптическими нагреватеB лями имеют ряд особенностей и преимуществ. В частности, прямое использование солнечной энергии для нагрева материалов без ее преобраB зования в другие виды позволяет практически исключить энергопотребление от бортового пиB тания; энергия подводится к материалу бесконB тактно, возможно, через прозрачные окна, обеспечивая стерильность нагрева, изолированB ность технологического объема от окружающей среды; производство выносится из гермоотсека на внешнюю часть орбитальной станции в ваB куум (что позволяет снизить нагрузку на систеB му терморегулирования гермоотсека и увелиB чить жизненное пространство космонавтов); отсутствуют внешние, возмущающие расплав электромагнитные поля; малая инерционность терморегулирования дает возможность реализоB вывать ускоренные режимы нагрева и охлаждеB ния материалов. Особенности и условия работы электропри водов орбитальных солнечных печей. В состав орB битальной солнечной печи, так же, как и в наB земном варианте исполнения, входят три сисB темы следящих электроприводов, предназнаB ченные для наведения по двум координатам на Солнце и для регулирования температуры объB екта нагревания. Допустимые погрешности раB боты электроприводов составляют: 1 угл. мин по наведению на Солнце и доли градуса ЦельB сия по регулированию температуры. Электроприводы работают в диапазоне температур ±100 °С в вакууме и невесомости.

507

В этих условиях отсутствует конвективный теB плообмен и возникает молекулярная диффуB зия, что накладывает дополнительные требоB вания на исполнение и защиту электропривоB дов. Поэтому успешно применяемые в наземB ных гелиоустановках коллекторные двигатели постоянного тока малопригодны для работы в открытом космосе. Широко используемые в различных косB мических системах наведения электроприводы с шаговыми двигателями не обеспечивают удовлетворительных показателей по качеству движения при работе совместно с механичеB ской частью, обладающей заметной упругоB стью. По техническим условиям эксплуатации орбитальных солнечных печей линейные микB роускорения образца в процессе нагрева не должны превышать значения 5×10-5 м/с2, что исключает применение шаговых двигателей. Анализ основных факторов, влияющих на характеристики высокоточных электроприB водов, сравнение регулировочных свойств осB новных типов электродвигателей показывает, что предпочтительной является двухфазная синхронная машина с постоянными магнитаB ми на роторе, используемая в режиме вентильB ного двигателя. Серьезные проблемы вызывает также поB ниженная механическая жесткость опорноBпоB воротного устройства, поскольку его прихоB дится конструировать при существенных ограB ничениях на допустимые массу, габаритные размеры и качество материалов. Возникающие упругие механические колебания препятствуB ют расширению полосы пропускания частот следящей системы и, следовательно, повышеB нию ее динамической добротности при сохраB нении устойчивости. Необходимо существенное повышение частоты собственных колебаний системы, что обусловливает нетрадиционные решения при конструировании опорноBповоротного устройB ства следящего электропривода орбитальной солнечной печи. Расположение координатных осей таких устройств отличается от традициB онно принятых в гелиотехнике экваториальB ной и азимутальноBзенитальной систем коорB динат [30]. Структура следящего электропривода с син хронным двигателем для орбитальной солнечной печи. В системах наведения на Солнце и регуB лирования температуры используется одноB типное оборудование для следящих электроB приводов. На рис. 8.27 представлена функциоB

508

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

Рис. 8.27. Функциональная схема вентильного следящего электропривода орбитальной солнечной печи нальная схема следящего электропривода, в котором применен двухфазный моментный двигатель в режиме вентильного. Усилитель мощности состоит из двух преобразователей напряжения ПН1 и ПН2, к выходам которых подсоединены фазные обB мотки двигателя М. На входы преобразоватеB лей напряжения поступают сигналы от форB мирователя фазных напряжений ФФН, по цифровому коду с помощью электронного блока ЭБ коммутирующий обмотки двигателя, заменяя собой механический коллектор. АмB плитуда фазных токов зависит от выходного напряжения регулятора положения РП. Для коммутации фаз двигателя используется цифB ровой код от основного датчика углового поB ложения [42]. При создании высокоточного следящего электропривода, работающего в открытом косB мосе, серьезной проблемой является измереB ние углового положения рабочего органа РО исполнительной оси с заданной точностью. Для рассматриваемой установки подходящими следует считать двухотсчетные датчики угловоB го положения на основе вращающихся трансB форматоров ВТр. Цифровой сигнал с элекB тронной вычислительной машины ЭВМ преB образуется в аналоговый посредством цифроB аналогового преобразователя ЦАП. В орбитальных солнечных печах датчики углов и электродвигатели работают в открытом космическом пространстве, а схема и пульт управления расположены в гермоотсеке с норB мальными атмосферными условиями.

ные машины, работающие с повторяющимися циклами, и предназначены для подъема и пеB ремещения на небольшие расстояния грузов, удерживаемых грузозахватными органами. Для перемещения груза по произвольной траектоB рии в трехмерном пространстве необходимо управлять его движением по каждой из трех координат. Поэтому краны содержат управB ляемые механизмы, перемещающие груз по одной координате. Типовыми являются следующие краноB вые механизмы: подъема (для вертикального перемещения груза); передвижения (для поB ступательного перемещения груза в горизонB тальной плоскости путем передвижения крана или отдельных его частей, например тележки); поворота (для вращения поворотной части крана относительно оси вращения); изменеB ния вылета стрелы (для перемещения груза в радиальном направлении относительно оси вращения крана). Краны подразделяются на две группы: мостового типа (в которых обеспечивается управление движением груза в прямоугольной декартовой системе координат) и стрелового (где управление движением груза имеет место в цилиндрической системе координат). В мосB товых кранах перемещение в горизонтальной плоскости проводится с помощью механизмов передвижения, а в кранах стрелового типа — с помощью механизмов поворота и изменения вылета. Номинальная грузоподъемность, т, сеB рийных крановых установок находится в слеB дующих пределах:

8.8. ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ПОДЪЕМНЫХ КРАНОВ

электрические тали. . . . . . . . . . . . . . . 0,25…5 мостовые краны . . . . . . . . . . . . . . . . . 1…500 козловые краны . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3…32 перегрузочные портальные краны . . . . . 5…32 строительные башенные краны . . . . . . . 4…50 перегружатели . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16…40

Во всех отраслях народного хозяйства широкое применение находят подъемные краB ны, которые представляют собой грузоподъемB

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ПОДЪЕМНЫХ КРАНОВ

509

8.9. Номинальные скорости крановых механизмов Скорость Наименование

подъема, м/с

передвижения крана, м/с

передвижения тележки, м/с

КранBбалки, электротали

0,1…0,15

0,4…1,0

0,1…0,7

0,4…2,5

0,3…0,7

0,5…2,0

0,3…1,3

Мостовые краны Козловые краны

0,1…0,4

поворота, мин-1

–

Перегрузочные портальные краны

1,0…1,25

0,5…0,7

–

1,3…1,7

Строительные башенные краны

0,1…1,0

0,2…0,7

0,4…0,8

0,2…0,8

Перегружатели

0,4…1,4

0,5…1,0

1,3…3,0

–

Номинальные скорости крановых мехаB низмов приведены в табл. 8.9. Факторы, определяющие пределы регули рования скорости и момента приводных двига телей. В большинстве случаев крановые мехаB низмы работают в режиме ручного управлеB ния по командам оператора и находятся под их непрерывным контролем. При этом операB тор с помощью командного устройства выбиB рает направление и скорость движения груза или крана, время начала и конца очередной операции и т.д. Органы управления имеют несколько фиксированных положений, задающих уроB вень и направление скорости приводного двигателя в установившемся режиме, а также его момент при переходных процессах. КажB дому положению органа управления соответB ствует конкретная механическая характериB стика электропривода, а всем положениям органа управления — надлежащее семейство характеристик. Все виды крановых механизB мов имеют свои характерные наборы желаеB мых механических характеристик, которые определяются особенностями статических и динамических нагрузок, технологическими требованиями, точностью позиционирования рабочего органа и т.д. Статические нагрузки. Для механизмов подъема момент сопротивления M c , приведенB ный к валу двигателя, при подъеме и спуске груза выражается соответственно как Mc =

(G о + G г )Dб (G + G г )Dб и Mc = о hс , 2iм hп 2iм

где G о и G г — силы тяжести грузозахватного орB гана и груза; Dб — диаметр барабана; iм — переB даточное отношение механизма, равное произB

ведению передаточного отношения редуктора и кратности полиспаста; hп и hс = (2 - 1 / hп ) — КПД механизма соответсвенно при подъеме и спуске. При подъеме и спуске различных грузов значения M c изменяются в определенных преB делах, которым соответствуют приведенные на рис. 8.28 области изменения моментов сопроB тивления. Для механизмов передвижения момент соB противления, приведенный к валу двигателя, соответственно при двигательном и тормозном режимах работы приводной электрической маB шины определяется по формулам Mc =

FcDк FD и M c = c к hр , 2iр hр 2iр

в которых Dк — диаметр ходового колеса; iр и hр — соответственно передаточное отношение и КПД редуктора; Fс — результирующая сила сопротивления движению, которая с учетом сил от уклона рельсовых путей Fу и от ветровой нагрузки Fв выражается в виде d ö æ kр (G м + G г )ç fк + m c ц ÷ 2 ø è Fc = ± Fу ± Fв , D /2 где G м — сила тяжести механизма; m с и fк — соB ответственно коэффициенты трения скольжеB ния в опорах колеса и качения; dц — диаметр цапфы колеса; kр — коэффициент, учитываюB щий трение в ребордах. В последней формуле знак «+» перед Fу берется при движении механизма на подъем, а перед Fв — при движении механизма против ветра.

510

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

Рис. 8.28. Области изменения моментов сопротивления при подъеме и спуске различных грузов в случае легкого (а) и тяжелого (б) грузозахватного органа На рис. 8.29 изображены области изменеB ния моментов сопротивления, соответствуюB щие передвижению различных по силе тяжеB сти грузов для случаев учета только сил треB ния (а и б) и нагрузок от трения, уклона и ветра (в). Для механизмов поворота области изменеB ния моментов сопротивления аналогичны изоB браженным на рис. 8.29. Для анализа и расчетов динамических на грузок реальные многомассовые системы краB новых механизмов допустимо заменять расчетB ными системами с двумяBтремя массами [15, 24, 44]. Для механизма подъема анализ динамиB ческих нагрузок часто проводят на основе двухмассовой расчетной схемы, которая соB

держит связанные упругой связью инерциB онные массы с приведенными моментами инерции поступательно движущихся частей Jпост (груза и грузовой подвески) и вращаюB щихся частей механизма Jвр (ротора двигатеB ля, муфты, тормоза, редуктора и барабана). Отношение Jпост / (Jвр + Jпост ) для механизмов подъема обычно £0,05…0,1, поэтому спраB ведливо неравенство Jпост 90 % от обB щего числа двигателей крановых серий, а с учетом двигателей некранового исполнения число асинхронных двигателей >95 % от их общего числа. Для крановых механизмов исB пользуют электродвигатели следующих типов: асинхронные с фазным ротором, с короткоB замкнутым ротором, а также многоскоростB ные (обычно с двумя обмотками статора при соотношении полюсов до 6:1); постоянного тока с последовательным или независимым возбуждением. Требования к электроприводам крановых механизмов обусловлены особенностями стаB тических и динамических нагрузок, а также условиями эксплуатации. Основные требоваB ния следующие: – регулирование момента приводного двигателя в соответствии с диапазоном измеB нения момента сопротивления;

– регулирование скорости; – ограничение динамических нагрузок; – ограничение ускорений; – точность останова механизмов; формиB рование определенного семейства механичеB ских характеристик; – необходимость применения тормозов (тормоза обязательно должны быть установлеB ны на всех механизмах подъема, передвижеB ния и поворота, за исключением тихоходных механизмов передвижения, для которых скоB рость £0,5 м/c); – использование по возможности максиB мально простых схем электропривода и преB имущественно без тахогенераторов, что обуB словлено массовостью крановых установок и стремлением поддерживать невысокую стоиB мость и высокую надежность их эксплуатации; – повышение надежности и безопасности работы крановых установок путем использоваB ния электрических защит и блокировок, дейB ствующих при нарушении нормальной работы оборудования (для защиты кранового электроB оборудования применяют специальные комB плектные устройства — защитные панели [20], с помощью которых осуществляют максимальB ную, нулевую и конечные защиты, а также нуB левую блокировку); – повышение производительности и каB чества работы кранов путем снижения устаноB вочных скоростей. Краткий обзор крановых электроприво дов. По способу управления крановые элекB троприводы подразделяются на три группы: 1) с управлением от кнопочных постов; 2) с управлением от силовых кулачковых конB троллеров (при мощности двигателей до 30 кВт), когда процесс управления, включая выбор ускорений, выполняется оператором; 3) с управлением от комплектных устройств (с использованием полупроводниковых преB образователей или без них); в этом случае оператор с помощью командоконтроллера только выбирает необходимые скорости, а промежуточные переключения осуществляB ются автоматически. Для крановых механизмов разработаны разнообразные системы электроприводов. В табл. 8.10 приведены основные технические показатели электроприводов переменного и постоянного тока [20, 47], которые широко применяются до настоящего времени. Широкое распространение для краноB вых механизмов получают асинхронные двиB

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ПОДЪЕМНЫХ КРАНОВ

515

8.10. Системы крановых электроприводов Диапазон регулирования скорости мощноB стей, кВт ниже номиB выше номи нальной нальной

Электропривод

Асинхронный с кулачковым контроллером, регулирование скорости реостатное

2…30

3:1

То же, при использовании схемы динамического торможеB ния с самовозбуждением

5…30

7:1

Асинхронный с магнитным контроллером, регулирование скорости реостатное

2…180

4:1

То же, при использовании схемы динамического торможеB ния с самовозбуждением

20…180

8:1

Асинхронный с импульсноBключевым управлением

2…30

10:1

С двухскоростным асинхронным двигателем и магнитным контроллером

3…40

6:1

Асинхронный с тиристорным преобразователем напряжеB ния в статоре и резисторами в роторе

2…180

10:1

Постоянного тока с кулачковым контроллером, регулироB вание скорости реостатное и с использованием потенциоB метрических схем

3…15

4:1

Постоянного тока с магнитным контроллером, регулироB вание скорости реостатное и с использованием потенциоB метрических схем

3…180

2:1

Постоянного тока по системе Г–Д

20…180

Постоянного тока по системе ТП–Д

50…300

гатели с фазным ротором, на базе которых выполняются электроприводы с кулачковыB ми или магнитными контроллерами и реоB статным регулированием. Механические хаB рактеристики таких электроприводов не совB падают с требуемыми, поэтому электроприB воды с реостатным регулированием отличаB ются невысоким качеством регулирования скорости. Пониженные скорости механизB мов можно получить только путем переклюB чений контроллера с одного положения на другое и периодическим наложением мехаB нического тормоза. ИзBза указанных дополнительных переB ключений число включений двигателя возрасB тает в 5–7 раз по сравнению с минимально неB обходимым числом включений [20]. Поэтому простые системы крановых электроприводов имеют существенный недостаток — повышенB ное число включений приводных двигателей и

–

6:1

10:1

2,5:1

коммутирующей аппаратуры, следствием чего являются уменьшение срока службы электроB оборудования, снижение точности останова механизмов и интенсификация работы краB новщиков. С появлением в 90Bх гг. XX в. полупроB водниковых преобразователей частоты появиB лась возможность создавать перспективные асинхронные электроприводы крановых мехаB низмов с требуемыми механическими характеB ристиками (см. рис. 8.31 и 8.32). Поэтому в наB стоящее время в крановых электроприводах интенсивно расширяется область применения системы преобразователь частоты — асинB хронный двигатель с короткозамкнутым ротоB ром, что позволяет увеличить диапазон регуB лирования скорости, повысить плавность пеB реходных процессов, ограничить применение релейноBконтакторной аппаратуры в схемах управления.

516

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН

Однако удельный вес таких электроприB водов пока незначительный, поэтому больB шинство массовых кранов оснащено более простыми типовыми электроприводами с огB раниченными возможностями по формироваB нию механических характеристик. Подобные системы электропривода указаны в табл. 8.10. Электроприводы с двигателями постоB янного тока последовательного возбуждения благодаря своей механической характеристиB ке обеспечивают возрастание скорости при снижении момента нагрузки, что представB ляет значительный интерес для механизмов подъема. Такие электроприводы обладают сравниB тельно высокими регулировочными свойстваB ми при наличии включаемых в силовые цепи резисторов и релейноBконтакторной аппаратуB ры, однако их применение ограничено изBза следующих недостатков: использования отноB сительно дорогих двигателей постоянного тока и необходимости в электроснабжении на поB стоянном токе (сети постоянного тока имеютB ся, например, в цехах крупных металлургичеB ских заводов, однако на большинстве предB приятий они отсутствуют). Для обеспечения качественного регулиB рования крановых механизмов служат элекB троприводы постоянного тока по системе ТП–Д, которые в значительной мере вытесB нили ранее используемую систему Г–Д. ТаB кие электроприводы применяются в мостоB вых перегружателях, башенных кранах и ряде других крановых установок при мощности до 300…600 кВт. Маятниковые колебания подвешенного на канате груза. При переходных процессах, в частности разгоне или торможении механизB ма передвижения, возникают маятниковые колебания подвешенного на канате груза, в процессе которых груз отклоняется от своего положения равновесия. При увеличении усB корения и длины подвеса отклонение груза возрастает. Для уменьшения амплитуды колеB баний груза ускорение механизма должно быть ограничено, что приводит к увеличению времени переходных процессов и снижению производительности работы. Наличие остаB точных колебаний груза в конце переходного процесса, которые зависят от изменяющихся факторов (длины подвеса каната, ускорения, момента сопротивления), осложняет процесс управления краном и затрудняет точную устаB новку грузов.

Канат и груз, прикрепленные к тележке, образуют маятник с подвижной точкой подвеB са, которая закреплена на движущейся тележB ке. Путем рационального перемещения точки подвеса маятника можно управлять его колеB баниями при использовании ручных и автомаB тических способов. При ручном управлении крановщик определенным образом маневриB рует механизмами крана. Опытные крановщиB ки гасят колебания груза, управляя приводB ным двигателем в определенной последоваB тельности: при разгоне осуществляют операB ции пуск–торможение–пуск, а при торможеB нии — торможение–пуск–торможение. СисB тема электропривода может быть сравнительB но простой, однако работа крановщика оказыB вается интенсивной и напряженной. Мероприятия по уменьшению маятниB ковых колебаний груза могут существенно повысить производительность погрузочB ноBразгрузочных работ [37, 44]. Для уменьшеB ния раскачивания груза применяются мехаB нические и электрические способы. Первые из них осуществляются путем усложнения системы подвеса груза (пространственная заB пасовка канатов, применение демпферов в схемах подвеса и т.д.), вторые — автоматизаB цией управления. При использовании способов автоматиB ческого успокоения колебаний груза крановB щик дает начальный командный сигнал, а движение механизма автоматически форB мируется электроприводом. Такие способы можно разделить на две группы: управление колебаниями с ненулевыми отклонениями груза в начале переходного процесса и с нуB левыми начальными отклонениями. ВозB можности эффективной реализации автомаB тического успокоения колебаний с ненулеB выми начальными отклонениями ограничеB ны необходимостью применения сложных датчиков отклонения груза. Для реализации способов с нулевыми начальными отклонеB ниями также необходимы определенные датB чики параметров движения, однако они проB ще датчиков отклонения. На рис. 8.33 приведены расчетная модель раскачивания груза и зависимости от времени: скорости v м , м/с; ускорения aм , м/с2; механизB ма передвижения, отклонения x о , м; скорости отклонения x о , м/с, груза для двух способов автоматического успокоения колебаний груза, которые справедливы при нулевых начальных отклонениях.

ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ПОДЪЕМНЫХ КРАНОВ

517

Рис. 8.33. Расчетная модель раскачивания груза (а) и временны' е зависимости для двух способов ав томатического успокоения колебаний груза (б и в) Первый способ заключается в следуюB щем: задают закон изменения ускорений на трех временнÏх интервалах (рис. 8.33, б), на первом и третьем из которых, имеющих равB ную длительность, поддерживают одинаковое постоянное ускорение [24] a01 =

v у - v м (0) é sin wг (t1 + t 2 / 2) ù 2t1 + t 2 ê1 sin wг (t 2 / 2) ûú ë

,

а на втором интервале ускорение поддерживают постоянным в соответствии с выражением é sin wг (t1 + t 2 / 2) ù , a02 = a01 ê1 sin wг (t 2 / 2) úû ë где a01 и t1 (или a02 и t 2) — соответственно ускорение и длительность первого (или втоB рого) интервала; v у и v м (0) — соответственно установившееся и начальное значения скороB сти механизма; wг = g / l — круговая частота собственных колебаний груза при неподвижB ной точке подвеса (здесь l — длина подвеса каната). При реализации второго способа в течеB ние заданного времени T0 формируют закон изменения ускорения механизма aм при переB ходных процессах в виде следующей непреB рывной функции [24] ù é æ w2 ö aм (t ) = a0 ê1 + çç 02 - 1 ÷÷cos w0t ú, úû êë è wг ø где a0 = [v у - v м (0)] / Т 0 — среднее ускорение меB ханизма; w0 = 2 p /T0 — соответствующая заданB ному значению T0 угловая частота.

Из приведенных на рис. 8.33, б и в криB вых, построенных для длины подвеса канаB та l = 20 м, видно, что по окончании переB ходного процесса колебания груза отсутстB вуют, а скорость механизма остается постоB янной. Рассмотренные способы характеризуются заданным временем успокоения колебаний, которое может быть заранее выбрано относиB тельно малым для повышения производительB ности работы кранов. Кривые на рис. 8.33, б и в имеют три хаB рактерных участка: на первом скорость возрасB тает, на втором снижается, а на третьем вновь возрастает. Таким образом, при осуществлении этих способов автоматически выполняются операB ции пуск–торможение–пуск, аналогичные соB ответствующим операциям при ручном управB лении. Способы автоматического успокоения колебаний груза целесообразно реализовывать с помощью регулируемых электроприводов, в которых скорость двигателя формируется по сигналу задания с небольшими динамическиB ми погрешностями. Большие возможности в этом плане имеют асинхронные частотB ноBуправляемые электроприводы и электроB приводы постоянного тока, выполненные по системе ТП–Д. Электроприводы с автоматическим успоB коением колебаний груза пока не нашли шиB рокого применения в крановых установках, однако масштабы их исполнения должны возB растать одновременно с повышением техничеB ского уровня регулируемых крановых электроB приводов.

518

Глава 8. ПРИМЕРЫ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ РАБОЧИХ МАШИН СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Абдурашитов С.А. и др. Насосы и комB прессоры. М.: Недра, 1974. 296 с. 2. Александров М.П. ПодъемноBтрансB портные машины. М.: Высш. шк., 1985. 520 с. 3. Альшиц В.М., Зеленцов В.И., Тикоц кий А.Е. Электроприводы моталок и разматыB вателей станов холодной прокатки. М.: ИнB формэлектро, 1980. 56 с. 4. Афанасьев В.Д. Автоматизированный электропривод в прокатном производстве. М.: Металлургия, 1977. 279 с. 5. Белозеров Н.П., Луговской М.В. Расчет систем водоснабжения с применением вычисB лительной техники. М.: Колос, 1973. 210 с. 6. Бурьянов В.Ф., Рокотян Е.С., Гуре вич А.Е. Расчет мощности двигателей главных приводов прокатных станов. М.: МеталлургизB дат, 1962. 360 с. 7. Быстров А.И., Глазунов В.Ф. МногодвиB гательные автоматизированные электропривоB ды поточных линий текстильной промышленB ности. М.: Легкая индустрия, 1977. 198 с. 8. Быстров А.И., Глазунов В.Ф., Александ ров В.П. Построение САУ движением ткани в жгуте в машинах периодического и непрерывB ного действия. М.: Изв. вузов. Технология текB стильной промышленности, 1983, № 4. 9. Бычков В.П. Электропривод и автомаB тизация металлургического производства: учеб. пособие для вузов. 2Bе изд., перераб. и доп. М.: Высш. шк. 1977. 392 с. 10. Вайнсон А.А. ПодъемноBтранспортные машины. М.: Машиностроение, 1989. 536 с. 11. Грузоподъемные машины // М.П.АлекB сандров, Л.Н. Колобов, Н.А. Лобов и др. М.: Машиностроение, 1986. 400 с. 12. Дверняков В.С. Солнце - жизнь, энерB гия. Киев: Наукова думка, 1986. 112 с. 13. Ильинский Н.Ф., Москавенко В.В. Электропривод: энергия и ресурсообеспечение. М.: Изд. дом «Академия», 2008. 208 с. 14. Инструкция по расчету экономической эффективности применения частотноBрегулиB руемого электропривода // Минтопэнерго РФ, Главгосэнергонадзор, 1997. 15. Казак С.А. Динамика мостовых краB нов. М.: Машиностроение, 1968. 332 с. 16. Капунцов Ю.Д., Елесеев В.А., Илья шенко Л.А. Электрооборудование и электроB привод промышленных установок: учеб. для вуB зов / под ред. проф. М.М. Соколова. М.: Высш. шк., 1979. 359 с.

17. Ключев В.И., Терехов В.М. ЭлектроB привод и автоматизация общепромышленных механизмов: учеб. для вузов. М.: Энергия, 1980. 360 с. 18. Комплектные тиристорные электроB приводы: справочник / И.Х.Евзеров, А.С.ГороB бец, Б.И.Мошкович и др.; под ред. канд. техн. наук В.М.Перельмутера. М.: Энергоатомиздат, 1988. 319 с. 19. Косматов В.И. Проектирование элекB троприводов металлургического производства: учеб. пособие. Магнитогорск: МГМА, 1998. 244 с. 20. Крановое электрооборудование: спраB вочник / Ю.В. Алексеев, А.П. Богословский, Е.М. Певзнер и др. М.: Энергия, 1979. 240 с. 21. Красильноотделочное оборудование: каталогBсправочник. Ч. 2. Иваново: ИвановB ское СКБОО, 1972. 264 с. 22. Лезнов Б.С. Энергосбережение и регуB лируемый привод в насосных установках. М.: ИК «Ягорба» — «Биоинформсервис», 1998. 180 с. 23. Меньшов Б.Г., Ершов М.С., Яризов А.Д. Электротехнические установки и комплексы в нефтегазовой промышленности. М.: Недра, 2000. 488 с. 24. Масандилов Л.Б. Электропривод подъB емных кранов. М.: ИздBво МЭИ, 1998. 100 с. 25. Местер И.М. Электропривод и автоB матика вентиляторных установок главного проветривания. М.: Недра, 1964, 164 с. 26. Моцохейн Б.И., Парфенов Б.М. ЭлекB тропривод буровых лебедок. М.: Недра, 1978. 304 с. 27. Моцохейн Б.И., Парфенов Б.М., Шпи левой В.А. Электропривод, электрооборудоваB ние и электроснабжение буровых установок. Тюмень: Тюменский государственный нефтегаB зовый университет, 1999. 264 с. 28. Нагнетатели и тепловые двигатели / В.М. Черкасский, Н.В. Калинин, Ю.В. КузнеB цов, В.И. Субботин. М.: Энергоатомиздат, 1997. 384 с. 29. Овсянников Е. М. Использование солB нечных печей в условиях орбитального полета // ИнженерноBфизический журнал. Национальная АН Белоруссии, 2000. Т. 73. № 1. С. 80–85. 30. Овсянников Е.М. Электропривод энергетической гелиоустановки // Привод и управление. 2000. № 2. С. 4–9. 31. Остриров В.Н., Микитченко А.Я. СоB временное состояние и тенденции развития электроприводов горных машин открытых

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ разработок // Электропривод экскаваторов: докл. научноBпракт. семинара, 3 февр. 2004 г. М.: Изд. МЭИ, 2004. 112 с. 32. Перельмутер В.М., Сидоренко В.А. Системы управления тиристорными электроB приводами постоянного тока. М.: ЭнергоатомB издат, 1988. 304 с. 33. Политехнический словарь / редкол.: А.Ю. Ишлинский (гл. ред.) и др. М.: Большая Российская энциклопедия, 1998. 656 с. 34. Портной Т.З., Парфенов Б.М., Ко ган А.И. Современное состояние и направлеB ния развития электромеханических комплекB сов одноковшовых экскаваторов / под общ. ред. Б.И. Абрамова. М.: ЗНАК, 2002. 114 с. 35. Садовский Б.И., Ярцев Г.М., Поле щук П.И. и др. Современные карьерные экскаB ваторы. Изд. 2. М.: Недра, 1971 г. 480 с. 36. Справочник по автоматизированному электроприводу / под ред. В.А. Елисеева и А.В. Шинянского. М.: Энергоатомиздат, 1983. 616 с. 37. Справочник по кранам: В 2Bх т. Т. 2 / М.П. Александров, М.М. Гохберг, А.А. Ковин и др.; под общ. ред. М.М. Гохберга. М.: МаB шиностроение, 1988. 559 с. 38. Тарарыкин С.В. Принципы синхрониB зации машин в технологических агрегатах для производства ленточных материалов. М.: Изв. вузов. Технология текстильной промышленноB сти. 1991. № 3. 39. Терехов В. М., Овсянников Е. М., Стегний А. И. Повышение энергетической и технологической эффективности солнечных

519

печей на основе комплексной электромеханиB ческой системы // Промышленная энергетика. 1991. № 9. С. 24–26. 40. Тиристорные электроприводы прокатB ных станов / В.М.Перельмутер, Д.Я. Перчик, В.М. Книгин и др.; под ред. В.М. ПерельмутеB ра. М.: Металлургиздат, 1978. 152 с. 41. Холыков А. М., Апариси Р. Р. АвтомаB тизация управления оптической системой солB нечной электростанции башенного типа. ТашB кент: Гелиотехника. 1977. Вып. 6. С. 22–28. 42. Цаценкин В. К. Безредукторный автоB матизированный электропривод с вентильныB ми двигателями. М.: ИздBво МЭИ, 1991 г. 240 с. 43. Чулков Н.Н. Расчет приводов карьерB ных машин. М.: Недра, 1987. 196 с. 44. Шеффлер М., Дресиг Х., Курт Ф. ГруB зоподъемные краны. В 2Bх кн. Кн. 2 / пер. с нем. М.: Машиностроение, 1981. 287 с. 45. Электрооборудование кранов // А.П. БоB гословский, Е.М. Певзнер, Н.Ф. Семерня и др. М.: Машиностроение, 1983. 310 с. 46. Электропривод и средства автоматизиB рованного управления поточноBтранспортныB ми линиями в сельском хозяйстве. М.: ИнформB электро, 1983. 59 с. 47. Электротехнический справочник: В 4Bх т. Т. 4. Использование электрической энерB гии / под общ. ред. проф. МЭИ В.Г. ГерасиB мова и др. 8Bе изд., испр. и доп. М.: издBво МЭИ, 2002. 696 с. 48. Яуре А.Г., Певзнер Е.М. Крановый электропривод: справочник. М.: ЭнергоатомB издат, 1988. 344 с.

СПРАВОЧНОЕ ИЗДАНИЕ

Масандилов Лев Борисович, Сергиевский Юрий Николаевич, Козырев Сергей Картерьевич и др. МАШИНОСТРОЕНИЕ. ЭНЦИКЛОПЕДИЯ Том IV+2 Электропривод. Гидро+ и виброприводы Книга 1 ЭЛЕКТРОПРИВОД

Редактор А.П. Лебедева Дизайнер Н.А. Свиридова Художественный редактор Т.Н. Галицына Корректор М.Я. Барская Инженер по компьютерному макетированию В.Г. Верхозин

Сдано в набор 16.05.2011 г. Подписано в печать 28.11.2011 г. Формат 70´100 1/16. Бумага офсетная. Гарнитура NewtonC. Печать офсетная. Усл. печ. л. 42,25. Уч.'изд. л. 51,02. Тираж 500 экз. Заказ . ООО «Издательство Машиностроение», 107076, Москва, Стромынский пер., 4, www.mashin.ru Отпечатано в ГУП ППП «Типография “Наука” РАН», 121099, Москва, Шубинский пер., 6