Hochfrequenz Messpraxis: Zweckmäßige und kostengünstige Messverfahren für Ausbildung, Labor und Hobby 9783772343995

Table of contents :
Vorwort
Sicherheit bei HF-Messungen
Inhaltsverzeichnis
Kapitel 1. Spannungsmessung- Grundlagen
1.1 Grundsätzlich zu beachten
1.2 Wichtige Zusammenhänge der Werte bei Sinus- und Rauschspannung
Kapitel 2. HF-Spannungsmessung mit dem Scope
2.1 Grundtypen
2.2 Beim Zweikanaler: Chopper- und Alternate-Betrieb
2.3 Beachtung der Bandbreite
2.4 Nur bei Flanken: Beachtung der Anstiegszeit
2.5 Rauschen richtig messen
2.6 Frequenzabhängigkeit des ohmoschen Anteils am Scope-Eingangswiderstand
2.7 Frequenzabhängigkeit des ohmischen Anteils am Tastkopf-Eingangswiderstand
2.8 Die Eingangsimpedanz
2.9 Teilerfaktor über der Frequenz
2.10 Die Kompensation
2.11 Grenzfrequenz und Anstiegszeit mit Tastkopf
2.12 Verzichtbarer Luxus: die Faktor-5-Regel
2.13 Spannungsfestigkeit mit Tastkopf
2.14 Der Phasengang
2.15 Reflexionen
2.16 Was lehrt uns das?
2.17 Teiler-Tastkopf-Tipps
Kapitel 3. Praktische Tastkopfschaltungen
3.1 Passive Tektronix-Tastköpfe
3.2 Aktiver Tastkopf von Hewlett-Packard
3.3 Ein paar Selbstbau-Schaltungsvorschläge
Kapitel 4. HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung
4.1 Qualitative Betrachtung des Diodengleichrichters
4.2 Die Schottky-Formel hilft weiter
4.3 Praktische Schlussfolgerungen
4.4 Von Vorteil: Verdoppler
4.5 Durchgangskopf, Richtkoppler und Stehwellenmesser
4.6 Transistoren als Messgleichrichter
4.7 Leistungsfähiger Präzisionsgleichrichter
4.8 Elektronische HF-Voltmeter
4.9 HF-Spannungsmessung mit logarithmischer Anzeige (Pegelmessung)
4.10 Ist ein Verstärker sinnvoll?
4.11 Zum Schluss ein Blick zu den Profis
Kapitel 5. HF-Strommessung
5.1 Indirekte Messung, Variante 1
5.2 Indirekte Messung, Variante 2
5.3 Stromwandler für Messzwecke
5.4 RF current probe
5.5 Die Stromzange- die RF current probe des Profis
Kapitel 6. HF-Leistungsmessung
6.1 Leistung, Spannung und Widerstand
6.2 Die drei Arten von Leistung
6.3 Spannung und Leistung bei 50 Ohm
6.4 Messen an der dummy load
6.5 Lineare Anzeige
6.6 Mikrowatt und Milliwatt messen
6.7 Leistungspegel in Dezibel messen
6.8 Sendeleistungen messen
6.9 Thermisches- Grundlagen
6.10 Thermisches- Schaltungen
6.11 Die drei Messprinzipien im "Leistungsvergleich"
6.12 Noch ein Wort zur Rauschmessung
Kapitel 7. Hochfrequenzmessung
7.1 Wie genau?
7.2 Praktisches Zähler-Wissen
7.3 Tipps zum Messen
7.4 Referenzfrequenz- woher?
7.5 Vorteiler
Kapitel 8. Kapazitäts- und Induktivitätsmessung
8.1 Kapazitätsmessung
8.2 Induktivitätsmessung
8.3 Induktivitätsmess-Zusätze zu DMM und Zähler
8.4 Es geht auch mit der Soundcard!
Kapitel 9. Messungen mithilfe eines HF-Generators
9.1 Für passive Messobjekte
9.2 Preiswerte HF-Generatoren
9.3 Resonanzfrequenz bestimmen
9.4 Schwingkreisgüte ermitteln
9.5 Filter und Übertrager ausmessen
9.6 Test von Empfängern
9.7 Induktivitätsermittlung
9.8 Impendanzmessung
Kapitel 10. Was ist, was kann ein Dipper?
10.1 Dipper und Zähler
10.2 Anatomisches und Historisches
10.3 DipIt- eine Innovation
10.4 Anwendungsmöglichkeiten
10.5 Auf die Kopplung kommt es an!
10.6 Einsatzbeispiele ganz konkret
Stichwortverzeichnis

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4399-5 U1+U4

27.04.2007

13:09 Uhr

Seite 1

Elektronik Hochfrequenz

Messpraxis

Bei Entwicklung, Nachbau, Modifizierung oder Reparatur hochfrequenztechnischer Schaltungen und Geräte kommt man um Messungen nicht herum, allerdings hat die Hochfrequenz-Messtechnik diverse Tücken.

Frank Sichla

Dieses Buch zeigt den optimalen Weg zum richtigen Messergebnis. Dabei wird schnell klar: Ob Spannungs-, Strom-, Leistungs- oder Frequenzmessung – immer geht es im Hochfrequenzbereich ganz anders zu als bei niedrigen Frequenzen. Die systematische Zusammenstellung der Messverfahren für alle wichtigen Größen im HF-Bereich beruht auf jahrzehntlanger Erfahrung und entspricht dem Wunsch vieler Hochfrequenz- und Funktechniker nach zweckmäßigen und somit auch kostengünstigen Messverfahren.

Aus dem Inhalt: · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·

Sicherheit bei HF-Messungen Spannungsmessung – Grundlagen HF-Spannungsmessung mit dem Scope Praktische Tastkopfschaltungen HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung Durchgangskopf, Richtkoppler und Stehwellenmesser Elektronische HF-Voltmeter Logarithmische Anzeige (Pegelmessung) Hochfrequenz-Strommessung HF-Leistungsmessung Messen an der Dummy Load Mikrowatt und Milliwatt messen Leistungspegel in Dezibel messen Sendeleistungen messen Einfache Verfahren zur Rauschmessung Hochfrequenzmessung Praktisches Zähler-Wissen Kapazitäts- und Induktivitätsmessung Messungen mithilfe eines HF-Generators Was ist, was kann ein Dipper?

Hochfrequenz Messpraxis

Frank Sichla

Elektronik

Hochfrequenz

Messpraxis Zweckmäßige und kostengünstige Messverfahren für Ausbildung, Labor und Hobby

ISBN 978-3-7723-4399-5

Euro 19,95 [D]

Besuchen Sie uns im Internet: www.franzis.de Sichla

Vorwort

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Vorwort

Die Hochfrequenztechnik kennt seit ihrer Entstehung vor etwas über 100 Jahren keinen Stillstand. Anfangs durch Maschinensender gekennzeichnet, wurde sie im Laufe ihrer Entwicklung – wie die gesamte Elektronik – entscheidend durch Röhre, Transistor und IC geprägt. Doch in einem Punkt ist es heute noch genau wie früher: Bei Entwicklung, Nachbau, Modifizierung oder Reparatur hochfrequenztechnischer Schaltungen und Geräte kommt man um Messungen nicht herum, ja selbst zur Charakterisierung von Bauelementen oder Baugruppen für die HF-Technik benötigt man durchdachte Messverfahren. Und das wird auch morgen noch so sein! Allerdings hat die Hochfrequenz-Messtechnik so ihre Tücken: Ob Spannungs-, Strom-, Leistungs- oder Frequenzmessung – immer geht es im Hochfrequenzbereich ganz anders zu als bei niedrigen Frequenzen. Vom DC-, 50-Hz- oder Audio-Bereich Gewohntes funktioniert im HF-Bereich nicht mehr. Der Teufel steckt zudem allzu oft im Detail. Die Theorie sieht leider meist an diesen Fallstricken vorbei. Allein das richtige praktische Wissen entscheidet daher über Erfolg oder Misserfolg einer Messung im HFBereich. In diesem Buch wird es vermittelt. Ob Sie Profi, Auszubildender oder Amateur sind – Sie haben damit den richtigen Begleiter in die Hochfrequenz-Messpraxis gefunden. Die vorliegende systematische Zusammenstellung der Messverfahren für alle wichtigen Größen im HF-Bereich beruht auf jahrzehntelanger Erfahrung und entspricht dem Wunsch vieler Hochfrequenz- und Funktechniker nach zweckmäßigen und somit auch kostengünstigen Messverfahren. Das Buch ist gleichermaßen geeignet für Ausbildung, Labor und Funkhobby. „Wer misst, misst Mist“ – dieser oft gehörte flapsige Spruch, der leider mehr als ein Körnchen Wahrheit enthält, sollte nun für Sie auch im Bereich der Hochfrequenztechnik nicht mehr gelten. Und keine Angst um die Finanzen, „zweckmäßig“ bedeutet wirklich meist auch „kostengünstig“. Das Buch liefert viele Beweise dafür, denn es geht nicht nach der plumpen Devise „So genau wie möglich“ vor, sondern legt den klugen Maßstab „So genau wie nötig“ an. Ganz wichtig ist es, grobe Messfehler zu vermeiden, die leider im HF-Bereich dem weniger erfahrenen Techniker besonders schnell unterlaufen können. Ein solcher Fehler – auch qualitativer Fehler genannt – verfälscht das Ergebnis zumeist völlig.

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Vorwort

Leider wird dieses Problem oft übersehen im Bestreben, den (grundsätzlich unausweichlichen, aber geringfügigen) quantitativen Fehler gering zu halten, also beispielsweise die Ablesegenauigkeit zu maximieren. Dieses Buch setzt Grundlagenwissen, wie es viele Lehrbücher vermitteln, bereits voraus. Das heißt aber nicht, dass es ganz ohne Theorie auskommt, doch wird diese nur soweit bemüht, als sie der Praxis dient. Der Autor bemüht sich um einen lockeren und leicht verständlichen Stil und hofft, dass Sie, lieber Leser, aus den unterbreiteten Messvorschlägen und den wichtigen Zusatzinformationen den größten praktischen Nutzen ziehen können. Ing. Frank Sichla

Vorwort

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Sicherheit bei HF-Messungen Im Gegensatz zu Messungen in der Hochspannungstechnik sind Messungen in der Hochfrequenztechnik wenig gefährlich. Die Elektronenröhre mit ihrer hohen Anodenspannung fristet ja nur noch ein Lückendasein. Die Spitzenspannung am Ausgang eines 100-W-Senders beträgt beim üblichen 50-Ohm-Abschluss 100 V. Der zugehörige Effektivwert von 70 V ist nicht viel größer als 48 V, der Wert, ab dem eine Spannung als „gefährlich“ gilt. Dennoch sei angemahnt, beim Messen immer an die Sicherheitsvorschriften zu denken! In letzter Zeit taucht im Zusammenhang mit Messgeräten das Kürzel CAT auf. Hintergrund: Die IEC (International Electrotechnical Commission) entwickelt internationale Sicherheitsnormen für Messgeräte. Lange Zeit war die IEC-Norm 348 Industriestandard, dann wurde sie durch die IEC 1010 ersetzt. In Europa nennt sie sich allerdings EN 61010 und gilt auch in Deutschland. Die IEC 1010 bzw. EN 61010 gilt für Niederspannungs-Messgeräte. Das meint Spannungen bis maximal 1.000 V. Der allgemein und auch für Hochfrequenz-Messgeräte wichtigste Begriff hierbei lautet „Überspannungskategorie“. Damit sind Überspannungen vom Netz her gemeint. Es gibt die Kategorien I bis IV, oft abgekürzt mit CAT I bis CAT IV. Je höher die Zahl, um so besser ist das Messgerät oder Zubehörteil geschützt. Damit noch nicht genug: Innerhalb jeder Kategorie kann eine Spannungsangabe erfolgen, so dass also innerhalb jeder Kategorie noch einmal spezifiziert wird. Es ist dabei klar: Ein Messgerät oder Zubehörteil CAT III/1.000 V ist besser geschützt als eines mit der Kategorie III/600 V. Je näher man an der Stromversorgungsquelle arbeitet, desto größer ist die CATZahl und desto höher ist die Wahrscheinlichkeit von transienten Überspannungen. Weiter gilt: Je größer der an einem Punkt mögliche Kurzschlussstrom, desto größer ist die Zahl. Wir haben es in der Regel mit CAT II zu tun, darunter fallen einphasige Lasten, die mit der Steckdose verbunden sind.

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Inhaltsverzeichnis

1 1.1 1.2

Spannungsmessung – Grundlagen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Grundsätzlich zu beachten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Wichtige Zusammenhänge der Werte bei Sinus- und Rauschspannung . .

11 11 13

2 2.1 2.2 2.3 2.4 2.5 2.6

15 16 18 19 21 22

2.8 2.9 2.10 2.11 2.12 2.13 2.14 2.15 2.17 2.17

HF-Spannungsmessung mit dem Scope . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Grundtypen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Beim Zweikanaler: Chopper- und Alternate-Betrieb . . . . . . . . . . . . . . . . . Beachtung der Bandbreite . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Nur bei Flanken: Beachtung der Anstiegszeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Rauschen richtig messen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Frequenzabhängigkeit des ohmschen Anteils am Scope-Eingangswiderstand . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Frequenzabhängigkeit des ohmschen Anteils am Tastkopf-Eingangswiderstand . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Die Eingangsimpendanz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Teilerfaktor über der Frequenz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Die Kompensation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Grenzfrequenz und Anstiegszeit mit Tastkopf . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Verzichtbarer Luxus: die Faktor-5-Regel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Spannungsfestigkeit mit Tastkopf . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Der Phasengang . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Reflexionen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Was lehrt uns das? . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Teiler-Tastkopf-Tipps . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

3 3.1 3.2 3.3

Praktische Tastkopfschaltungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Passive Tektronix-Tastköpfe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Aktiver Tastkopf von Hewlett-Packard . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Ein paar Selbstbau-Schaltungsvorschläge . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

37 37 41 43

4 4.1 4.2 4.3 4.4 4.5

HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Qualitative Betrachtung des Diodengleichrichters . . . . . . . . . . . . . . . . . . Die Schottky-Formel hilft weiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Praktische Schlussfolgerungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Von Vorteil: Verdoppler . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Durchgangskopf, Richtkoppler und Stehwellenmesser . . . . . . . . . . . . . . .

49 49 52 55 60 64

2.7

23 25 28 29 29 30 31 31 33 34 24 35

Inhaltsverzeichnis

9

4.6 Transistoren als Messgleichrichter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.7 Leistungsfähiger Präzisionsgleichrichter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.8 Elektronischer HF-Voltmeter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.9 HF-Spannungsmessung mit logarithmischer Anzeige (Pegelmessung) . . . 4.10 Ist ein Verstärker sinnvoll? . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.11 Zum Schluss ein Blick zu den Profis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zusammenfassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

65 66 69 69 72 75 80

5 HF-Strommessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.1 Indirekte Messung, Variante 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.2 Indirekte Messung, Variante 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.3 Stromwandler für Messzwecke . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.4 RF current probe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.5 Die Stromzange – die RF current probe des Profis . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zusammenfassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

81 81 81 82 83 84 86

6 HF-Leistungsmessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.1 Leistung, Spannung und Widerstand . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.2 Die drei Arten von Leistung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.3 Spannung und Leistung bei 50 Ohm . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.4 Messen an der dummy load . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.5 Lineare Anzeige . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.6 Mikrowatt und Milliwatt messen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.7 Leistungspegel in Dezibel messen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.8 Sendeleistungen messen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.9 Thermisches – Grundlagen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.10 Thermisches – Schaltungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.11 Die drei Messprinzipien im „Leistungsvergleich“ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.12 Noch ein Wort zur Rauschmessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zusammenfassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

87 87 88 89 91 92 92 96 100 102 103 106 107 109

7 Hochfrequenzmessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7.1 Wie genau? . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7.2 Praktisches Zähler-Wissen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7.3 Tipps zum Messen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7.4 Referenzfrequenz – woher? . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7.5 Vorteiler . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zusammenfassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

111 111 112 115 117 119 124

8 8.1 8.2 8.3

125 125 127 129

Kapazitäts- und Induktivitätsmessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Kapazitätsmessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Induktivitätsmessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Induktivitätsmess-Zusätze zu DMM und Zähler . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

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Inhaltsverzeichnis

8.4 Es geht auch mit der Soundcard! . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 131 Zusammenfassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 132 9 9.1 9.2 9.3 9.4 9.5 9.6 9.7 9.8

Messungen mithilfe eines HF-Generators . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Für passive Messobjekte . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Preiswerte HF-Generatoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Resonanzfrequenz bestimmen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Schwingkreisgüte ermitteln . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Filter und Übertrager ausmessen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Test von Empfängern . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Induktivitätsermittlung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Impedanzmessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

133 133 133 137 138 139 139 140 141

10 10.1 10.2 10.3 10.4 10.5 10.6

Was ist, was kann ein Dipper? . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Dipper und Zähler . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Anatomisches und Historisches . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Diplt – eine Innovation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Anwendungsmöglichkeiten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Auf die Kopplung kommt es an! . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Einsatzbeispiele ganz konkret . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

143 143 143 145 145 147 148

Stichwortverzeichnis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 149

1 Spannungsmessung – Grundlagen

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1 Spannungsmessung – Grundlagen

Die Messung einer hochfrequenten Spannung erfolgt traditionell mit dem Oszilloskop (kurz: Scope). Wo das nicht möglich oder sinnvoll ist, nimmt man meist eine Spitzenwert-Gleichrichtung vor und misst die Richtspannung. Die möglichen Konzepte bzw. Schaltungen reichen vom einfachsten Gleichrichter bis zum Einsatz moderner Schaltkreise mit logarithmischer Anzeige. Nicht vergessen wollen wir hier das gute alte Röhrenvoltmeter, das in üblicher Ausführung einen Röhren-Messverstärker mit nachfolgendem Röhren- oder Germanium-Gleichrichter enthält und heute zwar nicht mehr Stand der Technik ist, aber immer noch gute Dienste leisten kann. Die Ermittlung einer effektiven HF-Spannung ist unabhängig von der Kurvenform schließlich über den kleinen Umweg U2 = R x P auch mit einer Leistungsmessung (P) in einem definierten Widerstand (R) möglich.

1.1 Grundsätzlich zu beachten Gegenüber der Gleichspannungsmessung gilt es, drei Besonderheiten zu berücksichtigen: 1. Eine Gleichspannung wird durch Betrag und Richtung eindeutig beschrieben. Eine Wechselspannung besteht hingegen aus unendlich vielen Augenblickswerten, die einer periodischen Funktion der Zeit gehorchen. Soll eine unbekannte Wechselspannung eindeutig bestimmt werden, so müssen alle Augenblickswerte (mindestens einer Periode) über der Zeit dargestellt werden. Dazu dient das Scope. Nun gibt es mehrere Möglichkeiten, Spannungswerte an dieser Darstellung zu definieren: Spitzenwert, auch Scheitelwert oder Amplitude genannt Dies ist der höchste vorkommende Augenblickswert. Liefern positive und negative Halbwelle hier unterschiedliche Beträge und meint man den negativen Spitzenwert, ist dies natürlich zusätzlich anzugeben. Die anderen Bezeichnungen

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1 Spannungsmessung – Grundlagen

werden dann nicht verwendet. Der Spitzenwert wird meist durch den Index S beim Formelzeichen oder selten durch ein Winkelsymbol über dem Formelzeichen angegeben. Spitze-Spitze-Wert Der Spitze-Spitze-Wert wird insofern nicht „erreicht“, als es sich um eine rein akademische Größe handelt. Gemeint ist nur der vertikale Abstand zwischen positivem und negativem Spitzenwert – und diese Werte werden zu verschiedenen Zeitpunkten erreicht. Für die Spannungsfestigkeit eines Bauteils ist also immer der Spitzenwert maßgeblich. Der Spitze-Spitze-Wert wird gekennzeichnet durch den Index SS am Formelzeichen. Effektivwert oder quadratischer Mittelwert Dieser Wert entspricht dem Wert einer Gleichspannung, die an einem ohmschen Widerstand die gleiche Leistung (Wärmeleistung, Wirkleistung) erzeugen würde wie die Wechselspannung. Eine einfache Spannungsangabe, wie 100 mV, bedeutet nach allgemeinem Verständnis immer den Effektivwert. Die Angaben U = 100 mV und Ueff = 100 mV sind also identisch. Die Bezeichnung „quadratisch“ kommt daher, weil man diesem Wert unabhängig von der Kurvenform immer näher kommt, je mehr Augenblickswerte einer Periode man im gleichen Abstand erfasst, quadriert, addiert und dann wieder die Wurzel zieht, so dass eine Betragsbildung erfolgt. Daher auch die Abkürzung RMS (root mean square). Arithmetischer oder linearer Mittelwert Betrachtet man die Ladungsmenge, so entspricht dieser Mittelwert dem Wert einer Gleichspannung, bei der über eine Periode zeitgleich die gleiche Ladungsmenge transportiert wird. Da bei einer Sinusspannung während einer Periode die gleiche Ladungsmenge hin- wie zurückfließt, ist dieser Mittelwert hier immer null. Anders bei gleichgerichteten Halbwellen. In der Hochfrequenztechnik spielt dieser Mittelwert praktisch keine Rolle. Man sollte aber wissen, dass ihn ein Drehspulinstrument unabhängig von der Kurvenform anzeigt. Der Zeigerausschlag ist also immer proportional zum arithmetischen oder linearen Mittelwert, auch wenn die Skale beispielsweite in Effektivwerten kalibriert ist. Voraussetzung ist eine Frequenz über etwa 30 Hz, so dass der Zeiger der Kurvenform nicht mehr folgen kann. Es erfolgt eine Integration (Erfassung der Flächendifferenz zwischen positiver und negativer Halbwelle), daher auch die obigen Bezeichnungen bzw. die Abkürzung MAD (mean absolute deviation). 2. Ist die Funktion der Wechselspannung (z. B. Sinus) bekannt, so kann durch Messung eines bestimmten Werts eine eindeutige Aussage getroffen werden, die anderen Werte lassen sich dann daraus errechnen. Dieser gemessene Wert ist meist der Spitzenwert, aber auch der Effektivwert kommt in Betracht. Die Beziehungen zwischen diesem gemessenen Wert und den anderen Werten sind von der

1.2 Wichtige Zusammenhönge der Werte bei Sinus- und Rauschspannung

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grundsätzlichen Kurvenform (Sinus, Dreieck, Rechteck) abhängig. Da in der Hochfrequenztechnik die Sinusform dominiert, ist das eher ein nebensächliches Problem. Man muss sich aber auch beim Sinus immer vergewissern, welcher Wert gemeint ist bzw. muss eindeutige Angaben machen. 3. Der ohmsche Anteil am Eingangswiderstand eines als „hochohmig“ geltenden Hochfrequenz-Messgeräts weicht ab ungefähr 1 MHz immer mehr vom Nennwert (in der Regel 1 MOhm beim Geräteeingang und 10 MOhm bei der Kombination Gerät plus Tastkopf) ab. Korrekt auch bei höheren Frequenzen ist die Messung meist nur „an 50 Ohm“. Dies kann ein Widerstand in der Schaltung, wie eine Dummy Load, aber auch der Eingangswiderstand eines 50-Ohm-Messgeräts oder -Tastkopfs sein, der dann gleichzeitig als 50-Ohm-Last wirkt. Hier sind in erster Linie Spectrum Analyzers zu nennen. Sie bieten reelle 50 Ohm Eingangswiderstand und sind in dBm kalibriert (eichen darf nur ein Amt), eine Angabe, die man leicht in „Volt an 50 Ohm“ umrechnen kann.

1.2 Wichtige Zusammenhänge der Werte bei Sinus- und Rauschspannung Mit Wurzel aus 2, also 1,414 (rund 1,4), ist das Verhältnis von Spitzen- zu Effektivwert einer Sinusspannung allgemein gut bekannt: US = 1,414 x Ueff Den Proportionalitätsfaktor nennt man auch Crest-Faktor (Formfaktor, Scheitelfaktor). Umgekehrt gilt: Ueff = 0,707 x US Im Allgemeinen ist die Skale eines Wechselspannungsmessers mit Zeigerinstrument in Effektivwerten für Sinusspannung kalibriert. Bei anderen Kurvenformen kommt es zu Abweichungen, denn die obige Beziehung gilt eben nur für Sinusform. Bei Rechteckspannung würde das Gerät 11 % zu viel und bei Dreieckspannung 4 % zu wenig anzeigen. Bei kurzen Impulsen wäre der Fehler besonders groß. Der Effektivwert lässt sich nur von der Kurvenform unabhängig messen, wenn tatsächlich die Leistung die Grundlage der Anzeige darstellt. Einfache Schaltungen verfügen über diese Möglichkeit nicht. Schaltungen mit so genannter echter Effektivwertanzeige (erkenntlich an der Bezeichnung True RMS, dies meint die tatsächliche Mittelwertbildung durch Quadrieren und Wurzelziehen) basieren auf schnellen Multiplizierer-ICs oder auf Temperatur(differenz)messung.

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1 Spannungsmessung – Grundlagen

Nur am Rande sei erwähnt, dass der Proportionalitätsfaktor zwischen Spitzenwert und arithmetischem Mittelwert für Sinusform 1,11 beträgt. In der Hochfrequenztechnik ist man jedoch auch bei Rauschspannungen am Effektivwert interessiert. Hier kann man leicht aufs Glatteis geraten, der Crest-Faktor scheint weithin unbekannt und ist deutlich vom Wert für Sinusspannung verschieden, nämlich mit rund 3 mehr als doppelt so groß!

2 HF-Spannungsmessung mit dem Scope

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2 HF-Spannungsmessung mit dem Scope

Die „Handhabung“ eines Oszilloskops sollte dem Leser bekannt sein bzw. nicht schwer fallen. Man muss für eine korrekte Spannungsermittlung eventuell aufpassen, dass man „Kästchen“ (Div. von divide, einteilen) nicht mit Zentimetern verwechselt, falls da ein Unterschied besteht. Man wählt die Zeitablenkung am besten so, dass mehrere Perioden dargestellt werden, stellt die Helligkeit gering und die Schärfe groß ein und schiebt mit dem entsprechenden Steller die negativen Spitzen auf einen Strich. Dann kann man die Spitze-Spitze-Spannung am besten ermitteln. Am Vertikal-Steller ist angegeben, wie viel Volt einem „Kästchen“ entsprechen, man multipliziert diese Angabe also mit dem Abstand zwischen den negativen und positiven Spitzewerten. Der Effektivwert ergibt sich für Sinusform nach Teilen durch rund 2,8 (exakt 2,828). Möglicherweise muss man durch Probieren an den zuständigen Bedienelementen für ein „stehendes“ Bild bzw. ein exaktes Triggern sorgen. Abb. 1 fördert das Verständnis dieses wichtigen Vorgangs.

Abb. 1: Zum Verständnis des Triggerns

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2 HF-Spannungsmessung mit dem Scope

2.1 Grundtypen Das klassische Scope ist analog, es wird im englischsprachigen Raum auch als ART (analog realtime-oscilloscope) bezeichnet. Neben dem Einstrahl-Oszilloskop (Abb. 2) gibt es das Zweikanal-Oszilloskop (ein Strahl wird durch schnelles Umschalten für zwei Kanäle genutzt, s. Abb. 3) und das teurere, aber besser funktionierende Zweistrahl-Scope mit zwei unabhängigen Strahlerzeugungssystemen und zugehörigen Ansteuer-Elektronikeinheiten.

Abb. 2: Aufbau eines analogen Einstrahl-Scopes

Abb. 3: Aufbau eines analogen Zweikanal-Scopes

Das ART ist ein preiswürdiges und sehr gut für die HF-Messtechnik geeignetes Gerät. Primäres Kriterium für diesen Einsatzbereich ist die Bandbreite. 20 MHz sollten es schon sein, 50 MHz sollten genügen, wenn wir unter „Hochfrequenz“ den Bereich bis 30 MHz verstehen wollen. Die Zweikanal-Ausführung ist für qualifiziertere Messungen sinnvoll, denn sie zeigt direkt und zumindest bei Sinusform sicher Phasenverhältnisse auf.

2.1 Grundtypen

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Zum Ende des letzten Jahrhunderts wurden digitale Oszilloskope immer populärer. Das Abtasttheorem besagt, dass ein Signal, das mit doppelter maximaler Signalfrequenz abgetastet wird, perfekt rekonstruiert werden kann. Geht es jedoch nur um Effektiv- und Spitzenwert oder auch Phasenlage, genügt eine kleinere Abtastrate. Bei den digitalen Oszilloskopen wird dies durch verschiedene Techniken ausgenutzt. Es gibt drei Grundtypen: 1. Am häufigsten trifft man das digitale Speicheroszilloskop (DSO, digital storage oscilloscope) an. Sein Herz ist ein A/D-Wandler, hinzu kommen Mikroprozessor und natürlich Speicher (storage). Die Arbeitsweise ist seriell. DSOs sind sehr komfortabel, offerieren mehrere Kanäle, Signalspeicherung auch für kurze, einmalige Vorgänge und geben wichtige Werte sofort numerisch aus. Bei diesen Scopes ist die Gefahr von Fehlmessungen jedoch deutlich höher als bei analogen Scopes, denn die Kombinationen von Signalart und Einstellungen sind sehr vielfältig. Auch werden die technischen Eigenschaften nicht so transparent dargestellt wie beim Analoggerät, dort unbekannte Störungen, wie Aliasing („umklappen“, „falten“ in Folge der eigentlich zu kleinen Abtastrate), können auftreten. 2. Kurz vor der Jahrhundertwende kam die Firma Tektronix mit einer neuen ScopeTechnologie auf den Markt: DPO, digital phosphor oscilloscope (Abb. 4). Damit

Abb. 4: Baugruppen eines DPOs (Quelle: Funkamateur)

sollen die Vorteile von analoger und digitaler Technik vereint werden. Die Prozessorarchitektur ist hier meist parallel. Direkt zwischen A/D-Wandler und Bildschirm liegt die Funktionseinheit „digital phosphor“ (Übersetzungsversuch: digitale Ausleuchtung), so dass hier gegenüber dem DSO wesentlich schneller komplette Wellenzüge erfasst und dargestellt werden. Unregelmäßige Störungen, die das DSO „übersieht“, werden hier angezeigt.

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2 HF-Spannungsmessung mit dem Scope

3. Der dritte Grundtyp ist das Sampling-Oszilloskop (sampling oscilloscope). Der Name kommt von to sample, abtasten. Natürlich tasten auch DSO und DPO ab, jedoch erst nach Verstärkung/Pufferung des Messsignals. Hier jedoch wird dieses (stets an 50 Ohm) direkt abgetastet und darf darum nicht zu groß sein. Dafür erreicht das sampling scope traumhafte Bandbreiten bis in den zweistelligen Gigahertzbereich. Erwähnt werden muss auch noch das USB Scope, ein DSO-Zusatz zum PC mit universal serial bus, der sich sehr gut für die Ausbildung eignet, da man das Bild z. B. über einen Beamer zeigen kann. Die Bandbreite (oft als „Analogbandbreite“ bezeichnet) ist aber noch bescheiden. Als Beispiel sei das u. a. von Reichelt angebotene USB-Mini-Hand-Scope mit 5 MHz Analogbandbreite genannt, das etwa 340 @ kostet. Es hat die Form einer etwas größeren Tastspitze, man hält also beim Messen quasi das ganze Oszilloskop in der Hand. Die folgenden Ausführungen beziehen sich auf das analoge Oszilloskop, sind aber zum Großteil auch für digitale Oszilloskope gültig.

2.2 Beim Zweikanaler: Chopper- und Alternate-Betrieb Beim Zweikanal- und Zweistrahl-Oszilloskop sind die Bedienelemente des Y-Teils doppelt vorhanden, beim Zweikanaler kommen noch einige Bedienelemente hinzu, die seine zwei möglichen Betriebsarten betreffen. Dabei unterscheidet man zwischen „Chopper“ (choppy heißt unruhig, unstetig) und „Alternate“. Im ersten Fall springt der Elektronenstrahl sehr schnell zwischen beiden Messsignalen hin und her (Abb. 5). Dieses Verfahren empfiehlt sich daher nicht bei Frequenzen über 1 MHz, da dann eine mehr oder weniger „punktweise“ Abbildung erfolgt. Es ist aber sehr gut geeignet, um Zeit- bzw. Phasenverschiebungen festzustellen. Für hohe Frequenzen bietet sich der zweite Modus an. Hierbei lässt sich der Elektronenstrahl zwischen den Umschaltungen mehr Zeit, die Umschaltfrequenz reicht jedoch noch aus, dass für das Auge beide Kurven kontinuierlich gleichzeitig erscheinen. Ein Standardwert für die Umschaltfrequenz ist 50 kHz. Diese Betriebsart kann bei niedrigen Frequenzen Nachteile bringen. Eine solche Schwäche zeigt Abb. 6: Es kann durchaus passieren, dass ein wichtiger Abschnitt des Signals „verschluckt“ wird. Außerdem ist es mit der richtigen Darstellung der Phasenlage zwischen beiden Signalen dahin. Im Prinzip ist es also so, dass die Frequenz der Eingangssignale über den Modus entscheidet: Das Verhältnis von (fester) Umschalt- zu Signalfrequenz legt fest, ob man „choppert“ oder „alternate“ arbeitet.

2.3 Beachtung der Bandbreite

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Abb. 5: So funktioniert das Chopper-Verfahren

Abb. 6: Bei alternierendem Betrieb können Signalanteile ignoriert werden

2.3 Beachtung der Bandbreite Das wohl wichtigste Merkmal eines Oszilloskops ist seine Bandbreite. In aller Regel ist damit die 3-dB-Bandbreite gemeint. Sie wird im Wesentlichen vom internen Verstärker nach dem Y-Eingang bestimmt und ist hier praktisch identisch mit der oberen 3-dB-Grenzfrequenz, da die untere Grenzfrequenz null (Stellung DC) bzw. sehr gering ist (Stellung AC).

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2 HF-Spannungsmessung mit dem Scope

Leider wird oft vergessen, die obere Grenzfrequenz des Scopes zu berücksichtigen. Hat das Signal genau diese Frequenz, wird es um 3 dB, also um rund 29 % zu klein dargestellt! Der abgelesene Spitze-Spitze-Wert bzw. der errechnete Effektivwert müsste zwecks Korrektur mit 1,414 multipliziert werden! Für 1 % Fehler muss die Grenzfrequenz siebenmal höher als die Messfrequenz sein. Da die Rechnung etwas umständlich ist, wird der Korrekturfaktor in einem Diagramm dargestellt (Abb. 7). Und da der Abfall um 3 dB nur die sinnvolle nominelle Grenze des Einsatzbereichs ist, da die Leistung hier um die Hälfte gefallen ist, wurde das Diagramm bis zur doppelten Grenzfrequenz gezeichnet. Auch bis dorthin kann man das Scope praktisch noch mit guter Genauigkeit benutzen, wenn die Schnelligkeit der Triggerung noch ausreicht und man den erheblichen Korrekturfaktor berücksichtigt! Was gerade in dieser Region noch zu beachten ist: Nur ein Sinussignal erfährt auch jenseits der 3-dB-Grenzfrequenz keine Formveränderung.

Abb. 7: Korrekturfaktor über der auf die Scope-Grenzfrequenz normierten Messfrequenz. Beträgt diese 0,5 (1, 1,5), ist der Korrekturfaktor rund 1,1 (1,4, 1,8), entsprechend einem zu korrigierenden Messfehler von –10 (29,–45) %.

2.4 Nur bei Flanken: Beachtung der Anstiegszeit

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2.4 Nur bei Flanken: Beachtung der Anstiegszeit Die endliche Bandbreite jedes Scopes bedeutet noch eine weitere Eigenschaft, die aber nur bei Signalen mit steilen Flanken, wie Pulsen (das ist die korrekte Bezeichnung für eine periodische Impulsfolge), zu beachten ist: Je geringer die obere Grenzfrequenz des Scopes, umso weniger ist der Strahl in der Lage, einer steilen Flanke zu folgen. Dies kann bei schmalen Impulsen dazu führen, dass die volle Höhe des Impulses überhaupt nicht mehr dargestellt wird. Es erscheint ein spitzes Dreieck statt eines Rechtecks. Als Anstiegszeit bezeichnet man diejenige Zeit, die verstreicht, während sich eine Flanke von 10 % auf 90 % ihres „Endwertes“ vergrößert. Für die Anstiegszeit eines beliebigen Verstärkers, also auch des Verstärkers in einem Oszilloskop, gilt: tr = 0,35/fg tr ... Anstiegszeit (Index r von to rise, ansteigen) fg ... obere 3-dB-Grenzfrequenz Sinngemäß trifft das auch auf die Abfallzeit zu. Wir sehen: Für die Anstiegszeit ist lediglich die obere Grenzfrequenz ausschlaggebend, keinerlei andere Größe hat Einfluss, wie man vielleicht zunächst annehmen könnte. Dies bedeutet theoretisch: Ein 10-MHz-Scope stellt eine ideale Flanke so dar, dass im Abschnitt zwischen 10 % und 90 % des Höchstwerts 35 ns (0,35/10 MHz = 0,035 µs = 35 ns) vergehen. Oder ein 50-MHz-Scope stellt eine ideale Flanke so dar, dass sich die Flanke im Bereich von 10 % bis 90 % ihres Höchstwerts 7 ns lang aufbaut. Ist der Impuls im ersten Fall nicht mindestens etwa 50 ns und im zweiten Fall etwa 10 ns lang, wird der Höchstwert gar nicht korrekt dargestellt. Die ideale Flanke gibt es natürlich nur theoretisch. In der Praxis interessiert, wie groß die Anstiegszeit der Flanken eines am Eingang eines Oszilloskops anliegenden Pulses ist. Wir wollen daher ein wenig vom Thema „Spannungsmessung“ abschweifen und die Formel tr F2 = t rmess2 – (0,35/fg)2 tr F … Anstiegszeit der Flanke am Scope-Eingang tr mess ... gemessene Anstiegszeit vortragen. Wenn wir demnach auf dem Bildschirm eines 10-MHz-Scopes eine Anstiegszeit von 50 ns ermitteln, hat die reale Flanke gemäß tr F2 = (2.500 – 1.225) ns2 = 1.275 ns2 eine Anstiegszeit von 35,7 ns.

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2 HF-Spannungsmessung mit dem Scope

2.5 Rauschen richtig messen Manchmal werden mit dem Oszilloskop auch reine Rauschspannungen gemessen, wenn sie eine entsprechende Größe haben, also beispielsweise aus einem Rauschgenerator stammen (zur Erfassung kleiner Rauschspannungen, wie der an Verstärkerausgängen, sind Oszilloskope meist zu unempfindlich). Hier sollte man grundsätzlich anders vorgehen als beim Messen einer Signalspannung: Man schaltet die Horizontalablenkung aus (meist letzte Stellung), erhält also lediglich einen senkrechten Strich auf dem Bildschirm. Nun justiert man Helligkeit und Schärfe so, dass dieser Strich schwach leuchtend und scharf abgegrenzt erscheint (andernfalls spricht man von blooming, also „vollem Blühen“, ein Effekt, der die Genauigkeit trübt.). Die Länge des Strichs entspricht dem Spitze-Spitze-Wert der Rauschspannung, teilt man diesen durch 6, erhält man mit guter Genauigkeit den Effektivwert. Zur Angabe einer Rauschspannung gehört immer die Rauschbandbreite, innerhalb derer sie auftritt. Die Rauschbandbreite ist die Breite eines idealen Filters, welches in gemeinsamer zeichnerischer Darstellung die gleiche Fläche aufweist wie der reale Vierpol, in dem das Rauschen auftritt (Abb. 8). Nur bei guten Quarzfiltern sind 3-dB-Bandbreite und Rauschbandbreite praktisch gleich, je weniger ideal die Übertragungskurve des Vierpols über der Frequenz verläuft, umso größer ist die Rauschbandbreite gegenüber der 3-dB-Bandbreite. Diese Abweichung muss man oft abschätzen. Für einfache Filter kann man annehmen:

Abb. 8: Zur Definition der Rauschbandbreite

2.6 Frequenzabhängigkeit des ohmschen Anteils am …

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Rauschbandbreite = 1,25 x 3-dB-Bandbreite Wird zum Beispiel das Signal eines breitbandigen Rauschgenerators an ein 10-MHzOszilloskop gelegt, so kann man von 12,5 MHz Rauschbandbreite ausgehen. Ist der vertikale Stich in Stellung 10 mV/Div. sechs Kästchen hoch, so beträgt der SpitzeSpitze-Wert 600 mV und der Effektivwert 100 mV (600 mV/6). Man schreibt dann Un = 100 mV/ √ 12,5 MHz. Der Index n steht für noise (rauschen). Warum das Wurzelzeichen? Wird die Bandbreite halbiert, halbiert sich die Rauschleistung, infolgedessen sinkt die Spannung nur um rund 29 %, denn die Wurzel aus dem Frequenzverhältnis 2 ist 1,414, und die Teilung durch 1,414 bedeutet rund 29 % Rückgang (auf rund 71 %). Halbieren wir also unsere Rauschbandbreite, so werden wir nun statt 600 mVSS nicht 300 mVSS (was einem Viertel der Leistung entsprechen würde, da sich ja auch der Strom halbiert), sondern 424 mVSS (600 mVSS/1,414) erhalten. Üblicherweise bezieht man eine Rauschspannung auf √ 1 Hz. Um zu dieser Form zu gelangen, müssen wir unseren Messwert wieder durch die Wurzel aus dem Verhältnis von gewünschter Bezugsbandbreite zu Messbandbreite teilen. In beiden Fällen handelt es sich um Rauschbandbreiten. Die Wurzel aus 11,5 MHz/1 Hz bzw. 11.500.000 ist 3.391. Unsere neue Spannungsangabe ist also 100 mV/3.391 = 0,295 mV. Wir schreiben Un = 295 µV/√ 1 Hz und haben ein mit anderen Angaben direkt vergleichbares Ergebnis.

2.6 Frequenzabhängigkeit des ohmschen Anteils am Scope-Eingangswiderstand Neben den Einschränkungen, die Grenzfrequenz bzw. Anstiegszeit bedeuten, sollte bei Messungen an mittel- und hochohmigen Punkten auch die Frequenzabhängigkeit des ohmschen Anteils am Eingangswiderstand eines Oszilloskops beachtet werden. Sie wird meist komplett übersehen. Kein Wunder: Zu der typischen Angabe „1 MOhm parallel zu 30 pF“ findet man keine Einschränkung in Bezug auf die Einsatzfrequenz. Ursache des mit der Frequenz nachlassenden ohmschen Werts ist die Güte des Kondensators, wobei zwei „Wirkmechanismen“ zu nennen sind: 1. Die Güte eines Kondensators fällt in der Regel mit der Frequenz. 2. Der sich aus der Güte ergebende Verlustwiderstand ist indirekt proportional zum Blindwiderstand des Kondensators und somit zur Frequenz.

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2 HF-Spannungsmessung mit dem Scope

Um das zu verstehen, betrachten wir Abb. 9. Es lehrt uns nebenbei, dass nur Keramik- und Glimmerkondensatoren geringste Güte versprechen. Aus praktischen Gründen kommt oft nur der „Keramiker“ in Frage, wir nehmen also für unsere Parallelkapazität einen solchen an: - Q bei 1 MHz etwa 6.000 - Q bei 10 MHz etwa 3.000 Für einen 30-pF-Kondensator ergeben sich als Blindwiderstände: - XC bei 1 MHz –5,3 kOhm - XC bei 10 MHz –530 Ohm Daraus erhalten wir nun durch Multiplizieren von Q mit dem Betrag von XC die (parallelen) Verlustwiderstände: - RV bei 1 MHz etwa 32 MOhm - RV bei 10 MHz etwa 1,6 MOhm

Abb. 9: Durchschnittlicher Güteverlauf verschiedener Kondensatortypen. Der hier oft vorliegende Anstieg des Verlustwinkels bedeutet ein Absinken der Güte (= Kehrwert vom tan des Verlustwinkels). Quelle: K. Leucht, Kondensatorenkunde für Elektroniker

2.7 Frequenzabhängigkeit des ohmschen Anteils am …

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Bei 1 MHz ist somit noch der ohmsche 1-MOhm-Widerstand im Teiler dominant. Bei 10 MHz hingegen beträgt nun der gesamte Parallelwiderstand nur noch rund 600 kOhm (1 MOhm parallel 1,6 MOhm). Das gilt für Direktanschluss der Quelle an die Scope-Eingangsbuchse und ist daher oft nicht die ganze Wahrheit. Denn wird ein Stück abgeschirmtes Kabel mit Buchse oder ein beliebiger Tastkopf benutzt, erhöht sich die nicht ideale Parallelkapazität nennenswert. Damit sinken Blindwiderstand, Güte und Verlustwiderstand weiter.

2.7 Frequenzabhängigkeit des ohmschen Anteils am Tastkopf-Eingangswiderstand Ein oft benutzter Zusatz zum Oszilloskop ist der passive Teilertastkopf 1:10. Er verspricht auf den ersten Blick einen kapazitätsarmen und sehr hochohmigen Eingang und damit die Lösung vieler Messaufgaben. In Wirklichkeit werden die Anwendungsmöglichkeiten jedoch von nicht sofort erkennbaren negativen Eigenheiten überschattet. Weder Hersteller noch Fachbücher weisen ausreichend auf die Tücken der 1:10-Teiler hin, sondern stellen dieses Zubehör oft nur vorteilhaft dar. Der Grundtenor entspricht folgendem Zitat aus diskret verschwiegener Quelle: „Für einwandfreie Anzeigeergebnisse bei hochohmigeren Messspannungsquellen und höheren Frequenzen werden vorzugsweise Tastköpfe eingesetzt. ... Durch die Reihenschaltung der Widerstände ergibt sich ein gesamter Eingangswiderstand von 10 MOhm für die Messspannungsquelle. Die Eingangskapazität von 15 pF des Messverstärkers wird ... auf ein Zehntel, also 1,5 pF, reduziert.“ Das stimmt bei Frequenzen ab rund 1 MHz auf keinen Fall, denn hier machen sich die beim Scope-Eingang erläuterten negativen „Wirkmechanismen“ auf Basis der Kondensatorgüte noch drastischer bemerkbar! Zur Teiler-Eingangskapazität betrachten wir einmal Abb. 10. Dem Trimmer kann zwecks feinerer Abstimmung ein Festkondensator parallel liegen, wir wollen der

Abb. 10: Grundschaltung des Bereichs „Teilertastkopf am Scope“

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2 HF-Spannungsmessung mit dem Scope

Einfachheit halber nur vom Trimmer sprechen. Zur Eingangskapazität des Oszilloskops (etwa 15 pF bei hochwertigen, etwa 30 pF bei einfachen Geräten) gesellt sich noch die Tastkopf-Kabelkapazität von 50 bis 100 pF. Das bedeutet 65 bis 130 pF parallel zum ohmschen Eingangswiderstand 1 MOhm. Wenn wir 90 pF Gesamtkapazität annehmen, so resultiert daraus für den Trimmer 10 pF, denn die Produkte aus den beiden ohmschen Widerständen und den ihnen parallelliegenden Kapazitäten (die Zeitkonstanten) müssen gleich sein: 9 MOhm x 10 pF = 1 MOhm x 90 pF Das würde 9 pF Eingangskapazität bedeuten (10 pF in Reihe mit 90 pF). Doch ein solcher Tastkopf besitzt ein mehr oder weniger gut schirmendes Gehäuse und damit eine Streukapazität zwischen Tastspitze und Masse. Daher sollten wir von 10–15 pF Eingangskapazität ausgehen. In der Praxis begegnen wir Werten zwischen 8 und 16 pF. Die größte negative Überraschung bei passiven Teilertastköpfen dürfte das steile Absinken des ohmschen Eingangswiderstands mit der Frequenz sein. In Abb. 11 ist dies für drei verschiedene 1:10-Tastköpfe dargestellt. Die Ursache liegt im Wesentlichen im Verlust(widerstand) des kleinen Kondensators parallel zum 9-MOhm-Widerstand (Trimmer oder Trimmer-Festwiderstand-Kombination). Der Abfall ist aus bereits genannten Ursachen drastisch: 1. Die Güte eines Kondensators fällt in der Regel mit der Frequenz. 2. Der sich aus der Güte ergebende Verlustwiderstand ist indirekt proportional zum Blindwiderstand des Kondensators und somit zur Frequenz. Obwohl die Kapazität hier recht klein ist, wird der Verlustwiderstand schon ab etwa 100 kHz relevant! Um das zu verstehen, betrachten wir noch einmal Abb. 9. Keramische Trimmer sind übliche Bauelemente. Der Güteverlauf eines solchen über der Frequenz stand leider nicht zur Verfügung, so dass auch hier die Werte des Keramik-Festkondensators bemüht werden sollen: - Q bei 1 MHz etwa 6.000 - Q bei 10 MHz etwa 3.000 Für einen 10-pF-Kondensator ergeben sich als Blindwiderstände: - XC bei 1 MHz –16 kOhm - XC bei 10 MHz –1,6 kOhm Daraus erhalten wir die (parallelen) Verlustwiderstände:

2.7 Frequenzabhängigkeit des ohmschen Anteils am …

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Abb. 11: Verlauf des ohmschen Anteils an der Eingangsimpedanz dreier Teilertastköpfe 10:1 sowie des Betrags des Blindwiderstands von 10 pF, [1] H. Schreiber: HFMillivoltmeter für den Bereich 50 kHz bis 50 MHz, Funk-Technik 11/77, [2] Dr. C. Paul: gemessene Hameg-Tastkopf-Daten, E-Mail vom 11.2.05 an Autor

- RV bei 1 MHz etwa 96 MOhm - RV bei 10 MHz etwa 4,8 MOhm Bei 1 MHz ist somit noch der ohmsche 9-MOhm-Widerstand im Teiler dominant. Bei 10 MHz hingegen beträgt der gesamte ohmsche Parallelwiderstand nur noch rund 3 MOhm. In der Tastkopfpraxis sieht die Sache, wie Abb. 11 zeigt, noch schlimmer aus: Die drei Tastköpfe weisen bei 10 MHz nur ungefähr 700, 150 und 40 kOhm auf! Die

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2 HF-Spannungsmessung mit dem Scope

eingangs zitierte Aussage verliert also je nach Tastkopfqualität und zulässiger Toleranz bereits ab einigen 100 kHz ihre Gültigkeit.

2.8 Die Eingangsimpedanz Zum Abschluss unseres Exkurses über ohmsche Widerstandsanteile etwas Grundlagenwissen: Sind Widerstände verschiedener Art, wie ein kapazitiver und ein induktiver Blindwiderstand oder ein Wechselstromwiderstand und ein ohmscher Widerstand, zusammengeschaltet, so nennt man den Gesamtwiderstand komplexen Widerstand oder Impedanz. Handelt es sich dabei um einen Eingangswiderstand, so genügt oft die Angabe des Betrags der Impedanz, den man Scheinwiderstand nennt. Achtung, oft wird von einer (kapazitiven) Impedanz gesprochen und es ist der Scheinwiderstand gemeint, das negative Vorzeichen fehlt dann. So ist die Eingangsimpedanz eines Messgeräts wegen der parallelen Kapazität immer negativ. Abb. 12 schlüsselt Widerstände auf:

Abb. 12: Ausflug in die Grundlagen: So werden Widerstände eingeteilt (Quelle: F. Sichla, Wunderwelt der Widerstände, Funkamateur 6/00)

2.10 Die Kompensation

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Wir haben gesehen, dass bei hohen Frequenzen der ohmsche Anteil am Eingangswiderstand bei einem Scope nennenswert und bei einem 1:10-Tastkopf sehr deutlich vom „unsichtbaren“ Verlustwiderstand der Eingangskapazität mitbestimmt wird. Bis 1 GHz spezifizierte passive Tastköpfe werden daher selten oder gar nicht angeboten. Zwar ist der ohmsche Anteil immer deutlich größer als der kapazitive, doch lässt er sich nicht wegstimmen und nimmt Leistung auf (dämpft). Daher ist er oft so lästig.

2.9 Teilerfaktor über der Frequenz Wir haben festgestellt, dass ein reiner Scope-Eingang bis etwa 1 MHz recht gut der Nennimpedanz entspricht, während die Kombination 1:10-Tastkopf/Scope bereits ab mehreren 100 kHz kritisch wird. Daher stellt sich die Frage, wie der Teilerfaktor von der Frequenz abhängt. Dabei dürfen wir nicht das dem Scope-Eingang parallelliegende Tastkopfkabel vergessen! Dieses bewirkt nämlich, dass für die beiden in Reihe liegenden RC-Kombinationen 10 MOhm parallel Trimmer und 1 MOhm parallel etwa 30 p plus Kabelkapazität ein ähnliches Verhalten angenommen werden kann. Da die Scope-Eingangs-Gesamtkapazität neunmal größer ist als die Trimmerkapazität, ist auch ihr Verlustwiderstand ungefähr neunmal größer als der des Trimmers. Wäre dies nicht ungefähr, sondern exakt der Fall, so würde der Teiler bei jeder Frequenz 1:10 teilen. Wir stellten ja bereits bei 1 MHz Abweichungen bei den ohmschen Anteilen fest, dürfen jedoch den Einfluss des immer noch deutlich kleineren XC nicht vergessen. Daher ist nur ein geringer Messfehler zu befürchten. Dies belegen auch Versuchsmessungen. Hauptsächlich störend ist somit nur das starke Absinken des ohmschen Anteils am Eingangswiderstand. Die Frequenzabhängigkeit des Teilerfaktors bleibt jedoch in vertretbaren bzw. engen Grenzen, insbesondere wenn der Tastkopf spezielles Zubehör des Scopes ist.

2.10 Die Kompensation Stimmen jedoch die Kapazitäten nicht, setzt die Kapazitätsabhängigkeit des Teilerfaktors schon bei unvermutet niedriger Frequenz ein. Als Grenze zwischen ohmscher und kapazitiver Teilung sieht man die so genannte Übergangsfrequenz (von ohmscher zu kapazitiver Teilung) an. Diese erhält man, indem man 0,16 durch die Teilerzeitkonstante teilt:

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2 HF-Spannungsmessung mit dem Scope

0,16/(10 pF x 9 MOhm) = 0,16/90 ms = 1,78 kHz Folglich muss ein Tastkopf auch für Messungen im Audiobereich exakt abgeglichen sein! Dieser Abgleich mit Hilfe eines oft vom Scope selbst bereitgestellten Rechtecksignals wird in der Literatur ausführlich dargestellt und ist dem erfahrenen Praktiker gut bekannt: Das „Dach“ der Impulse am Scope-Eingang muss möglichst ideal sein. Ein wichtiges Tastkopf-Kennzeichen ist sein Kompensationsbereich, d. h. der Bereich, in dem die Scope-Eingangskapazität liegen darf, damit sich dieses Ziel erreichen lässt.

2.11 Grenzfrequenz und Anstiegszeit mit Tastkopf Schaltet man einem Verstärker mit der oberen Grenzfrequenz fg einen Vierpol, z. B. einen Tastkopf, vor, so ist man versucht, anzunehmen, dass die Grenzfrequenz dieses Gesamtsystems nun geringer ist. In unserer einfachen Schaltung (Abb. 10) deutet jedoch nichts auf einen solchen Effekt hin. Dies jedoch nur deshalb, weil wir parasitäre Kapazitäten nicht eingezeichnet haben. Wegen diesen hat auch ein passiver Teilertastkopf eine obere Grenz- oder Einsatzfrequenz, die es umso mehr zu beachten gilt, je näher sie an der Oszilloskop-Grenzfrequenz liegt. Man muss dann Korrekturfaktoren nach Abb. 7 für Tastkopf und Scope ermitteln und multiplizieren. Es kann daher bei hoher Scope-Bandbreite nicht schaden, mit Hilfe eines durchstimmbaren HF-Signalgenerators die Grenzfrequenz des Systems Oszilloskop/Tastkopf zu ermitteln. Der Tastkopf wird dabei direkt an den Ausgang des Generators gelegt. Dieser Test lässt übrigens oft auch erkennen, ob der Teiler über- oder unterkompensiert ist. Im ersten Fall (Trimmerkapazität zu groß) kann die Gesamtbandbreite größer als die Bandbreite des Oszilloskops allein sein. Die Bandbreite üblicher 1:10-Teiler liegt meist im Bereich 100–450 MHz. Wir wissen bereits: Gibt man an den Eingang eines Oszilloskops eine ideale Flanke, so stellt das Oszilloskop diese nicht entsprechend dar. Das gilt auch für den Tastkopf. Kein die Frequenz nach oben begrenzender Vierpol kann eine ideale Flanke exakt verarbeiten. Wir wissen weiter: Die Zeit, in der eine Flanke von 10 % auf 90 % gestiegen ist, bezeichnet man als Anstiegszeit tr, und es gilt mit der oberen 3-dB-Grenzfrequenz des Vierpols tr = 0,35/fg. Besonders in der heutigen Zeit der Highspeed-Digitaltechnik sollte man die „Trägheit“ seines Oszilloskops kennen. Ein 50-MHz-Typ schafft es also beispielsweise nur, Flanken mit einer Anstiegszeit über 7 ns richtig darzustellen. Jede schnellere Flanke wird als 7-ns-Flanke dargestellt, wobei es bei schmalen Impulsen zu einem

2.13 Spannungsfestigkeit mit Tastkopf

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beträchtlichen Amplitudenfehler kommen kann. Ein Tastkopf verschärft das Problem zum Glück praktisch kaum. Das hat zwei gute Gründe: 1. Seine Grenzfrequenz ist in der Regel deutlich höher als die des Scopes. 2. Die gesamte Anstiegszeit tr ges errechnet sich nach folgender Formel: tr ges2 = tr12 + tr22 Ein 100-MHz-Tastkopf vor unserem 50-MHz-Scope führt somit auf 7,8 ns.

2.12 Verzichtbarer Luxus: die Faktor-5-Regel Ist die Grenzfrequenz des Oszilloskops mindestens fünfmal größer als die Messsignalfrequenz und ist die Scope-Anstiegszeit mindestens fünfmal kleiner als die Signalanstiegszeit, so liegt der Messfehler bei wenigen Prozent und ist somit oft vernachlässigbar. Die Hersteller empfehlen natürlich gern die Einhaltung dieser Regel, um möglichst hochwertige Oszilloskope an den Mann zu bringen, die ihnen mehr Gewinn einbringen. Es dürfte jedoch deutlich geworden sein, dass man auch bei „Verstoß“ gegen die Regel leicht ein ausreichend exaktes Ergebnis erhalten kann. Zur Korrektur des Bandbreite-Einflusses bemüht man Abb. 7, zur Korrektur der Anstiegszeit rechnet man: tr Signal2 = tr mess2 – tr Scope2 tr Signal ... Anstiegszeit des gemessenen Signals tr mess ... gemessene (abgelesene) Anstiegszeit tr Scope ... Anstiegszeit des Oszilloskops (0,35/fg) Wirklich problematisch wird es nur bei stark nichtsinusförmigen Signalen, weil diese mehr und mehr sinusförmig (also verzerrt!) abgebildet werden, je größer das Verhältnis Signalfrequenz zu Scope-Grenzfrequenz wird.

2.13 Spannungsfestigkeit mit Tastkopf Ein Neuntel der Eingangsspannung fällt am Trimmer ab, dessen Spannungsfestigkeit somit die Spannungsfestigkeit des Tastkopfs bestimmt. Diese Spannungsfestigkeit kann aber geringer sein als der zehnfache Wert für das Oszilloskop. Das ist jedoch längst nicht alles: Die zulässige Spannung an Kondensatoren und somit Tastköpfen ist auch stark von der Frequenz sowie leicht von der Temperatur abhängig, wie Abb. 13 es allgemein darstellt. Demnach gibt es drei Frequenzberei-

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2 HF-Spannungsmessung mit dem Scope

che mit eigenen Ursachen für die Begrenzung, nämlich Spannungsfestigkeit (Überschlagsfestigkeit), Leistung (Wärmeresistenz) und Strom (Leiterquerschnitt). Das schlägt sich, wie in Abb. 14 beispielhaft gezeigt, auch am Tastkopf nieder und muss bei der Anwendung beachtet werden. Hintergrund der Begrenzung durch Wärme: Da die Güte (Kehrwert des Tangens tan des Verlustwinkels) eines Kondensators allgemein mit der Frequenz fällt, wie in Abb. 9 gezeigt, erwärmt sich der Kondensator nicht nur mit steigender Spannung, sondern auch mit steigender Frequenz immer mehr. Dass die Erwärmung (Verlust-

Abb. 13: Die drei Bereiche der Spannungsbelastung eines Kondensators (Quelle: K. Leucht: Kondensatorenkunde für Elektroniker)

Abb. 14: Höchstzulässige Spitzenspannung am Tastkopf HP-2060. Etwa bei 2 MHz sind nur noch 100 V zulässig

2.14 Der Phasengang

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leistung) quadratisch mit der Spannung zunimmt, ist klar. Dass sie in aller Regel auch überproportional zur Frequenz steigt, ist hingegen weniger bekannt. Gegenüber der pauschalen Aussage, an den Tastkopf könne eine zehnmal höhere Spannung gelegt werden als an das Oszilloskop, ist folglich Skepsis angebracht. Hinweis: In der Regel wird die Spannungsfestigkeit über die Spitzenspannung definiert. Üblich sind 500 oder 600 V. Eine Ausnahme machen die Mini-Teiler HP 10017A und HP 10041A mit 300 V. Beim HP 10432A trickst der Hersteller sogar, indem er die Spannungsfestigkeit als Spitze-Spitze-Wert angibt (450 VSS). Auch sind Kapazität und Güte eines Kondensators mehr oder weniger temperaturabhängig. Daraus folgt, dass insbesondere der Trimmer eines Teilertastkopfs sehr sorgfältig ausgewählt werden muss.

2.14 Der Phasengang Nur bei einem exakt abgeglichenen Tastkopf liegen Ein- und Ausgangsspannung auch immer exakt in Phase. Falsch ist die Annahme, der Phasenfehler bei Über- oder Unterkompensation würde mit der Frequenz zunehmen – so wie sich etwa die Phasenverschiebung eines RCGlieds mit der Frequenz immer mehr 90° annähert. Im Gegensatz zu solchen Vierpolen erreicht der Phasenfehler eines Teilertastkopfs bei der Übertragungsfrequenz sein Maximum, um danach wieder abzufallen (Abb. 15). Praktisch spielt das „Problem Phasenfehler“ daher kaum eine Rolle.

Abb. 15: Mögliche Phasenverläufe eines Tastkopfs mit 1,78 kHz Übergangsfrequenz.

34

2 HF-Spannungsmessung mit dem Scope

2.15 Reflexionen Beim Anschluss eines Tastkopfs an ein Oszilloskop ergibt sich eine Stoßstelle. So bezeichnet man die Stelle, an der Leitungen mit verschiedenem Wellenwiderstand aufeinandertreffen. Die hier zwangsläufig entstehenden Reflexionen können sich bei hohen Frequenzen bzw. Flankensteilheiten störend bemerkbar machen. Die Qualität des Tastkopfs und sein Abgleich haben darauf keinen Einfluss. Man kann das mit einem Zweikanal- oder Zweistrahl-Scope oder mit zwei Oszilloskopen untersuchen. Dabei gibt man ein (kurzwelliges Rechteck-)Signal einmal direkt auf einen Eingang und nimmt es gleichzeitig auch mit dem Teiler dort ab, um es ebenfalls darzustellen.

2.16 Was lehrt uns das? Passive Tastköpfe müssen mit Verstand eingesetzt werden. Von einem Selbstbau ist eher abzuraten, stattdessen sollte man einen solchen Tastkopf aus zweiter Hand preiswert erwerben. Jedenfalls sollte man seinen Teiler gut kennen, um ihn richtig zu nutzen. Er mag zuweilen tückisch sein, hat aber dennoch seine Berechtigung. Denn der Direktanschluss ans Oszilloskop ist ebenso wie der Anschluss über eine kleine Koppelkapazität oft kein brauchbarer Ausweg. Auch ein 1-pF-Kondensator hat bei 10 MHz nur –16 kOhm Blindwiderstand, über den der von 1 MOhm deutlich abweichende ohmsche Anteil der Scope-Eingangsimpedanz am Messpunkt liegt! Mit aktiven Tastköpfen lassen sich einige der genannten Schwierigkeiten umgehen, jedoch entstehen auch neue. So ist nun der Eingang empfindlich gegen Überlastung, und über die Netzstromversorgung kann eine Masseschleife entstehen. Grundsätzlich hat man auch hier das Problem des mit der Frequenz fallenden Eingangswiderstands, wenn auch gewissermaßen auf höherer Ebene, wie es Abb. 16 verdeutlicht. Bereits ein „Wald-und-Wiesen“-FET in einfacher Schaltung verspricht schon wesentlich bessere Ergebnisse als ein kommerzieller passiver Tastkopf, und das bei 1:1-Übertragung oder sogar Verstärkung. Hier hat der Selbstbau seine Vorteile. Kommerziell gefertigte aktive Tastköpfe haben einen hohen Preis.

2.17 Teiler-Tastkopf-Tipps

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Abb. 16: Ohmscher Eingangsleitwert gis und Betrag des kapazitiven Eingangsblindleitwerts bis beim BF 256. Erster bedeutet bei 10 MHz etwa 450 kOhm und bei 100 MHz etwa 22 kOhm. Das ist recht genau das Zehnfache des passiven Philips-Teilers. Zweiter bedeutet etwa 2,5 pF, also ein Viertel des Philips-Teilers (vgl. Abb. 11)

2.17 Teiler-Tastkopf-Tipps 1. Eine praktisch wertvolle Information ist der Verlauf des ohmschen Anteils über der Frequenz. Liefert der Hersteller diesen nicht, sollte man ihn selbst ermitteln (Impedanzmessung und kapazitiven Anteil herausrechnen). 2. Die Bandbreite des Tastkopfs sollte mindestens dreimal so hoch sein wie die des Scopes (einige Hersteller geben die Systembandbreite Tastkopf/Scope an, das ist praxisgerecht). 3. Beim „Umstieg“ auf ein anderes Oszilloskop und grundsätzlich nach einigen Monaten sollte neu abgeglichen werden (Abb. 17). Tausch zwischen den Kanälen eines Geräts ist hingegen bedenkenlos möglich. 4. Bei modular aufgebauten Tastköpfen darf man keinesfalls die Kabel und die zugehörigen Kompensationseinheiten vertauschen.

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2 HF-Spannungsmessung mit dem Scope

Abb. 17: Mögliche Schirmbilder beim Tastkopf-Abgleich

5. Tastköpfe mit „langer Leitung“ sind möglichst zu vermeiden. Oft gelingt das Messen auch mit einem Tastkopf mit kurzem Kabel, wenn man Messobjekt und Scope räumlich zusammenbringt. 6. Von Zeit zu Zeit sollte man den Tastkopf abgleichen bzw. überprüfen, indem man für ein möglichst großes Bild sorgt und die Zeitablenkung auf 1 ms/cm stellt. Exakt ebene Dächer sind das Ziel. 7. Ein ungünstiger Masseanschluss kann leicht zustande kommen und zu mitunter enormen Verzerrungen und/oder Störeinkopplungen führen. Statt einer Krokoklemme verwendet man am besten die mitgelieferten Masseschuhe. Tastkopfbuchsen haben sich als sehr brauchbar erwiesen. 8. Bevor man überhaupt misst, sucht man den optimalen Mess- und Massepunkt in der Schaltung. 9. Bei Gütemessungen an Spulen/Schwingkreisen sind die Reduktionskurven für Spannung und ohmschen Widerstand zu beachten. Erfahrungsgemäß hat eine Kurzwellenspule ungefähr bei 10 MHz ihr Gütemaximum. Der Tastkopf muss hier (kapazitiv oder induktiv und so konsequent, d. h. so lose wie möglich) angezapft angeschlossen werden.

3 Praktische Tastkopfschaltungen

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3 Praktische Tastkopfschaltungen

Im Folgenden untersuchen wir die praktischen Probleme bei der Entwicklung und Anwendung von passiven und aktiven Tastköpfen. Abschließend werden einige einfache, zum Nachbau geeignete aktive Tastkopfschaltungen vorgestellt.

3.1 Passive Tektronix-Tastköpfe Die Firma Tektronix ist in Sachen Messtechnik Marktführer und bietet auch eine Palette diverser Tastköpfe an. In einer Cross-Reference-Tabelle kann man sie den passenden Oszilloskop-Typen zuordnen. Die passiven Tastköpfe bieten Bandbreiten von 100 bis 500 MHz. Sie haben einen hybriden Aufbau bei teilweiser Verwendung von SMT-Bauelementen. Bei einigen 100-MHz-Tastköpfen wird die einfache Struktur (direkte Reihenschaltung eines RCGlieds zum Scope-Eingang) benutzt (Abb. 18). Bei anderen 100-MHz-Typen und allen Typen mit höherer Bandbreite findet man einen zweigeteilten Aufbau aus Tastkopf und Kompensationsbox (Abb. 19 und 20). Um dies zu erklären, wird die grundsätzliche Schaltung am Beispiel des nicht mehr angebotenen P 6108A gezeigt (Abb. 21). Der P 6108A ist ein 1:10-Tastkopf für 100-MHz-Oszilloskope. Die Abweichungen von der einfachen Struktur sind offen-

Abb. 18: Einfacher Aufbau bei den 100-MHz/1:10-Tastköpfen P 6109B und P 3010 (Quelle: Tektronix)

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3 Praktische Tastkopfschaltungen

sichtlich: Er besteht im Prinzip nicht nur aus einem RC-Glied in Reihe zum ScopeEingang (probe head, eigentlicher Tastkopf), sondern auch noch aus einer Kompensationsbox. Laut Hersteller gewährleistet er an einem Scope mit mindestens 105

Abb. 19: Die 1:10-Tastköpfe P 6105A für 100 MHz und P 6106A für 250 (Quelle: Tektronix)

Abb. 20: Der 1:10-Tastkopf P 6137 für 400 MHz (Quelle: Tektronix)

3.1 Passive Tektronix-Tastköpfe

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Abb. 21: Schaltung des (lediglich technologisch überholten) 10:1-Tastkopfs P 6108A von Tektronix (Quelle: Elektor)

MHz Bandbreite eine Systembandbreite von 100 MHz. Die Anstiegszeit ist nicht spezifiziert. R2 und R3 sowie C2 sind einstellbare Trimmer. Hintergrund: Um die Herstellerangabe zu erfüllen, müsste ein Tastkopf mit einfacher Struktur mehrere 100 MHz Eigenbandbreite haben. Da dies zu schwierig zu realisieren wäre, wurden die Kompensationselemente eingeführt, mit denen der Frequenzgang gewissermaßen „hinten

Abb. 22: Tastkopfspitzen sind für SMD-Technik und mit den Durchmessern 2,5, 3,5 und 5 mm (von links) ausgeführt (Quelle: Tektronix)

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3 Praktische Tastkopfschaltungen

Abb. 23: Kein moderner Tastkopf ohne Zubehör, wie Aufsätze, Zwischenringe und Massekabel (Quelle: Tektronix)

Abb. 24: Prinzipschaltung eines HP-Tastkopfs (Quelle: Elektronik 4/94)

3.2 Praktische Tastkopfschaltungen

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hochgezogen wird“. Der Hersteller weist ausdrücklich darauf hin, dass dieses „Hochziehen“ in aller Regel notwendig sein wird, um die Systembandbreite zu optimieren. Für den Abgleich muss man die Anschlüsse von der modularen Kompensationsbox entfernen. Der P 6108A entspricht bezüglich Ausformung der Spitze und zylindrischem ⁄ZollMasseanschluss der einst von Tektronix geschaffenen Norm, die später alle anderen Hersteller akzeptierten. Heute findet man Tastkopf-Ausführungsformen mit vier verschiedenen Spitzen (Abb. 22). Zu jedem Tastkopf erhält man ein mehr oder weniger umfangreiches Zubehör (Abb. 23).

3.2 Aktiver Tastkopf von Hewlett-Packard Bleiben wir noch kurz bei Tektronix: Für Bandbreiten von 750 MHz bis 6 GHz stehen hier acht aktive Tastköpfe bereit. Der ohmsche Anteil am Eingangswiderstand liegt je nach Typ zwischen 20 kOhm und 1 MOhm – nicht allzu viel. Dafür erhält man maximale kapazitive Anteile zwischen 0,5 und 2 pF. Aktive Tastköpfe (active probes) setzen heute auf ausgeklügelte Hybrid-Schaltungskonzepte. Ein typischer Vertreter ist der Mitte der 90er Jahre entwickelte HP 54701A von Hewlett-Packard für nominell 2,5 GHz und typisch 3,4 GHz. Abb. 24 zeigt sein vereinfachtes Schaltbild. Sämtliche Stufen wurden auf maximale Bandbreite hin optimiert und in einen Hybridbaustein integriert. Das Konzept ist interessant: T1 bis T3 bilden einen Impedanzwandler, der auf Abblockkondensatoren verzichten kann. Die Dämpfungswiderstände RD1 und RD2 verbessern den Frequenzgang. Die Ausgangsstufe mit T4 arbeitet zwecks Maximierung der Bandbreite in Basisschaltung. Der Arbeitspunkt wird vom Operationsverstärker V1 so gesteuert, dass sich am Ausgang der gleiche DC-Pegel ergibt wie am Eingang. Dort ergänzen sich drei Schutzkonzepte gegen zu hohe Spannung: 1. eine Funkenstrecke 2. das aufgeteilte Eingangssignals auf zwei Pfaden bei Impulsenergiebegrenzung durch den Koppelkondensator 3. zwei PIN-Dioden (positive-intrinsic-negative) Das Ergebnis ist eine ESD-Festigkeit von 20 kV (electrostatic discharge, elektrostatische Entladung). Durch kreative mechanische Ausführung wurde zudem eine Eingangskapazität von nur 0,6 pF erreicht. Aufbau und Gehäuse sichern den Schutz der Elektronik vor mechanischen Einwirkungen, beeinträchtigen die hervorragenden elektrischen Eigenschaften jedoch in keiner Weise. Es wurde eine Konstruktion entwickelt, bei der die auf einem Keramiksubstrat aufgebaute Schaltung „nackt“(unver-

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3 Praktische Tastkopfschaltungen

gossen) eingebaut wird, wobei der bruchsichere Einbau die größte Herausforderung darstellte. Abb. 25 zeigt die mechanische Gestaltung der Tastkopfspitze. Nicht nur dieser aktive Tastkopf beweist: Die Spannungsfestigkeit gilt heute nicht mehr als „Ausrede“ für die Entwicklung hochwertiger „Aktivisten“.

Abb. 25: Mechanischer Aufbau des HP-Tastkopfs (Quelle: Elektronik 4/94)

Wichtig! Beim Einsatz dieser active probes muss man wie bei den passiven Tastköpfen auf die Harmonie zwischen Scope und Vorsatz achten. Auch hier ist bei hohen Frequenzen der ohmsche Anteil an der Eingangsimpedanz zu beachten; ein Aufsteck-Teiler bewirkt diesbezüglich aber oft Wunder (Abb. 26), da es durch das direkte Aufstecken keine störende Kabelkapazität gibt. Erst teilen und dann wieder verstärken macht hier wirklich Sinn! Weiterhin ist neben dem zulässigen Eingangsspannungsbereich (als Effektivwert oder +/–Spitzenwert) der deutlich kleinere lineare Bereich (meist als +/–Spitzenwert) für präzise Messungen hervorzuheben. Nicht zu vergessen: Der Eingang ist nur bestimmungsgemäß geschützt, wenn am Tastkopf die Betriebsspannung anliegt!

3.3 Praktische Tastkopfschaltungen

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Abb. 26: Ohmscher und kapazitiver Anteil am komplexen Eingangswiderstand des aktiven Teilers P 6201 ohne (links) und mit (rechts) Aufsteckteiler. Bei 1 GHz beträgt Rp 20 bzw. 250 Ohm – ein beeindruckender Unterschied!

3.3 Ein paar Selbstbau-Schaltungsvorschläge Ein Gebrauchtgeräte-Händler bot einen Tastkopf HP 85024A für 300 kHz bis 3 GHz und mit 1 MOhm/0,7 pF nomineller Eingangsimpedanz für 1.798 @ an. Nebstt Zubehör wird das gute Stück im Edelholzkasten geliefert. Nicht ganz so teuer konnte gemäß gleichem Katalog der aktive Tastkopf P 6243 von Tektronix für 1 GHz Bandbreite zum Preis von 459 @ erworben werden. Diese Preise sind durchaus reell – aber für viele HF-Techniker auch unerschwinglich. Daher wird das Thema „Selbstbau eines aktiven Tastkopfs“ interessant. Hier kommt man, wie die folgenden Vorschläge beweisen, tatsächlich schon mit geringem Aufwand zu guten Erfolgen.

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3 Praktische Tastkopfschaltungen

Gern werden in aktiven Tastköpfen und Messverstärkern Sperrschicht-FETs benutzt – nicht nur wegen der hohen Eingangsimpedanz (vgl. Abb. 16), sondern auch wegen des geringeren NF-Rauschens und der höheren Robustheit im Vergleich zu MOSFETs. Abb. 27 zeigt die Schaltung für einen einfachen aktiven Tastkopf für Oszilloskope. Als Einsatzfrequenzbereich wird 10 Hz bis 20 MHz angegeben. Die Spannungsverstärkung beträgt 2. Die maximale Ausgangsamplitude beträgt 1 V bei 10 MHz und 4 V bei 2 MHz. Beide Schaltungsteile lassen sich gedrängt aufbauen, wobei jeweils eine Platine mit oben liegender und als Masse dienender Kupferfläche in Betracht kommt. Die nicht an Masse gehenden Bauteilanschlüsse werden durch angesenkte Löcher nach unten geführt und dort direkt miteinander verlötet.

Abb. 27: Einfacher aktiver Tastkopf mit Nachfolgeverstärker (Quelle: Electronique Applications Nr. 44)

In Abb. 28 sehen wir die Schaltung für einen aktiven Tastkopf und einen Messverstärker für einen nachfolgenden Messgleichrichter. Zur Bereichsumschaltung werden auch Schaltdioden herangezogen. T3 bildet eine Kaskadenschaltung mit den Transistoren des Tastkopfs. Der Eingangswiderstand von T3 liegt unter 100 Ohm, so dass die Kabelkapazität weitgehend zu vernachlässigen ist. T1 und T2 arbeiten in Darlington-Schaltung. Wie in Abb. 29 zu sehen, folgt der ohmsche Anteil am Eingangswiderstand bis 2 MHz etwa dem üblichen eines 1:10-Tastkopfs und erhöht sich dann, um zwischen etwa 5 und 18 MHz negative Werte anzunehmen. In diesem Bereich fließt also aus dem Eingang ein mit der Eingangsspannung in Phase liegender Strom heraus, um

3.3 Ein paar Selbstbau-Schaltungsvorschläge

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Abb. 28: Aktiver Tastkopf und Messverstärker für ein Millivoltmeter bis 50 MHz nach H. Schreiber (Quelle: Funk-Technik 11/77)

Abb. 29: Verlauf des ohmschen Anteils beim aktiven (A) und bei einem passiven Tastkopf (B). In der schraffierten Zone konnte nicht gemessen werden (Quelle: FunkTechnik 11/77)

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3 Praktische Tastkopfschaltungen

dann bis etwa 15 MHz höhere Werte anzunehmen. Bei 20 MHz liegt der ohmsche Anteil noch über 1 MOhm und ist damit etwa 100 mal größer als der Wert bei einem passiven Teilertastkopf! Auch bei 50 MHz ist die Überlegenheit noch gewaltig. Der Bereich negativen Eingangswiderstands ist nicht ungewöhnlich. Er entsteht durch die parasitäre Kapazität zwischen Drain und Gate. Man begegnet ihm schaltungstechnisch durch einen Widerstand direkt am Gate (hier R1, scheint aber nicht ausreichend), durch eine RC-Reihenschaltung vom Gate auf Masse oder durch ein RC-Parallelglied in der Drain-Leitung. Diese Kunstgriffe scheinen kaum bekannt zu sein. Abb. 30 zeigt die Schaltung für einen universellen aktiven Tastkopf mit Doppeltransistor und schnellem Operationsverstärker. Dieser Breitbandtyp liefert zwar einen

Abb. 30: Universeller aktiver Tastkopf (Quelle: Elektor 7-8/95)

3.3 Ein paar Selbstbau-Schaltungsvorschläge

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hohen Ausgangsstrom, benötigt aber auch etwa 25 µA in die Eingänge. Schon von daher ist der vorgeschaltete Differenzverstärker notwendig. Sein linker Eingang erhält, flankiert von Schutzdioden, das Signal. Sein rechter Eingang liegt in der Mitte der Gegenkopplungs-Beschaltung des Operationsverstärkers. Somit ergibt sich eine Spannungsverstärkung von 1. Man kann aber auch R6 auf 1,91 kOhm erhöhen und C6 weglassen, dann ist die nominelle Spannungsverstärkung 10. Die Eingangsimpedanz wird mit 10 MOhm parallel 5,5 pF angegeben. Durch die auf R2 folgenden Bauelemente dürfte der ohmsche Anteil nennenswert geringer sein. Für definiertere Verhältnisse wähle man R2 = 1 MOhm. Die Empfindlichkeit ist 2 V, bei zehnfacher Verstärkung nur 200 mV. Der Ausgangswiderstand beträgt 50 Ohm. Als Einsatzbandbreite wird für nur +/–0,5 dB Abweichung 100 MHz bzw. 150 MHz bei zehnfacher Verstärkung angegeben. Die mit +/–5 V zu versorgende und leicht aufzubauende Schaltung (Abb. 31) benötigt maximal 50 mA Betriebsstrom. Die kleine Platine wurde in ein massives aus Rohren gefertigtes Rundgehäuse eingebaut.

Abb. 31: Platine 17x54 mm für den universellen aktiven Tastkopf, im Maßstab 2:1 (Quelle: Elektor 7-8/95)

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4 HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung

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4 HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung

Mit einer Diode kann man eine Wechselspannung in einen Richtstrom umwandeln. Um diesen einfachen Vorgang ranken sich in der Praxis einige offene Fragen bzw. Unsicherheiten: Wie „linear“ ist die Umsetzung? Welche Dioden eignen sich besonders gut? Wie groß ist der Temperatureinfluss? Wie hoch ist der Eingangswiderstand? Worin unterscheiden sich die verschiedenen Gleichrichterschaltungen? Was bewirkt ein Vorstrom? Wie ist die Frequenzabhängigkeit? Begründete Antworten welche dem Praktiker wirklich nützen, liefert die Theorie.

4.1 Qualitative Betrachtung des Diodengleichrichters Auch in der HF-Messtechnik blickt man auf die Strom-Spannungs-Diodenkennlinie (Abb. 32) und beachtet die damit verbundenen identischen Begriffe

Abb. 32: Strom-Spannungs-Kennlinie der Germaniumdiode 1N34A

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4 HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung

Flussspannung, Schwellspannung oder Schleusenspannung. Dabei handelt es sich um theoretische Konstrukte. Der geradlinige Teil der Kurve (bei hohen Strömen) wird nach unten verlängert, bis er die Spannungsachse schneidet. Je höher diese im Wesentlichen nur vom Diodenmaterial abhängigen Werte seien, so wird geargwöhnt, umso weniger genau würde man kleine Spannungen messen können. Wir betrachten eine einfache Gleichrichterschaltung (Abb. 33). Nach kurzer Zeit hat sich der Kondensator auf den Spitzenwert der Wechselspannung minus den Spannungsabfall über der Diode aufgeladen. Sperrt die Diode vollkommen (ideal), so

Abb. 33: Einfacher Diodengleichrichter an gleichspannungsfreier Quelle

muss ab diesem Zeitpunkt vom Diodenstrom nur noch der durch RL fließende Gleichstrom ausgeglichen werden. Beträgt RL als Innenwiderstand eines elektronischen Spannungsmessers beispielsweise 10 MOhm, so würden bei 1 V 100 nA hindurchfließen. Leider sperren Dioden aber nicht ideal – zusätzliche 100 nA bei Verwendung einer Schottky-Diode als deren Sperrstrom (Leckstrom) wären nicht ungewöhnlich. Ein ständiger Stromfluss in Vorwärtsrichtung ist also unvermeidlich. Der Kondensator kann sich daher leider nicht völlig auf den Spitzenwert aufladen, da die Diode ja auch einen Widerstand darstellt, über dem eine Spannung abfallen muss. Hier steckt die Fehlerquelle bei der Messung. Die Abweichung der Gleichspannung vom Spitzenwert (absoluter Fehler) hat unterschiedliche Ursachen. Man bedenke folgende Fakten: – Bei sehr kleiner Eingangsspannung fließt der Ladestrom fast eine halbe Periode lang, bei sehr großer nur den Bruchteil einer Periodendauer. Abb. 34 gibt ein Beispiel für eine Schottky-Diode bei 1 VS. Der Ladestrom fließt nur 60°(90° +/–30°), also über ein Sechstel der Periodendauer. Bei größerer Spannung wäre die maximale Spannung über der leitenden Diode nur etwa 250 mV, die Spannung würde nun schneller ansteigen und abfallen, also die Nulllinie später erreichen bzw. eher unterschreiten.

4.1 Qualitative Betrachtung des Diodengleichrichters

Abb. 34: Richtstrom (oben) und Spannung an der Diode (unten) beim einfachen Gleichrichter mit IS = 1 nA und RL = 1 MOhm (Quelle: QEX August 1990)

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4 HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung

– Der Zusammenhang zwischen Spannungsabfall und Strom ist nichtlinear (vgl. Abb. 32). – Der Diodensperrstrom hängt von der Sperrspannung, also der Eingangsspannung, ab. – Je größer die Eingangsspannung, desto länger wird C entladen. – Je größer der Diodensperrstrom, desto stärker wird C entladen. – Je mehr C entladen wird, desto mehr Durchlassstrom muss aufgebracht werden. – Je mehr Durchlassstrom fließt, desto kleiner ist der Eingangswiderstand. Aus den letzten drei Punkten folgt: Je größer der Sperrstrom, desto größer der prozentuale Fehler bei kleinen Spannungen (hoher Sperrstrom fordert hohen Richtstrom, daher hoher Spannungsabfall, Eingangsspannung aber klein) und umso geringer der Eingangswiderstand. Nun haben wir schon einiges herausgefunden. Quantitative (zahlenmäßige) Aussagen können aber leider noch nicht getroffen werden. Wir müssen dazu noch etwas tiefer in die Diodentechnik einsteigen.

4.2 Die Schottky-Formel hilft weiter Im Jahre 1939 hat Schottky für den Vorgang der Gleichrichtung mit einer einfachen Schaltung eine Formel angegeben, die für alle Halbleiterdioden, also für Germanium-, Silizium- und Schottky-Dioden gleichermaßen gilt: I/IS = 2,72U/UT – 1 I ... Strom durch die Diode (Richtstrom) IS ... Sättigungsstrom U ... Eingangsspannung UT ... Temperaturspannung Alle vier Größen sollen näher betrachtet werden: I ... Strom durch die Diode (Richtstrom) Nur bei kleinen Spannungen U (z. B. 10 mV) leitet die Diode praktisch während einer Halbwelle. Je größer U, umso kürzer erfolgt der Stromfluss. In Abb. 34 beträgt er 60° (als Differenz zwischen Beginn und Ende des Stromflusses innerhalb einer Periode der Eingangsspannung). I bedeutet, da ohne Index, den Effektivwert. Der Spitzenwert ist auch bei kleinen Spannungen relativ hoch.

4.2 Die Schottky-Formel hilft weiter

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IS ... Sättigungsstrom Mit „Sättigungsstrom“ ist eine von Material und Sperrschichtfläche bestimmte Konstante gemeint, die gleich dem theoretischen Sperrstrom ist (vgl. Halbleiterphysik). In der Praxis ist diese „Konstante“ jedoch stark vom Vorwärts-Diodenstrom abhängig. John Grebenkemper hat über drei Dioden die Spannung bei verschiedenen Diodenströmen gemessen und nach entsprechender Umstellung der Schottky-Formel die Sättigungsströme errechnet: Diodentyp: IS bei I = 1 µA: IS bei I = 10 µA: IS bei I = 100 µA: IS bei I = 1 mA: IS bei I = 10 mA:

1N34A (Ge) 215 nA 194 nA 122 nA 33 nA 2,6 nA

1N4148 (Si) 5,4 pA 0,75 pA 0,12 pA 0,02 pA 0,002 pA

1N5711 (Schottky) 5,6 nA 5,3 nA 5 nA 2,1 nA 0,2 nA

Bis 100 µA Diodenstrom sind die Abweichungen nicht allzu groß, während beim Sprung von 1 auf 10 mA ein etwa indirekt proportionales Verhalten von IS festzustellen ist (Rückgang auf etwa 1/10). John Grebenkemper hat daher als ungefähre Orientierung festgelegt: Diodentyp: IS:

Germanium Silizium 100 nA 1 pA

Schottky 1 nA

Der tatsächliche Sperrstrom ist nicht vom Durchlassstrom abhängig. In Katalogen wird er meist mit IR (von reverse – rückwärts) für eine bestimmte Sperrspannung UR angegeben. Für unsere drei Dioden sind das: Diodentyp: IR bei UR:

1N34A (Ge) 30 µA bei 10 V und 500 µA bei 50 V

1N4148 (Si)

1N5711 (Schottky) 20 nA bei 20 V

100 nA bei 50 V

Im Vergleich zu den groben Orientierungswerten für IS ist IR bei der Germaniumdiode 300 bzw. 5.000 mal, bei der Siliziumdiode 20.000 mal und bei der SchottkyDiode 100 mal größer. Dennoch wird auch IR wesentlich vom Diodentyp (Germanium, Silizium, Schottky) bestimmt. U ... Eingangsspannung Die Eingangsspannung erscheint praktisch über der Diode, denn über dem nachgeschalteten RC-Glied kann sich keine Wechselspannung ausbilden. Da in Durchlassrichtung immer nur eine kleine Spannung auftreten kann, wie maximal 250 mV in Abb. 34, muss der „Rest“ als Sperrspannung über der Diode erscheinen (in Abb. 34 sind das 1,75 V Spitzenspannung). Da U keinen Index hat, ist der Effektivwert gemeint.

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4 HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung

UT ... Temperaturspannung Hier handelt es sich um eine echte halbleiterphysikalische Konstante, die, wie der Name schon verrät, temperaturabhängig ist. Bei Zimmertemperatur beträgt UT rund 26 mV und ändert sich bei 3 K Temperaturänderung um recht genau 1 % in der gleichen Richtung. Allerdings gibt sich auch hier die Praxis mit der Theorie nicht zufrieden und zwingt dazu, bis zu zweifach höhere Werte als 26 mV für UT anzunehmen. Zurück zu unserer Formel. Sie ist für den Zweck der HF-Spannungsmessung nicht praxisgerecht, denn sie gilt nicht mit unserem RC-Glied. Außerdem stellen wir uns eine viel bequemere Formel vor nach dem Schema Ausgangsgleichspannung = Eingangsspannung x soundso für Abb. 33. Diese Formel ist leider aufgrund der vielfältigen Fehlereinflüsse nicht möglich. Die grafische Darstellung der Schottky-Formel zeigt uns Abb. 35: Von

Abb. 35: Die Schottky-Formel grafisch dargestellt. Ist die Eingangsspannung beispielsweise gleich der Temperaturspannung (U/UT = 1), hat der Richtstrom den doppelten Wert des Sättigungsstroms (I/IS = 2), beträgt also z. B. bei IS = 1 µA (GeDiode) 2 µA oder bei IS = 10 nA (Si- oder Schottky-Diode) 20 nA (Quelle: UKWBerichte 1/91)

4.3 Praktiche Schlussfolgerungen

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einem Knick oder von einer Schwelle ist nichts zu sehen. Wohl aber verläuft die Kurve rechts von U/UT = 2 praktisch gerade. Wäre IS tatsächlich konstant, hätten wir hier Proportionalität zwischen I (bzw. der Ausgangsgleichspannung) und U! Liegt die Eingangsspannung hingegen unter der doppelten Temperaturspannung, so steigt I (bzw. die Ausgangsgleichspannung) quadratisch mit der Eingangsspannung. Wir sind allerdings nicht am Richtstrom, sondern am Spitzenwert der Richtspannung interessiert. Ohne die Mathematik weiter zu bemühen, sei festgestellt: Auch bei Auswertung des Spitzenwerts der Richtspannung ist der Zusammenhang unterhalb von U/UT = 2 quadratisch und darüber linear. Kritisch bei unserer praktischen Schaltung ist also die Messung von Spannungen, deren Spitzenwerte sowohl niedriger als auch höher als 2 x UT liegen (theoretisch 52 mV, praktisch 60–100 mV je nach Diode). Die Messspannung sollte daher für quadratische Gleichrichtung (Ausgangsgleichspannung nimmt quadratisch mit Eingangsspannung zu) deutlich unter 50 mV und für lineare Gleichrichtung (Ausgangsspannung ist proportional der Messspannung) über 100 mV liegen (Effektivwerte!).

4.3 Praktische Schlussfolgerungen Für die Praxis lassen sich folgende Schlüsse ziehen: – Die Linearität bzw. Nichtlinearität der Umwandlung der Messspannung in eine Gleichspannung hat mit dem Diodengrundtyp nichts zu tun. – Eingangsspannungen über etwa 50M mV (bei quadratischem Skalenverlauf) bzw. unter etwa 100 mV (bei linearem Skalenverlauf) sind zu vermeiden. – Für einen hohen Eingangswiderstand wählt man am besten eine Diode mit geringem Sperrstrom (geringe Entladung von C), wie Silizium- und Schottky-Dioden. Für den Eingangswiderstand im quadratischen Bereich gilt theoretisch: Re = UT/(IS x 2,72U/UT) Als clevere Praktiker kennen wir die beachtliche Diskrepanz zwischen IS und IR und wissen, dass letzter bestimmend für Re ist. Daher gilt: Re = UT/(IR x 2,72U/UT) Wir rechnen mit IR = 30 nA, die wir für eine 1N4148 bei kleinen Spannungen veranschlagen dürfen, und U = 3 mV sowie 30 mV (dem praktikablen quadratischen Messbereich): Re = 26 mV/(30 nA x 2,723/26) Re = 26 mV/(30 nA x 1,12) Re = 26 mV/34 nA = 765 kOhm

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4 HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung

Re = 26 mV/(30 nA x 2,7230/26) Re = 26 mV/(30 nA x 3,17) Re = 26 mV/95 nA = 274 kOhm Bei größeren Spannungen (linearer Bereich) geht der Sperrstrom etwas zurück, während der Strom durch RL mit der Spannung zulegt. Je kleiner der Sperrstrom und je größer die Spannung, umso bestimmender wird RL. – Bei Schottky-Dioden ist UT praktisch nicht viel höher als 26 mV. Als Hot-Carrier-Dioden bezeichnet man Schottky-Dioden mit relativ hoher praktischer Temperaturspannung von 30 oder 35 mV (diese nimmt mit 87 µV/K zu, daher kam man auf die Bezeichnung). Der Vorteil für allgemeine Messzwecke ist gering. – Weiter gibt es Schottky-Dioden mit low, medium und high barrier. Der Begriff barrier (Barriere) ist irreführend, es geht hier um IS- bzw. Sperrstrom-Klassen: low bedeutet hoher, high niedriger IS. – Darf der Eingangswiderstand gering sein, dann eignen sich Germanium- und Low-Barrier-Schottky-Dioden am besten. Ihr hoher IS bedeutet nämlich auch einen höheren Diodenstrom bei gleicher Spannung gegenüber den anderen Diodengrundtypen (Abb. 36). Die „Spannungsauflösung“ wird dadurch besser.

Abb. 36: Gemessene Kennlinien von Ge-, Schottky- und Si-Dioden. Den mit Abstand höchsten Richtstrom liefern die beiden Ge-Typen (AA 144 und AA 119), da auch IS wesentlich höher als bei den anderen Typen ist. IS erhält man durch Verlängern der Kurven nach links (Ge einige 100 nA, Schottky bis zu 10 nA und Si 10 pA). Weiter interessant: Jede Spannungsänderung um UT führt zu einer Stromänderung um e, der Eulerschen Zahl 2,72, beispielhaft eingezeichnet bei der BA 481 (Quelle: UKWBerichte 1/91)

4.3 Praktische Schlussfolgerungen

57

– Die Zeitkonstante RC darf nicht zu hoch sein, um Änderungen gut folgen zu können, und sollte ein hohes R/C-Verhältnis haben. Zu R = 1 MOhm passt z. B. maximal 1 nF für eine Zeitkonstante von 1 ms (Periodendauer von 1 kHz). – Der einfache Gleichrichter trennt nicht galvanisch. Er muss daher oft erweitert werden (Abb. 37). Das senkt den Eingangswiderstand, macht ihn aber auch weniger spannungsabhängig.

Abb. 37: Einfacher HF-Gleichrichter mit DC-Trennkondensator

– Mit Vorstrom IV wird der „Arbeitspunkt“ auf der Diodenkennlinie nach rechts verlagert, für den Eingangswiderstand bei U = 0 gilt dann UT/IV, mit IV = 100 µA erhält man für alle Typen 260 Ohm! Man kann so eine kleine Spannung linear gleichrichten! Die Ausgangsspannung hat aber einen Anfangswert IV x R, der kompensiert werden sollte oder muss. Nun zur Frequenzabhängigkeit: Zwischen den Diodenanschlüssen gibt es eine bis etwa 10 V spannungsabhängige Kapazität. Diese senkt das Leistungsvermögen zu hohen Frequenzen hin ab, bei geringer Spannung mehr, bei hoher Spannung weniger. Wir wählen daher möglichst kleine, „schnelle“ Dioden („schnelle“ Schaltdioden, SMDs, Kleinsignal-Schottky-Dioden). Wie Abb. 38 zeigt, kann ein einfacher Diodengleichrichter auch für recht hohe Frequenzen eingesetzt werden. In der Praxis wird man das Frequenzverhalten bei der kleinsten zu messenden Spannung mithilfe eines HF-Generators austesten. Überhöhungen können durch die Zuleitungsinduktivität besonders bei kleinem Generatorwiderstand auftreten. Die Abb. 39, 40 und 41 informieren über ein passives Hochspannungsmessgerät aus den fünfziger Jahren. Ein solches Gerät kann heute nicht wesentlich besser gebaut werden. Die physikalischen Möglichkeiten wurden optimal genutzt. Es gibt die Bereiche 1, 5 und 10 V und einen Aufsteckteiler 50:1. Die Einsatzbandbreite reicht mit und ohne Teiler bis 1 GHz. Die Eingangskapazität beträgt ohne Teiler 1 pF, der ohmsche Eingangswiderstand 16, 30 und 35 kOhm je nach Bereich. Mit Teiler beträgt die Eingangskapazität 1,4 pF bei einem Tangens des Verlustwinkels von etwa

58

4 HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung

2 x 10-3. Das bedeutet einen Verlustwiderstand von 57 MOhm bei 1 MHz und 57 kOhm bei 1 GHz.

Abb. 38: Frequenzgang der Ausgangsspannung bei Gleichrichtung mit der Diode AAY 53, normiert auf niedrige Frequenzen

4.3 Praktische Schlussfolgerungen

59

Abb. 39: Passives HF-Spannungsmessgerät aus den fünfziger Jahren mit AufsteckTastkopf

Abb. 40: Schaltung des HF-Spannungsmessers

60

4 HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung

Abb. 41: Ab 0,1 V ist die Skala linear kalibriert

4.4 Von Vorteil: Verdoppler Auch bei der Verdopplerschaltung (Abb. 42) verläuft die Grenze zwischen quadratischer und linearer Funktion bei 2 x UT. In beiden Bereichen wird gegenüber der einfachen Schaltung die doppelte Spannung geliefert. Jedoch halbiert sich im quadratischen Arbeitsbereich der Eingangswiderstand (leicht einzusehen, da nun zwei Dioden gewissermaßen parallel arbeiten), während er im linearen Bereich theoretisch und praktisch hinreichend genau RL/8 beträgt. Die Halbierung im quadratischen Bereich ist eher von Vorteil als von Nachteil. Wir erinnern uns: Für eine sinnvolle Anwendung mussten wie die einfache Schaltung mit C und R im Eingang erweitern (vgl. Abb. 37), was den Eingangswiderstand ungefähr halbieren würde. Beim Verdoppler brauchen wir den Widerstand nicht, da die zweite Diode an seine Stelle tritt. Einige unserer Erkenntnisse hat Herrmann Schreiber bei seinem „HF-Gleichrichter mit hoher Eingangsimpedanz“ berücksichtigt (Abb. 43). Man wählt Dioden mit einem Sperrstrom unter 10 nA bei 10 V aus. Dazu wird die Diode mit einem Digitalvoltmeter mit 1 MOhm Eingangswiderstand (falls größer, dann einen entsprechenden Widerstand parallel legen) in Reihe geschaltet und an diese Reihenschal-

4.4 Von Vorteil: Verdoppler

61

Abb. 42: Verdopplerschaltung zur HF-Spannungsmessung

Abb. 43: HF-Spannungsmesser mit wohldurchdachter Schaltung (Quelle: Funkamateur 10/98)

tung 10 V angelegt (Diode in Sperrrichtung). Ein Nanoampere entspricht dann einem Millivolt. Der Operationsverstärker TS 271 hat einen FET-Eingang, arbeitet an einfacher Spannung und benötigt nur 200 µA. Bei empfehlenswerter Batterieversorgung, d. h. „schwimmendem“ Betrieb ohne Brummschleifen und sonstiger Verkopplungsgefahr, sollte man symmetrische Versorgung mit zwei 9-V-Blockbatterien anstreben. Man benötigt dann einen doppelten Schalter, kann aber auch populäre BiFET-Operationsverstärker (TL 081) verwenden. Bei kurzgeschlossenem Eingang stellt man nach zehn Minuten Einlaufzeit den Zeiger mit der Justierschraube auf Null. Mit R3 wird je nach Messinstrument-Endausschlag die Verstärkung festgelegt. So führt R3 = 100 kOhm auf 4 V Ausgangsspannung bei 100 mV Eingangsspannung.

62

4 HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung

Abb. 44 bestätigt die Theorie: Verdoppelt sich die Eingangsspannung von 10 auf 20 mV, vervierfacht sich die Ausgangsspannung von 60 auf 240 mV. Verdoppelt sich die Eingangsspannung von 20 auf 40 mV, vervierfacht sich die Ausgangspannung wiederum, diesmal von 240 auf 960 mV. Das ist etwa die Grenze zwischen quadratischer und linearer Gleichrichtung (40 mVeff = 57 mVS, also etwa 2 x UT). Ab 60 mV Eingangsspannung ist der Zusammenhang sehr gut linear.

Abb. 44: Perfekt zur Theorie passender Anzeigeverlauf (Quelle: Funkamateur 10/98)

Die Schaltung kann man auf einem kleinen Stück Lochrasterplatte nachbauen. Eine Schaltkreisfassung verschafft dabei den Vorteil besserer Lötbarkeit. Sauberkeit ist wichtig, damit über Verschmutzungen nicht Fehlströme im Gleichrichterteil auftreten. Als Eingangswiderstand dürfen wir im quadratischen Bereich (hier 15 nA angenommen) bei 3 mV etwa 800 kOhm und bei 30 mV etwa 300 kOhm annehmen, im linearen Bereich ist ebenfalls mit einigen 100 kOhm zu rechnen, denn als Lastwiderstand kann man einige Megaohm veranschlagen. Profi-Messgeräte können weit höheren Aufwand betreiben. In Abb. 45 sehen wir mögliche Baugruppen eines solchen Konzepts. Neu ist die letzte Baugruppe Linearisierung. Hier wird der quadratische Bereich linearisiert, so dass man mit linearem Skalenverlauf bis in den Mikrovolt-Bereich hinab messen kann.

4.4 Von Vorteil: Verdoppler

63

Abb. 45: Prinzipaufbau eines durchgehend linearen HF-Spannungsmessers (Quelle: J. Jirmann, Hochfrequenz-Messgeräte, UKW-Berichte 1/97)

Eine solche Linearisierung erfolgt auch in der noch relativ einfachen Schaltung von Jan-Martin Nöding (Abb. 46). Dieses Messgerät misst HF-Spannungen ab ca. 3 mV mit 10 % Toleranz bis 400 MHz und mit 4 dB Abfall bis 500 MHz. Dazu besitzt es eine abgesetzte „Sonde“ mit einer Verdopplerschaltung. Den Einsatz des 50-OhmWiderstands sollte man sich gut überlegen, eventuell sieht man eine hochohmige und eine 50-Ohm-Sonde vor.

Abb. 46: Preiswertes und genaues HF-Millivoltmeter mit Linearisierung (Quelle: DUBUS 2/86)

64

4 HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung

Der Schaltungsteil ab S1 ist unkritisch im Aufbau, denn es erfolgt eine Gleichspannungs-Verarbeitung. Ein doppelter Drehschalter mit sechs Stellungen ist handelsüblich. Weitere Dioden linearisieren zusammen mit Widerständen die Kennlinie in Zusammenarbeit mit dem Operationsverstärker. Eine 9-V-Blockbatterie genügt zur Versorgung; unter 7,5 V darf die Spannung nicht abfallen, daher die (verzichtbare) Batterietest-Buchse. Die maximale Ausgangsspannung des Operationsverstärkers sollte 4,7 V bei Vollausschlag des Instruments betragen. Der Bereichsabgleich geschieht mit einem Signalgenerator. Man stellt für 30 mV, 100 mV, 1 V und 10 V Vollausschlag mit R1, R2, R4 und R6 ein. Danach kalibriert man die Bereiche 300 mV und 3 V mit R3 und R5. Auch hier sollte man dem Operationsverstärker 10 min Einlaufzeit gönnen.

4.5 Durchgangskopf, Richtkoppler und Stehwellenmesser Wenn wir die Spannung auf einer koaxialen Leitung einfach und korrekt messen wollen, brauchen wir einen Durchgangskopf (insertion unit). Das ist ein kleines Kästchen mit koaxialen Anschlüssen, wie beispielsweise zwei BNC-Buchsen, die innen direkt verbunden sind. Auch diese Verbindung ist koaxial und hat in der Regel den Wellenwiderstand 50 Ohm. Zusätzlich ist mindestens eine Gleichrichterdiode nebst Glättungskondensator eingebaut sowie ein Anschluss zur Abnahme der Gleichspannung. In den technischen Daten erfährt man, was dieses Teil konkret „kann“ (Einfügedämpfung, Frequenzbereich etc.). Durchgangsköpfe scheinen aber aus der Mode gekommen zu sein, ein betagter Vertreter ist beispielsweise der URVZ2 von Siemens für 10 kHz bis 2 GHz. Wir müssen daher möglicherweise bei Koaxialsystemen anders an den Innenleiter heran kommen, beispielsweise indem wir zwei BNC-Buchsen direkt miteinander verlöten und dann eine Siliziumdiode, wie 1N4148, und einen 10-n-Scheibenkondensator mit möglichst kurzen Anschlüssen hinzulöten – ein provisorischer, selbst gebauter Durchgangskopf. Unser Durchgangskopf wird kein sicheres Ergebnis liefern, wenn das Kabel am Ende nicht mit seinem Wellenwiderstand abgeschlossen ist. Das kann schnell passieren, wenn die Last eine Antenne darstellt. Dann nämlich wird ein Teil der Leistung von der Last nicht „angenommen“/reflektiert. Das System kann man sich so vorstellen, als ob zwei Generatoren angeschlossen seien, die sich gegenseitig befeuern. Durch diese hin- und rücklaufende Energie ist die Spannung auf der Leitung nicht mehr ortsunabhängig, es bilden sich Minima und Maxima aus, man spricht (korrekt) von Welligkeit und oft (leider unkorrekt) von stehenden Wellen. Die Welligkeit kann man messen und damit auf den Grad der Fehlanpassung schließen. Übliche Stehwellenmesser funktionieren weniger durchsichtig. Das soll hier nicht näher erklärt werden, es sei lediglich festgestellt: Ein Gebilde, das zwischen vor- und

4.6 Transistoren als Messgleichrichter

65

rücklaufender Welle unterscheiden kann, bezeichnet man als Richtungskoppler, kurz Richtkoppler. Dabei existieren verschiedene Aufbauprinzipien. Mit einem Stehwellen-Messgerät, kurz Stehwellenmesser, auf Basis eines Richtkopplers kann man die Spannung der vorlaufenden und der rücklaufenden Welle getrennt messen – und diese Spannungen schließlich ins (Stehwellen-)Verhältnis setzen. Die Stehwellen-Messgeräte aus der Praxis mit Richtkoppler arbeiten auf Basis einer Messleitung (Orientierung an der Spannung) oder eines Transformators (Orientierung am Strom, kompakte Ausführung auch für Kurzwelle möglich).

4.6 Transistoren als Messgleichrichter Ob beim bipolaren Transistor oder beim FET – die Eingangskennlinie verläuft zumindest in wesentlichen Strombereichen exponentiell. Damit gelten die gleichen Gesetzt wie bei Dioden. Auch die Temperaturspannungen sind ähnlich. Es ist also nicht möglich, durch aktive Bauelemente den linearen Bereich nach unten auszuweiten. Abb. 47 zeigt die Schaltung eines aktiven Messgleichrichters. Da ein Vorstrom fließt, ist sie symmetrisch und mit einem Transistor-Array aufgebaut; ein Spannungsmesser wird zwischen den Punkten UA+ und UA- angeschlossen. Die Eingangsspannung liegt zwischen C4 und Masse. Abb. 48 vergleicht die Leistungsfähigkeit eines aktiven, verdoppelnden („Kaskade“) und einfachen Diodengleichrichters je mit AA 119. Alle unsere Erkenntnisse werden bestätigt.

Abb. 47: Aktiver Gleichrichter nach R. F. Lyddon mit CA 3046 (Quelle: Sprat)

66

4 HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung

Abb. 48: Kennlinien im Vergleich

4.7 Leistungsfähiger Präzisionsgleichrichter Als Präzisionsgleichrichter bezeichnet man einen Operationsverstärker mit mindestens einer Diode im Gegenkopplungszweig (Abb. 49). Diese Schaltungen scheinen auf den ersten Blick recht leistungsfähig zu sein, haben aber ein Problem: Der Operationsverstärker muss die Ausgangsspannung mit dem Spitzenwert der Eingangsspannung vergleichen. Dabei gibt die Frequenz der Eingangsspannung gewissermaßen den Takt an, dem er folgen muss, um korrekt zu arbeiten. Je kleiner die Eingangsspannung und je höher die Frequenz, mit umso größerer Geschwindigkeit muss der Verstärker reagieren – und ist dabei, wie Abb. 50 beispielhaft zeigt, schnell überfordert.

4.7 Leistungsfähiger Präzisionsgleichrichter

67

Abb. 49: Die vier bekanntesten Präzisionsgleichrichter-Schaltungen (Quelle: Funkamateur 3/96)

Abb. 50: Typische Übertragungskurven von Präzisionsgleichrichtern mit StandardOperationsverstärkern, wie TL 082

68

4 HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung

Der Autor hat aus diesem Dilemma heraus 1995 einen invertierenden Präzisionsgleichrichter entwickelt (Abb. 51). Besonders durch die Wahl des Operationsverstärkers ergeben sich Vorteile. Der CA 3100 ist ein „schneller“ Typ mit annähernd 38 MHz Leerlauf-Bandbreite. Die slew-rate wird mit 70 V/µs und die Erholzeit mit 600 ns im 20-dB-Verstärkungsbereich angegeben. In der Schaltung werden die negativen Halbwellen gleichgerichtet und gemittelt, d. h. die Ausgangsspannung ist positiv. Da die verstärkungsbestimmenden Widerstände gleich groß sind, entspricht die Ausgangsspannung dem arithmetischen Mittelwert der negativen Halbwellen einer Sinus-Eingangsspannung: UA = 0,45 x Ue Der Gleichrichter arbeitet frequenzlinear bis 3 MHz, ab dann erfolgt bis etwa 5 MHz ein leichter Anstieg, danach ein steiler Abfall. Im Eingangsspannungsbereich 0,1–10 VSS, also über zwei Dekaden, ist keine amplitudenabhängige Abweichung messbar. Für 10 VSS bzw. 3,54 Veff beträgt die Ausgangsspannung etwa 1,5 V.

Abb. 51: Leistungsfähiger Präzisionsgleichrichter, auch für HF geeignet (Quelle: Funkamateur 3/96)

4.9 HF-Spannungsmessung mit logarithmischer Anzeige (Pegelmessung)

69

Der Kompensationskondensator zwischen Pin 1 und 8 darf nicht zu groß gewählt werden, sonst schränkt man die Bandbreite ein. Der Musteraufbau arbeitete auch ohne Kondensator stabil. Da der Ausgang der Schaltung nicht mit dem Operationsverstärker-Ausgang identisch ist, ist die Fehlspannung dort wesentlich höher als die Offsetspannung von typischen 1 mV. Daher wird nicht über die speziellen Anschlüsse, sondern über den nichtinvertierenden Eingang kompensiert. Der Ausgangswiderstand ist mit etwa 1,5 kOhm recht groß. Im Interesse guter Arbeitsweise sollte die Betriebsspannung +/– 15 V eingehalten werden. Inzwischen gibt es möglicherweise noch bessere Operationsverstärker.

4.8 Elektronische HF-Voltmeter Mit einem Verstärker ausgestattete Voltmeter zur Messung von HF-Spannungen sind in verschiedenen Ausführungen bekannt. Es gibt – breitbandige Voltmeter für hohe Spannungen, – breitbandige Voltmeter für kleine Spannungen (HF-Millivoltmeter, HF-Mikrovoltmeter) und – selektive Voltmeter. Selektive Voltmeter basieren meist auf dem Superhet-Prinzip und werden daher als Messempfänger bezeichnet. Man nutzt sie insbesondere in der Funktechnik, beispielsweise für Feldstärkemessungen. Ein guter Kommunikationsempfänger ist gleichzeitig auch ein Messempfänger. Als Beispiel seien der PC-Empfänger WinRadio G313, dessen Signalstärke-Anzeige in einem weiten Bereich sehr präzise funktioniert, und der Breitbandempfänger IC-R9500 genannt, welcher noch über ein hochauflösendes Spektrum-Scope verfügt. Am Gebrauchtgerätemarkt sind Vertreter aller drei Grundtypen erhältlich.

4.9 HF-Spannungsmessung mit logarithmischer Anzeige (Pegelmessung) Eine logarithmische Anzeige hat einen großen Anzeigebereich. Gebraucht wird er zum Beispiel bei einem S-Meter oder zum Ausmessen von Quarz- und anderen Filtern.

70

4 HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung

Das mit dem Logarithmus gebildete Verhältnis zweier Größen nennt man Pegel (level). Je nachdem, ob der natürliche oder der dekadische Logarithmus verwendet wurde, kennzeichnet man einen Pegel mit den Verhältnismaßen Neper (veraltet) oder Dezibel. Ein Pegelmesser ist so kalibriert, dass die Messgröße als Pegel bei bekanntem Bezug abgelesen werden kann, wie etwa in dBm oder (in unserem Fall) in dBµ (Dezibel über Mikrovolt). Für die logarithmische Anzeige beispielsweise in dBµ steht heute eine etwa 20 Typen umfassende Schaltkreispalette der Firma Analog Devices zur Verfügung. Sie arbeiten an einfacher Spannung 2,7-5,5 V. Der Dynamikumfang geht bis 100 dB – allein 60 dB entsprechen einem Umfang von 1 mV bis 1 V. Abb. 52 zeigt anhand

Abb. 52: Prinzipaufbau des AD 8307

eines besonders populären Vertreters den Grundaufbau dieser vom Hersteller als Log Amp/Detector bezeichneten Bausteine. Der AD 8307 besitzt zwar eine hohe Temperaturkonstanz von 0,3 dB im Bereich –40 bis +85 °C, arbeitet von DC bis 500 MHz, hat 92 dB Dynamikumfang und ist mit seinem Acht-Pin-SOIC- oder DIP-Gehäuse sehr anwenderfreundlich, weist aber eine Fehlertoleranz von 1 dB auf. In der Tabelle auf S. 72 wurden die Typen mit geringster Fehlertoleranz zusammengestellt. Das Geheimnis des weiten Anzeigebereichs heißt Kettengleichrichter. Im Blockschaltbild sind sieben Verstärker/Gleichrichter in „Kettenschaltung“ zu sehen. Ist die Eingangsspannung sehr klein, gibt die letzte Stufe infolge der Gesamtverstärkung von etwa 80 dB noch eine genügend genau messbare Spannung ab. Je größer die Eingangsspannung, umso mehr Stufen geraten – von hinten beginnend – in die Begrenzung und geben dann nur noch einen ganz bestimmten Strom ab. Alle Ströme

4.9 HF-Spannunsmessung mit logarithmischer Anzeige (Pegelmessung)

71

werden summiert, so dass der Summenstrom immer ein Maß für die Eingangsspannung ist: Der Summenstrom ändert sich mit 12 µA/dB. Nach weiterer Verarbeitung steht die endgültige Ausgangsspannung mit 37,5 mV/dB bzw. 750 mV pro Spannungsdekade zur Verfügung. Abb. 53 zeigt einen Tastkopf mit AD 8307 von Walter Tell. Der Messbereich ist über R2 variierbar und beträgt mit R 2 = 560 Ohm –33 bis +55 dBm bzw. 5 mV

Abb. 53: HF-Tastkopf mit drei ICs, M ist ein Voltmeter (Quelle: Funkamateur 10/99)

bis 126 V. Der Eingangswiderstand ist daher „mittelohmig“ (entspricht etwa R1). Jeder Eingangsanschluss des AD 8307 hat gegen Masse einen Widerstand von 1,1 kOhm. Bei 150 MHz beträgt der theoretische Fehler durch den Eingangstiefpass (mit der Eingangskapazität des ICs) bereits 1 dB. Wählt man R1 = 10 kOhm, kann man bis zu wenigen 100 MHz praktisch linear messen. Im Internet und in Zeitschriften findet man diverse andere Anwendungsschaltungen des AD 8307. Die preiswerten und vielseitigen Log Amps/Detectors offerieren die Lösung für fast jede praktische Aufgabe und überflügeln ältere Lösungen. Sie können heute als unschlagbare Universalbausteine für logarithmische Skalenverläufe angesehen werden und bilden auch die Basis für viele gute Wattmeter-Schaltungen. Dennoch sei der NE 614 nicht vergessen. Der Eingangswiderstand in der Schaltung nach Abb. 54 beträgt 1,5 kOhm. Die kleine Tabelle auf S. 72 zeigt die Ergebnisse.

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4 HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung

Abb. 54: Mögliche Beschaltung des NE 614 als HF-Pegelmesser (Quelle: Funkamateur 2/96)

Log Amps/Detectors mit maximalen 0,5 dB Fehler Typ AD 8302 AD 8306 AD 8309 AD 8310 AD 8312 AD 8314

Frequenzbereich DC – 2,7 GHz 5–400 MHz 5–500 MHz DC - 440 MHz 0,05–3,5 GHz 0,1–2,7 GHz

Fehler 0,2 dB 0,4 dB 0,4 dB 0,4 dB 0,5 dB 0,5 dB

Dynamikbereich 60 dB 100 dB 100 dB 100 dB 48 dB 45 dB

Gehäuse 14 TSSOP 8 SOIC 16 TSSOP 8 SOIC WLCSP µSOIC/CSP

HF-Spannungsmesser mit NE 614 Ue 1 mV 10 mV 100 mV

0,1 MHz 3,14 V 3,77 V 4,69 V

0,3 MHz 3,17 V 3,77 V 4,7 V

1 MHz 3,16 V 3,77 V 4,69 V

3 MHz 5,15 V 3,75 V 4,67 V

10 MHz 3,07 V 3,64 V 4,55 V

4.10 Ist ein Verstärker sinnvoll? Ob Scope oder Diode: Die untere Messgrenze liegt bei wenigen Millivolt, ein Millivolt kann man als solches noch grob schätzen. Das genügt in den meisten Fällen.

4.10 Ist ein Verstärker sinnvoll?

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Will man kleinere Spannungen messen, braucht man einen Verstärker. Hierbei bewähren sich moderne Video-Operationsverstärker oder MMICs mit vorgeschalteter SFET-Stufe für einen hochohmigen Eingang. Abb. 55 bringt eine für viele Fälle ausreichende Schaltung mit zehnfacher Spannungsverstärkung und hochohmigem Eingang. Die Literatur hält weitere Schaltungen für den Selbstbau bereit; Messverstärker sind recht teuer und haben oft 50 Ohm Eingangswiderstand. Manchmal ist ein hochohmiger Differenzeingang interessant. Abb. 56 zeigt ein schon älteres Schaltungsbeispiel nach J. M. Salvati. Mit S3 macht man den Eingangswiderstand nominell unendlich (INF, infinite) groß, sonst beträgt er 1 MOhm parallel zu üblichen 47 pF (einstellbar). Hier kann man also einen 1:10-Teiler anschließen. IC 1 und 2 bilden einen klassischen Instrumentenverstärker mit Nullpunktabgleich. IC 3 ist ein Treiber für das Potenzial der Abschirmungen der Buchsen, welche in Stellung DIFF INF nicht direkt auf Masse liegen. Die Buchsen müssen daher isoliert montiert werden. Am Ausgang von IC 2 liegt ein Hochpassfilter (HPF). Dabei hängt der Wert des Kondensators links von der Last an SIG OUT ab. Für einen 3-dB-Abfall bei 1 MHz rechnet man 90 pF minus Lastkapazität. In Stellung WB (wide-band, Breitband) ist die Bandbreite am größten. Mit den eingeklammerten Bauelementen kommt man auf 2 MHz, sonst auf 1,7 MHz Bandbreite.

Abb. 55: Breitbandiger Operationsverstärker als Scope-Vorverstärker (Quelle: Popular Electronics)

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4 HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung

Abb. 56: Hochohmiger Differenzverstärker als Scope-Vorsatz (Quelle: Electronic Design, September 5, 1994)

4.11 Zum Schluss ein Blick zu den Profis

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4.11 Zum Schluss ein Blick zu den Profis Schauen wir abschließend einmal kurz in die Labors der Forschungs- und Entwicklungseinrichtungen, wo höchste Anforderungen gestellt werden und entsprechend Geld zur Verfügung steht. Abb. 57 zeigt den Prinzipaufbau eines qualifizierten HF-Spannungsmessgeräts. Das HF-Teil mit dem Gleichrichter wird abgesetzt betrieben. Für kleine Spannungen setzt eine Linearisierung ein. Von Nachteil ist, dass die Messköpfe nicht ohne Kalibrierung getauscht werden können. Dies kann man mit einem erhöhten Aufwand in Form von zwei identischen Gleichrichtern vermeiden (Abb. 58). Einer liegt an der Messspannung, der andere an einer Hilfsspannung mit meist 10 kHz. Eine Regelung sorgt für Gleichheit der Spannungen, man misst die Hilfsspannung, was wegen der geringen Frequenz präzise möglich ist. Man findet das Prinzip beispielsweise in hochentwickelten Röhrenvoltmetern der Firma Rohde & Schwarz. Der Frequenzbereich geht typischerweise bis 1 GHz. Eine ähnliche Breitbandigkeit erreicht man auch mit einem Sampling-Voltmeter. Hier geht es nur um den Effektiv- bzw. Spitzenwert, also genügt eine kleine Abtastrate. Bei zwei synchron abgetasteten Messsignalen erhält man dabei auch die genaue Phasenlage. Dies wird also nicht nur beim digitalen Oszilloskop ausgenutzt, sondern auch bei HF-Spannungsmessern mit analoger oder digitaler Anzeige. Ihr

Abb. 57: Möglicher Grundaufbau eines Profi-HF-Spannungsmessers

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4 HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung

Abb. 58: Intelligentes Prinzip zur genauen HF-Spannungsmessung (Quelle: J. Jirmann, Hochfrequenz-Messgeräte, UKW-Berichte 1/97)

Abb. 59: Abtast-Halteglied für Messzwecke: Sampling-Gate (Quelle: J. Jirmann, Hochfrequenz-Messgeräte, UKW-Berichte 1/97)

4.11 Zum Schluss ein Blick zu den Profis

77

Abb. 60: Einfaches Vektor-Voltmeter, Grundaufbau (Quelle: HF-Technik mit Tiefgang)

wichtigstes Teil ist ein hochohmiges, sehr schnelles Abtast-Halteglied, hier Sampling-Gate genannt. Abb. 59 zeigt den typischen Aufbau. Es wird auch als Sampling-Mischer bezeichnet, da gewissermaßen auf eine leichter zu verarbeitende Zwischenfrequenz umgesetzt wird. Die Abtastfrequenz liegt zwischen einigen Kilohertz und etwa 100 MHz. Die weitere Verarbeitung erfolgt vorteilhaft auf der Zwischenfrequenz. In Abb. 60 sehen wir den Prinzipaufbau für ein einfaches Vektor-Voltmeter. Dieses HF-Messgerät kann auch das Spannungsverhältnis und die Phasenlage zweier Signale zueinander anzeigen; auf die Spannung am Eingang „Referenz“ bezieht sich die angezeigte Phasenlage. Ohne Begrenzer würde die Phasenmessung von den Amplituden gestört werden. Für höhere Empfindlichkeit kann man beim Vektor-Voltmeter das Superhet-Prinzip einführen; das Ergebnis ist als Überlagerungs-Vektor-Voltmeter bekannt. In Abb. 61 sehen wir den Grundaufbau. Die Signale werden auf eine Zwischenfrequenz heruntergemischt und dann verstärkt. Weiterhin ist ein Vektor-Voltmeter nach dem Sampling-Verfahren (Sampling-Vektor-Voltmeter) möglich, dessen Prinzipaufbau Abb. 62 zeigt. In Abb. 63 sehen wir den prinzipiellen Aufbau für einen thermischen EffektivwertSpannungsmesser. Der Verstärker A1 sorgt für einen hohen Eingangswiderstand, der Verstärker A2 für die Kompensation der Umgebungstemperatur. Gemessen wird die

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4 HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung

Abb. 61: Überlagerungs-Vektor-Voltmeter, Grundaufbau (Quelle: HF-Technik mit Tiefgang)

Abb. 62: Sampling-Vektor-Voltmeter, Grundaufbau (Quelle: J. Jirmann, Hochfrequenz-Messgeräte, UKW-Berichte 1/97)

4.11 Zum Schluss ein Blick zu den Profis

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Abb. 63: Grundaufbau eines Bolometers (Quelle: Analog Devices)

Abb. 64: Ansicht des UHF-Mikrovoltmeters VM2 (Quelle: SAT-Service Schneider)

in einem reellen Widerstand umgesetzte Wirkleistung, aus der sich die effektive Spannung unabhängig von der Kurvenform ableiten lässt. R1 ist der „Messwiderstand“, S1 der Temperatursensor. An der zweiten Verstärker-Sensor-WiderstandsKombination baut sich vom Eingang DC-getrennt eine der effektiven Eingangsspannung proportionale Gleichspannung auf. Allerdings sorgen die thermischen Zeitkonstanten für eine erhebliche Anzeigeträgheit. Schließlich sei das bei SAT-Service Schneider erhältliche UHF-Mikrovoltmeter (Abb. 64) erwähnt, ein Pegelmesser für nominell 47-102 dBµ und 30 MHz bis 2,8 GHz, der relativ günstig im Preis ist.

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4 HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung

Zusammenfassung Was im Gleichspannungsbereich für ein einfaches Multimeter kein Problem darstellt, nämlich ein sehr hochohmiger Eingang, ist im Hochfrequenzbereich praktisch unmöglich. Wir haben das Frequenzverhalten des ohmschen Eingangswiderstands sorgfältig untersucht und können folgende Richtwerte angeben: Equipment

1 MHz

10 MHz

100 MHz

1 GHz

Scope

500 kOhm

30 kOhm

500 Ohm

-

Teiler 1:10

5 MOhm

100 kOhm

1 kOhm

-

aktiver Tastkopf

10 MOhm

1 MOhm

50 kOhm

20 Ohm

aktiver Tastkopf mit Aufsteckteiler

10 MOhm

1 MOhm

50 kOhm

200 Ohm

Schätzen gelernt haben wir die Leistungsfähigkeit richtig konstruierter passiver HF-Messgeräte. Auch hier reicht die Bandbreite bis 1 GHz. Die Eingangskapazität ist mit 1 pF/1,4 pF sehr gering, der ohmsche Eingangswiderstand wird mit 16 kOhm im kleinsten Bereich angegeben (nicht vergessen: Bei einem Scope ist die Eingangsimpedanz im kleinsten wie im größten Bereich gleich). Mit Teiler wird ein ohmscher Anteil von nominell 57 MOhm bei 1 MHz und 57 kOhm bei 1 GHz erreicht! Und ob Scope, ob Diode: Die untere Messgrenze liegt bei wenigen Millivolt. Will man kleinere Spannungen messen, muss ein Verstärker her. Hierbei bewähren sich moderne Video-Operationsverstärker.

5 HF-Strommessung

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5 HF-Strommessung

Ströme ermittelt man wesentlich seltener als Spannungen und vielfach auch indirekt über die Spannungsmessung an einem Widerstand, durch den der Strom fließt. Am häufigsten misst man wahrscheinlich einen Betriebsstrom direkt. Im Gegensatz zur Gleichspannungs- und 50-Hz-Technik ist die direkte Strommessung in der HF-Technik insofern problematisch, als – das Gehäuse des Messgeräts eine Kapazität darstellt und – die Leitungen zum Instrument eine Induktivität besitzen und bei Stromdurchfluss ein magnetisches Feld ausbilden, dessen Feldlinien durchaus „aufreißen“ können, so dass die Leitungen wie eine Antenne strahlen.

5.1 Indirekte Messung, Variante 1 Man wird daher, wenn möglich, einen kleinen Widerstand einfügen und mit einem Tastkopf die Spannung darüber messen (indirekte Strommessung). Der Widerstand sollte möglicht induktivitätsarm (nicht gewendelt) und so klein sein, dass die Spannung gerade noch genau genug erfasst werden kann. Weiter wichtig: Den Widerstand möglichst nicht gegen Masse schalten, um die bei HF-Schaltungen so wichtigen bestleitenden Masseverhältnisse nicht zu stören. Das bedeutet auf den ersten Blick eine (in der Regel unmögliche oder komplizierte) Differenzmessung. Diese kann man jedoch umgehen, wenn man die beiden Spannungen am Widerstand gegen Masse misst und sich die Differenz ausrechnet. Hierbei hat allerdings der Tastkopf mit seiner Eingangsimpedanz größeren Einfluss auf die Schaltung als beim Anschluss über den kleinen Widerstand! Ein Vorsatz zur Differenzmessung, wie in Abb. 56 gezeigt, erscheint nach dieser Überlegung sinnvoller und nützlicher als auf den ersten Blick.

5.2 Indirekte Messung, Variante 2 Für mittlere HF-Ströme kann man einen Thermoumformer einsetzen. Ein spezielles Thermoelement wird dazu in den Messstromkreis eingefügt, wieder gilt: Das

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5 HF-Strommessung

Thermoelement möglichst nicht gegen Masse schalten, um die bei HF-Schaltungen so wichtigen bestleitenden Masseverhältnisse nicht zu stören. Die zwischen den Lötstellen entstehende Spannung ist im Wesentlichen von der Temperaturdifferenz zwischen den beiden Lötstellen abhängig. Der Widerstand des Thermoelements liegt bei einigen Ohm. Solche Thermoumformer besitzen ein kleines Glasgehäuse und funktionieren mindestens bis 100 MHz gut. Im Gegensatz zum ohmschen Widerstand wird die Leistung unabhängig von der Kurvenform richtig gemessen.

5.3 Stromwandler für Messzwecke Wie bei Gleichstrom, so bildet sich auch bei Wechselstrom ein magnetisches Feld um den stromführenden Leiter. Führt man diesen durch einen Ringkern mit einer abgeschlossenen Wicklung, so wird der Abschlusswiderstand praktisch in die Leitung transformiert. Das erscheint unlogisch, da ja die Leitung nicht aufgetrennt wird, jedoch erfolgt Leistungsentzug über das Magnetfeld in den Abschlusswiderstand, so als ob ein Widerstand direkt eingefügt wurde. Der Abschlusswiderstand erscheint um das Quadrat des „Windungsverhältnisses“ verkleinert in der Leitung. Die Gänsefüßchen deshalb, weil dieses Verhältnis beim Durchführen einer Leitung nicht allzu präzise definiert werden kann. Auf jeden Fall kann man jedoch Stromänderungen genau feststellen (der Kern wird beim Durchführen einer Windung in der Praxis deutlich unterhalb der Sättigungsgrenze betrieben). Nimmt man einen Ferritringkern – und das sollte man erfahrungsgemäß bei solchen Wandlern immer –, funktioniert das Ganze auch recht frequenzlinear. Bei 3 und 30 MHz ausgekoppelte gleiche Ströme bedeuten dann auch gleiche Ströme in der „angezapften“ Leitung. Bedingung: Der Blindwiderstand der Sekundärwicklung sollte bei der kleinsten Messfrequenz etwa zehnmal so groß sein wie der Abschlusswiderstand. Wozu man so etwas braucht? Für alle Zwecke, bei denen der Strom bestimmt werden soll, man aber entweder den stromerzeugenden Widerstand nicht kennt bzw. er bekannt, aber zwecks Spannungsmessung (indirekte Strombestimmung) nicht zugänglich ist. Hans-Joachim Brand hat einen solchen HF-Stromwandler für Messzwecke gemäß dem Prinzip lt. Abb. 65 gebaut, wobei statt R2 ein Pi-Dämpfungsglied eingesetzt wurde. Somit kann die Wicklung nie leer laufen und dann gefährlich hohe Spannungen produzieren.

5.4 RF current probe

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Abb. 65: Prinzip des Stromwandlers (Quelle: Funkamateur 5/97)

Die höchste Breitbandigkeit und eine günstige Dämpfung von 20 dB ergaben sich mit einem Kern FT37-43 mit zehn Windungen. Der Frequenzgang ist ab 1 MHz bis weit über 100 MHz praktisch linear. Das Dämpfungsglied hat 248 Ohm Längswiderstand und 61 Ohm Querwiderstände und repräsentiert bei 50 Ohm Abschlusswiderstand eine 50-Ohm-Last. Man baut das Ganze am besten in ein kleines Metallkästchen ein und sieht NBuchsen vor.

5.4 RF current probe Interessant ist die Tatsache, dass in einem gestreckten Antennendraht oder auch radial an verschiedenen Punkten verschiedene Ströme gemessen werden. Das rührt daher, weil dieses Gebilde strahlt. Kommt es auf einer Antennenleitung zu Mantelwellen, dann gilt das auch für diese Leitung. In all diesen Fällen kann man mit einem Stromwandler kaum etwas anfangen, weniger, weil Antennedrähte und Radials keine Anschlussbuchsen oder -stecker besitzen, als vielmehr darum, weil man eben an verschiedenen Punkten messen möchte. Auch gelingt es oft nicht, den Draht durch einen geschlossenen Ringkern zu führen. In diesen Fällen muss man einen Ringkern zersägen, um die zwei Teile bequem über den stromführenden Leiter legen zu können. Hierbei kann man beispielsweise zwei Papphülsen auf den Teil mit der Spule aufkleben, in die der andere Teil dann eingesteckt wird. Erwin David hat eine solche RF current probe gemäß Abb. 66 gebaut. Die Wicklung besteht aus dünnem Kupferlackdraht. Sie transformiert einen Widerstand von etwa 200 mOhm in den stromführenden Leiter. Fließt dort 1 A, erscheinen etwa 9 V an der Diode. Das bedeutet etwa Vollausschlag des Instruments. Die Diode ist unkritisch, auch eine 1N4148 sollte gut funktionieren.

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5 HF-Strommessung

Abb. 66: Grundaufbau eines „Snap-on-HF-Stromwandlers“ (Quelle: RadCom November 1995)

5.5 Die Stromzange – die RF current probe des Profis Der Profi misst HF-Ströme mit einem kommerziell gefertigten Stromwandler(trafo), dessen populärste Ausführungsform die Stromzange ist. Abb. 67 zeigt den Grundaufbau einer solchen RF current probe der Firma Tektronix. Der Kern ist rechteckig. Der Zangenkörper besitzt einen Kanal, in dem ein Schieber gleitet. Damit wird der Kern geöffnet und geschlossen. Eine solche Stromzange kann man sowohl an ein Scope als auch an ein anderes HF-Spannungsmessgerät anschließen. Es gibt zwei prinzipielle Ausführungsformen der Stromzangen: einfach oder mit Hallgenerator zur zusätzlichen Erfassung von Gleichströmen. Abb. 68 zeigt die beiden einfachen Stromzangen von Tektronix, Abb. 69 den HF-Strom-Messwandler SW1 für 100 kHz bis 60 MHz von SAT-Service Schneider. Die teuersten Stromzangen am Markt liefern bis etwa 1 GHz genaue Ergebnisse. Jochen Jirmann gibt in UKW-Berichte 1/97 zwei praktische Hinweise: 1. Der Vorverstärker ist meist für 50 Ohm Last kalibriert, so dass beim Anschluss hochohmiger Messgeräte ein Fehler bis zu +100 % auftreten kann. Ein 50-OhmAbschlusswiderstand am hochohmigen Messgeräteingang führt zu einer korrekten Anzeige. 2. Man sollte darauf achten, dass der Kern nicht durch hohe Gleichströme in die Sättigung getrieben wird, so dass ein zusätzlicher Messfehler entsteht.

5.5 Die Stromzange – die RF current probe des Profis

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Abb. 67: Schaltung einer Stromzange (Quelle: Tektronix/J. Jirmann, HochfrequenzMessgeräte, UKW-Berichte 1/97)

Abb. 68: Die Stromzangen P6021 (bis 60 MHz, oben) und P6022 (bis 120 MHz) von Tektronix

Abb. 69: Ansicht des HF-Strom-Messwandlers SW1 (Quelle: SAT-Service Schneider)

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5 HF-Strommessung

Zusammenfassung Die beim Gleichstrom problemlos mögliche direkte Strommessung ist im HFBereich praktisch unmöglich. Man misst daher den Spannungsabfall über einem Widerstand, durch den der zu ermittelnde Strom fließt, und rechnet diesen nach dem ohmschen Gesetz aus oder erfasst das dem Strom proportionale Magnetfeld. Verwendet werden können einfache und qualifizierte Geräte vom Indikator bis hin zur professionellen Strommesszange.

6 HF-Leistungsmessung

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6 HF-Leistungsmessung

Bei der HF-Leistungsmessung gibt es verschiedene Grundprinzipien: 1. Messung der Spannung über dem Widerstand, der die Leistung aufnimmt. 2. Messung des Stroms in den Widerstand, der die Leistung aufnimmt. 3. Messung der Temperatur(erhöhung) eines Widerstands, der die Leistung ganz oder teilweise aufnimmt. 4. Messung der Spannung eines Thermoelements, das (teilweise) die Leistung aufnimmt. Da die Spannung der Wurzel aus der Leistung proportional ist, entsteht im ersten Fall eine nichtlineare Skala, es sei denn, der Spitzenwert der Spannung bleibt unter der doppelten Temperaturspannung und es erfolgt eine Gleichrichtung. Dann ist die Skala linear. Mit einem Spannungsteiler oder Leistungsdämpfungsglied kann man die Spannung in diesen Bereich bringen. Im zweiten Fall erfolgt die Strommessung indirekt, läuft also auch auf eine Spannungsmessung hinaus. Die Temperaturmethoden eignen sich zwar nicht für sehr kleine Leistungen und reagieren langsam, funktionieren aber sehr genau und müssen nicht allzu kostenintensiv sein. Bei Hochfrequenz muss nicht nur der Strom, sondern auch die Leistung anders gemessen werden als bei Gleichstrom oder Netzwechselspannung, wo man oft Strom und Spannung messen und multiplizieren kann.

6.1 Leistung, Spannung und Widerstand Als Leistung bezeichnet man das Verhältnis der Arbeit zur Zeit, in der diese verrichtet wurde. Man könnte auch sagen, die Änderung der Energie je Zeitelement. Wer also genauer erfahren will, was Leistung eigentlich ist, muss sich mit den Begriffen „Arbeit“ und „Energie“ näher auseinandersetzen – Physikbücher geben Aufschluss. Für die elektrische Leistung P gilt: P = I x U (bei Phasengleichheit) bzw. P = U2/R

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6 HF-Leistungsmessung

Interessant ist für uns die zweite Formel, denn wir kennen die Schwierigkeit der HFStrommessung, während uns der Widerstand, der die Leistung aufnimmt, in aller Regel gut bekannt ist. Da sich bei Wechselstrom der Momentanwert der Spannung ständig ändert, ändert sich auch die Leistung ständig. Man bestimmt daher den quadratischen Mittelwert (Effektivwert) innerhalb eines kompletten Schwingungszugs, also einer Periode. Wir setzen also für U den Effektivwert ein. Wenn wir eine hochfrequente Sinusspannung einfach und zuverlässig messen wollen, dann sollten wir sie gleichrichten, wodurch wir den Spitzenwert erfahren. Aus diesem erhalten wir dann nach Teilen durch 1,414 oder Multiplizieren mit dem Kehrwert von 1,414, nämlich 0,707, den Effektivwert. Da wir den Wert des Lastwiderstands kennen (z. B. 50 Ohm), ist die Errechnung der Leistung nun kein Problem.

6.2 Die drei Arten von Leistung In der Elektrotechnik und in der Hochfrequenztechnik unterscheidet man drei Arten von Leistung: – Wirkleistung – Blindleistung – Scheinleistung Was hat es damit auf sich? Es gibt im Grunde nur „Leistung an sich“, so, wie wir sie oben (ansatzweise) definiert haben. Die Dreiteilung erfolgt nicht deswegen, weil es verschiedene Leistungsarten gibt, sondern zur Unterscheidung dreier möglicher Fälle, was mit der Leistung geschieht. Wirkleistung ist in eine andere Energieform umgewandelte elektrische Leistung. Diese andere Energieform ist Wärme (Heizkörper, ohmscher Widerstand, Glühlampe), kinetische Energie (Motor, Relais) oder Feldenergie bzw. elektromagnetische Strahlung (Glühlampe, Antenne). Es erfolgt keine Rückverwandlung in elektrische Energie. Blindleistung ist Leistung, die von der Quelle weg und wieder zur Quelle zurück fließt. Dies passiert, wenn ein Kondensator, eine Spule oder ein Kabel oder eine Kombination aus diesen Elementen an eine Wechselspannungsquelle angeschlossen wird. In jedem Fall wird die Leistung in Feldenergie und wieder zurückverwandelt, denn all diese Elemente eignen sich als Energiespeicher. Von der Quelle wegfließende Leistung bezeichnet man als positive, zur Quelle zurückfließende Leistung als negative Leistung. Blindleistung zieht praktisch immer auch Wirkleistung mit sich, denn kein Kondensator, keine Spule und kein Kabel ist verlustfrei. Den Ver-

6.3 Spannung und Leistung bei 50 Ohm

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lustwiderstand interessiert es nicht, aus welcher Richtung die Leistung kommt, er erwärmt sich so und so. Um diese Verluste gering zu halten, versucht man in der Energietechnik, die Blindleistung zu minimieren. Scheinleistung ist ein Mix aus Wirk- und Blindleistung. Wie wir gesehen haben, ist Blindleistung allein praktisch nicht möglich, sondern bei genauer Betrachtung immer Komponente einer Scheinleistung. Eine beachtliche Scheinleistung wird beispielsweise auftreten, wenn wir einer perfekt angepassten Antenne einen Kondensator parallel schalten. Ein Teil der Leistung aus dem Sender wird jetzt abgestrahlt (Wirkleistung), ein Teil lediglich zum Kondensator und von diesem wieder zurück zum Sender geschickt (Blindleistung).

6.3 Spannung und Leistung bei 50 Ohm Für die Leistungsermittlung über die Spannung benötigen wir einen ohmschen Lastwiderstand, der die Leistung verträgt. Hierbei sollten wir wissen, dass man Widerständen kurzzeitig (wenige Sekunden) deutlich mehr Leistung zumuten darf als nominell angegeben. Weiterhin ist wichtig, dass der Widerstand als „reaktanzfrei“ (frei von Blindkomponenten, also vernachlässigbare Zuleitungsinduktivität und vernachlässigbarer parasitärer Parallelkapazität) sein muss. Dieses Problem nimmt direkt mit der Frequenz zu, denn entscheidend sind die frequenzabhängigen Blindwiderstände. Die praktische Leistungsformel nach der Spannung umgestellt: U=√PxR Dies bedeutet bei 1 W 7,07 V bzw. 10 VS und bei 10 W 22,36 V bzw. 31,61 VS. Bei 100 W würden 70,7 V bzw. 100 VS auftreten. Die Spannung ist also im Wattbereich recht hoch, die kleine Schwellenspannung der Gleichrichterdiode, welche das Messergebnis verfälscht, vernachlässigbar. Allerdings erhält die Diode in Sperrrichtung eine bedeutsame Spannung vom doppelten Spitzenwert: An der Kathode steht permanent die Spitzenspannung, während an der Anode während der negativen Halbwelle die negative Spitzenspannung auftritt. Das macht bei 1 W 20 V und bei 100 W 200 V Differenz. Wenn wir die Ausgangsspannung mit US (Spitzenspannung) und die effektive Spannung mit U bezeichnen, dann gilt:

P = U2/50 Ohm = (0,707 x US)2/50 Ohm = (0,5 x US2)/50 Ohm

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6 HF-Leistungsmessung

Daraus folgt für R = 50 Ohm: P in W = 0,01 x US2 in V Angenommen, wir würden 10 V messen, dann müssten wir rechnen 0,01 x 10 x 10, um die Leistung in Watt zu erhalten. Wir kämen auf 1 W, und das ist korrekt. Doppelte Spannung bedeutet vierfache Leistung (auch der Strom verdoppelt sich). Eine Diode richtet ab etwa 100 mV linear gleich. Wir können also den uns etwas irritierenden Faktor 0,01 durch Einbau eines Spannungsteilers 1:10 eliminieren, denn es gilt dann: P in W = 0,01 x (10 x US)2 in V P in W = 0,01 x 100 x US2 in V P in W = US2 in V Wir würden jetzt bei 1 W 1 V messen und bei 100 W 10 V. Wir könnten Leistungen im Bereich 10 mW (entsprechend US = 100 mV, also noch deutlich über der doppelten Temperaturspannung) bis theoretisch 1,4 kW mit einer 1N4148 messen, denn deren Sperrspannung beträgt 75 V – wir rechnen (75/2)2 = 1.406. Sehr praktisch! Abb. 70 zeigt eine mögliche Messschaltung. Für den unteren Teil genügt 1/81 der Belastbarkeit des oberen Teils, wo eine neunmal höhere Spannung abfällt (92 = 81).

Abb. 70: Lastwiderstand mit Spannungsteiler und Gleichrichter zur praxisgerechten Leistungsmessung bei HF, Dauerbelastung etwa 10 W, Kurzzeitbelastung etwa 50 W

6.4 Messen an der dummy load

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6.4 Messen an der dummy load Die dummy load (künstliche Last) ist ein spezieller Abschlusswiderstand für Sender. Sie zeichnet sich durch hohe „Reaktanzfreiheit“, günstige Anschlussmöglichkeit sowie mehr oder weniger große Belastbarkeit aus. Hier kann man keinen Spannungsteiler-Widerstand in Reihe schalten, wenn es sich um ein kommerzielles Produkt handelt. Es gibt aber drei andere Möglichkeiten der Leistungsermittlung: – Spannungsmessung mit dem Oszilloskop (Tastkopf, Spannungsbelastbarkeit beachten) – Spannungsmessung mit mehreren in Reihe geschalteten Dioden (Abb. 71, 72) – Spannungsmessung über einen zusätzlichen Spannungsteiler, wobei zu beachten ist, dass die Einsatzbandbreite eines ohmschen Spannungsteilers aufgrund parasitärer Kapazitäten mit dem Querwiderstand fällt (Richtwert 5 kOhm, Gesamtlast dann 49,5 Ohm).

Abb. 71: Leistungsmessadapter für 50-W-Kunstantenne nach Frits Geerlings mit sieben Dioden. Zur gleichmäßigen Aufteilung der Sperrspannung empfehlen sich gleichgroße Widerstände 1–3,3 MOhm über den Dioden. Der Adapter wurde in ein Metallgehäuse eingebaut. Für 1 kW wird die dummy load also kurzzeitig 20-fach überlastet (Quelle: Electron, November 2004)

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6 HF-Leistungsmessung

Abb. 72: Beim Kalibrieren ist der erhebliche Gesamt-Spannungsabfall über den Dioden zu berücksichtigen, daher der Faktor 9,5 (Quelle: Electron, November 2004)

6.5 Lineare Anzeige Für eine lineare Anzeige müssen wir den Spitzenwert der hochfrequenten Spannung an der Diode unter 50 mV halten. Dann haben wir einen gewissen Sicherheitsabstand zur praktisch zu veranschlagenden doppelten Temperaturspannung. Wir können somit im Bereich 3,5–35 mV (effektiv) messen, was einen Leistungsbereich von 100 bedeutet. Die Spannungsmessschaltung nach Abb. 43 eignet sich sehr gut für dieses Konzept. Wir können hier im Bereich 4–40 mV arbeiten bei einer maximalen Ausgangspannung von 960 mV. Der Spannungsteiler, der beispielsweise rund 7 V entsprechend 1 W in 50 Ohm als Endausschlag auf 40 mV teilt, sollte im Interesse hoher Breitbandigkeit nicht hochohmiger als nötig sein, oder man benutzt ein passendes 50-Ohm-Leistungsdämpfungsglied, das natürlich mit 50 Ohm abgeschlossen wird.

6.6 Mikrowatt und Milliwatt messen Nun zwei Messgeräte-Schaltungen für kleinste Leistungen. Mit dem „Microwatter“ nach Abb. 73 kann Denton Bramwell in den drei Bereichen –20, –30 und –40 dBm Leistungen zwischen 10 nW und 10 µW an 50 Ohm bis etwa 150 MHz auf 1 dB genau messen. Mit einem Leistungsdämpfungsglied lassen sich höhere Leistungen erfassen. Es gibt viele Anwendungsmöglichkeiten, wie Filterkurven-Bestimmung,

6.6 Mikrowatt und Milliwatt messen

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Abb. 73: Schaltung eines temperaturstabilen Mikrowattmeters (Quelle: QST, June 1997)

Feldstärkemessung zur Richtdiagramm-Bestimmung von Antennen oder Impedanzmessungen. Der Temperatureinfluss wird durch die Differenz-Kombination mit zwei Dioden auf einem Chip eliminiert. Die Dioden können beispielsweise aus dem Array NTE 907 oder CA 3039 stammen. Es sollten jedoch auch zwei diskrete Dioden 1N4148 möglich sein. Der Vorstrom von etwa 20 µA bringt die Gleichrichterdiode in den linearen Arbeitsbereich. Der INA 2128 von Burr-Brown bietet zwei temperaturkonstante Differenzverstärker mit hoher Gleichtakt-Unterdrückung. Einer verstärkt die Richtspannung von D1, der andere dient als mit einem Widerstandstrimmer (Zehngang) einstellbare Offset-

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6 HF-Leistungsmessung

Kompensationsspannungsquelle. Andere ICs sind möglich, auch Einfach-Operationsverstärker, wie CA 3140 oder OP 90, da der „Kompensationsverstärker“ umgangen werden kann. Mit schaltbaren Vorwiderständen vor dem Instrument 1 mA/50 Ohm entstehen der mittlere und der höchste Bereich. Der Spannungsstabilisator-Teil stellt drei stabile Spannungen zur Verfügung. Die Schaltung kann auf einem Stück Lochrasterplatine aufgebaut und ein kleines Metallgehäuse verwendet werden. Ein preiswertes Milliwattmeter mit „Diodendetektor“ hat Wolfgang Schneider entworfen und gebaut. Detektor bedeutet im Englischen Demodulator und ist hier als Gleichrichter zu verstehen (Abb. 74). Dieser Messkopf ist bestimmend für die Gesamtqualität. Es finden durchweg SMT-Bauelemente Anwendung (Bauform 1206). Das ermöglicht einen Einsatz bis zu Frequenzen um 3 GHz.

Abb. 74: Schaltung des „Diodendetektors“ (Quelle: Funkamateur 4/99)

Die Messkopfschaltung baut man so kompakt wie möglich in einen BNC- oder NStecker ein, dessen unkritisches Kabel zum eigentlichen Messgerät (Abb. 75) führt. Man kann auch einen kommerziellen Diodenmesskopf verwenden. Die Elektronik besteht aus einem einfachen zweistufigen Verstärker. Der OP 90 ist zwar nicht ganz billig, besitzt aber die hier wichtigen hervorragenden Eigenschaften, insbesondere Stabilität. Die erste Stufe ist ein hochohmiger Impedanzwandler; der Minuseingang 2 liegt am Ausgang 6. In der zweiten Stufe kann man vier Verstärkungen wählen, die nach erfolgtem Offset-Abgleich mit Spindeltrimmern genau einstellbar sind. Die Messbereiche sind 100 µW, 1, 10 und 100 mW. Die Schaltung wird aus einer 9-V-Blockbatterie betrieben und benötigt nur 400 µA. In Stellung „Test“ wird die Batteriespannung angezeigt.

6.6 Mikrowatt und Milliwatt messen

Abb. 75: Schaltung des Elektronikteils (Quelle: Funkamateur 4/99)

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96

6 HF-Leistungsmessung

Schaltung, Batterie und Messwerk wurden in ein Plastikgehäuse eingebaut. Der Spindeltrimmer 20 kOhm macht das Instrument 100 µA/1 kOhm zusammen mit dem Festwiderstand zum 5-V-Spannungsmesser. Man kann auch einfach einen Vorwiderstand 47 kOhm einsetzen. Zum Abgleich benötigt man genaue 100 mW (2,236 V an 50 Ohm) und stellt Vollausschlag mit dem 50-kOhm-Trimmer ein. Die anderen Werte lassen sich am einfachsten mit einem variablen Dämpfungsglied bereitstellen. Der Skalenverlauf ist nichtlinear, die Verlaufsdifferenzen zwischen den vier Bereichen sind erheblich. In jedem Bereich sind Anfangs- und Zwischenwerte erforderlich. Man zeichnet am einfachsten ein Diagramm (Strom als Funktion der Leistung) für jeden Bereich.

6.7 Leistungspegel in Dezibel messen Zur Messung von Leistungen in einem sehr großen Bereich bieten sich wieder die integrierten Log Amps/Detectors von Analog Devices an, wie der AD 8307. Abb. 76 verschafft einen Überblick über kleine Leistungen und das in Dezibel ausgedrückte Verhältnis zu 1 mW (dBm). –60 dBm können als sichere untere Messgrenze für die Log Amps/Detectors angesehen werden, bei optimaler Schaltung und besonders geeignetem Typ sollten –70 dBm möglich sein.

Abb. 76: Leistungen in der Grundeinheit und in dBm (Quelle: Internet)

6.7 Leistungspegel in Dezibel messen

97

Abb. 77 zeigt, wie einfach ein Power-Meter mit dem AD 8307 ausgelegt werden kann. Über dem RC-Glied 470 kOhm/100 nF an Pin 4 baut sich eine Spannung von 25 mV/dB auf. Der Längswiderstand 3 kOhm soll den Ausgang schützen. Ein Messumfang von etwa 85 dB ist möglich. Die Schaltung wurde mit SMT-Bauelementen auf einer entsprechenden Platine aufgebaut und diese in ein Metallgehäuse eingesetzt. Einen ähnlichen Aufbau zeigen die Abb. 78 und 79. Das Gerät wurde von Thomas Martin aufgebaut.

Abb. 77: Schaltung eines einfachen Power-Meters mit AD 8307 (Quelle: HA5BGL, Internet)

Abb. 78: Ansicht eines einfaches Power-Meters mit AD 8307 (Quelle: DF7TV, Internet)

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6 HF-Leistungsmessung

Abb. 79: Auch das Innenleben des Power-Meters wirkt eher schlicht (Quelle: DF7TV, Internet)

Man kann ein solches Messgerät auch wesentlich komplexer gestalten, etwa mit PIC-Mikroprozessor und Digitalanzeige sowie Datenausgang. Ein solches Gerät ist in Abb. 80 und 81 zu sehen. Einen guten Kompromiss stellen die bei SAT-Service Schneider erhältlichen HFKleinleistungsmessgeräte PWRM1 und PWRM2 dar (Abb. 82 und 83). Sie unterscheiden sich im Wesentlichen durch den Arbeitsfrequenzbereich von nominell

Abb. 80: Sehr komfortables Power-Meter, Frontansicht (Quelle: OZ2CPU, Internet)

6.7 Leistungspegel in Dezibel messen

99

Abb. 81: Auch eine Computerschnittstelle zur Datenübermittlung fehlt nicht (Quelle: OZ2CPU, Internet)

Abb. 82: Das PWRM1 mit Digitalanzeige im Alu-Druckgussgehäuse (Quelle: SAT-Service Schneider)

Abb. 83: Der Nennfrequenzbereich des PWRM2 beginnt bei 30 MHz (Quelle: SAT-Service Schneider)

100 kHz bis 150 MHz bzw. 30 MHz bis 2,8 GHz. Passend zum PWRM1 wurde der Stromwandler SW1 entwickelt. Zum Kalibrieren eines selbst gebauten Leistungsmessers sowie zum Überprüfen eines kommerziellen benötigt man eine definierte Spannung an 50 Ohm. Diese liefert jeder bessere HF-Signalgenerator. Wo ein solcher nicht vorhanden ist, kann ein

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6 HF-Leistungsmessung

Abb. 84: 1-mW-Referenzgeneratorschaltung nach Hewlett Packard (Quelle: DUBUS)

selbst gebauter Festfrequenz-Referenzgenerator helfen. Die Schaltung nach Abb. 84 liefert ein stabiles 1-mW-Signal (0 dBm) und kann mit Standard-Operationsverstärkern realisiert werden. D1 ist eine Z-Diode und erzeugt Rauschen, das mit dem ersten Operationsverstärker verstärkt wird. R1 lässt 5–10 mA durch die Diode fließen. Der zweite Operationsverstärker vergleicht die Richtspannungen vom Rauschgenerator und vom 50-MHz-Oszillator mit Q1. Durch eine Regelschleife wird der 50-MHz-Ausgangspegel an den stabilen Rauschpegel gebunden. Für CR1 und CR2 scheinen übliche Siliziumdioden geeignet, während CR3 eine „echte“ Kapazitätsdiode sein muss, die 83 pF bei der Referenzspannung haben sollte. Sie bildet einen kapazitiven Spannungsteiler mit dem Kondensator 8,2 pF. Mit dem Widerstandstrimmer stellt man die Ausgangsleistung korrekt ein.

6.8 Sendeleistungen messen Bei der so genannten Dauerstrich-Modulation, wie Frequenzmodulation (FM), Phasenmodulation (PM) oder phase shift-keying (PSK), liefert der Sender ein pegelkonstantes Ausgangssignal. Das gilt auch für coded work (CW) bei gedrückter Taste. Anders bei Amplitudenmodulation (AM) und ihrer speziellen Ausprägung singleside modulation (SSB). Bei AM verändert sich die Leistung im Rhythmus der Modulation. Bei 100 % Modulationsgrad steigt sie auf das Anderthalbfache der reinen Trägerleistung. Man misst diese und gibt sie als nominelle Ausgangsleistung an. Bei SSB liefert der Sender bei fehlendem Mikrofonsignal überhaupt keine HF-Energie. Beim Besprechen schwankt die Leistung zwischen null und einem Maximum

6.8 Sendeleistungen messen

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auf und ab, ein Durchschnittswert lässt sich nicht exakt definieren. Man gibt daher die maximal erreichbare unverzerrte Leistung an. Die im Normalbetrieb mögliche Spitzenleistung ist jedoch wesentlich größer. Diese kann man mit Einton-Vollaussteuerung (z. B. 1 kHz Sinus) nicht messen, weil dann die Leistungsendstufe überfordert wäre und in kurzer Zeit zerstört werden könnte. Daher speist man den SSB-Sender mit einem Zweitonsignal. Dieses erhält man durch Addition zweier niederfrequenter gleichgroßer Spannungen verschiedener Frequenz. Man steuert den Sender soweit aus, dass die Hüllkurve gerade noch unverzerrt ist (Sinus-Halbwellen, präzise Nulldurchgänge). Den Effektivwert der Hüllkurve kann man mit einem HF-Voltmeter oder Scope ermitteln, auch hier gilt der SinusCrest-Faktor 1,414. Dann kann man die Spitzenleistung der Hüllkurve (PEP, peak envelope power) gemäß PEP = U2/R errechnen. Damit kennzeichnet man das Leistungsvermögen eines SSB-Senders. Zur Bestimmung der Sendeleistung im Dauerstrich-Betrieb kann man ein HF-Wattmeter (Abb. 85) zwischen Sender und Antenne schalten. Es besitzt oft ein Kreuzzeiger-Instrument, auch (nach seinem Erfinder) Buschbeck-Messer genannt. Hierbei ist ein Zeiger für die zur Antenne fließende und der andere für die von der Antenne

Abb. 85: Dieses Wattmeter für Sendeleistungen besitzt ein Kreuzzeiger-Instrument (Quelle: Palstar)

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6 HF-Leistungsmessung

reflektierte Leistung zuständig. Zwei Richtkoppler sind also ständig in Aktion, im Gegensatz zum Stehwellenmesser, wo umgeschaltet wird. Ein solches Messgerät orientiert sich am Strom der Antennenleitung und nimmt dabei möglichst wenig HFLeistung auf, darum auch der Name Durchgangs-Leistungsmesser. Modulationsarten unterscheiden sich grundsätzlich in Dauerstrich- und andere Verfahren. Bei letzten ist in der Regel die Spitzenleistung wesentlich größer als die mittlere Leistung. Daher wurden spezielle Spitzenleistungsmesser entwickelt.

6.9 Thermisches – Grundlagen Abb. 86 zeigt die Grundschaltung für ein Dioden-Wattmeter. Sie wirkt schlicht, praktische Schaltungen sind aufwendiger, die Geräte relativ teuer. Liegt die zu erfas-

Abb. 86: Grundschaltung eines Dioden-Wattmeters (Quelle: UKW-Berichte 1/97)

sende Leistung im Milliwattbereich, so ist es oft sinnvoller, sie über die Erwärmung des Widerstands zu messen. Dabei ist auch höchste Breitbandigkeit möglich, da die dummy load „frei“ von einer Messschaltung ist, welche wiederum selbst durch ihren Frequenzfehler nach oben hin begrenzt wird. Bei der thermischen Leistungsmessung entscheidet der Thermokoppler, also der Temperatur-Spannungs-Messwandler, über die Genauigkeit. Es bringt praktische Vorteile, ihn abgesetzt, also als Messkopf, zu betreiben. Bei der thermischen Leistungsmessung kann man drei prinzipielle Unterscheidungen treffen: 1. Es gibt zwei elektrisch verschiedene Aufbauprinzipien für die wichtigste Komponente, den Thermokoppler: Thermosensor oder Thermoelement. Im ersten Fall wird die Wärmestrahlung des Lastwiderstands mit einem Sensor erfasst. Der Lastwiderstand ist von der Messschaltung elektrisch isoliert. Es wird

6.10 Thermische – Schaltungen

103

vornehmlich ein ohmscher Widerstand zusammen mit einem möglichst linearen temperaturabhängigen Widerstand, wegen des guten Wärmekontakts in Dünnfilmtechnik, als Sensor benutzt. Man spricht von einem thermischen oder Thermistor-Leistungsmesser (beispielsweise in der Firmenbezeichnung TFT Power Meter steht die Abkürzung für thin film thermistor). Im zweiten Fall gibt das Thermoelement eine Spannung als Maß für die Leistung ab. Man nennt die Geräte daher thermoelektrische Leistungsmesser. 2. Es gibt zwei verschieden wirkende Thermosensoren: PTC und NTC. Manchmal trifft man im Bereich der thermischen Leistungsmessung nach dem ersten Aufbauprinzip auf den Begriff Barretter. So bezeichnet man auch Widerstände mit positivem Temperaturkoeffizienten (PTC, positive temperature coefficient), während man mit Thermistor nur NTC-Widerstände (negative temperature coefficient) meint. Beide Typen eignen sich gut als Thermosensor. 3. Es gibt beim thermischen oder Thermistor-Leistungsmesser zwei Schaltungsprinzipien im Bereich des Thermosensors. Beim ersten Prinzip, dem Bolometer, ist der Thermosensor Teil einer Balance- oder Brückenschaltung. Bei diesem Schaltungsprinzip kann aufgrund der geringen thermischen Zeitkonstante das Messergebnis recht schnell erzielt werden. Beim zweiten Prinzip, kalorimetrisches Verfahren genannt, wird die Leistung z. B. von einem elektrisch völlig isolierten normalen Abschlusswiderstand aufgenommen und die Temperaturerhöhung mit einem Temperaturfühler gemessen. Dieses Verfahren ist sehr genau.

6.10 Thermisches – Schaltungen Der als Bausatz bei QRP project erhältliche thermische Leistungsmesser YVJ 88/05 arbeitet mit Thermosensor und zeichnet sich durch unkomplizierten Aufbau, Preiswürdigkeit, einfache Kalibrierung und eine geringe Zeitkonstante aus. Er misst Leistungen ab etwa 100 mW genau. Als einfacher Leistungsmesser (Abb. 87) besitzt er

Abb. 87: Schaltung eines einfachen thermischen Leistungsmessers (Quelle: H. Seifert, QRP Report)

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6 HF-Leistungsmessung

die Bereiche 5 und 10 W. Messwandler ist hier die Kopplung einer Kleinstlampe mit einer Fotodiode SP 126 oder BP 104 im schwarzen Plastikgehäuse (Spektralfilter). Mittels einer Gleichspannung/Gleichleistung wird eine Kalibrierungskurve aufgenommen. Etwas aufwendiger ist die Platine LAA98 mit Leistungsmesser, Abschlusswiderstand und Abschwächer (Abb. 88). In dieser Ausführung kommt eine Ultra-Mikro-Glühlampe mit einer Fotodiode BPW 34FS zum Einsatz. Der 20-dBAbschwächer ist bis 500 MHz nutzbar, dies gilt jedoch nicht für den gesamten Leistungsmesser. Der thermische Leistungsmesser mit Thermosensor von Carsten Vieland arbeitet mit abgesetzten Messköpfen von DC bis 60 GHz. Erfasst wird auf „klassische Weise“ die Wärmeentwicklung an einem 50-Ohm-Widerstand (Abb. 89, Mitte): Die Brückenschaltung mit zwei NTC-Widerständen (negative temperature coefficient) ist typisch, denn dadurch wird die auf beide NTC-Widerstände wirkende Umge-

Abb. 88: Schaltung eines thermischen Mehrbereichs-Leistungsmessers (Quelle: H. Seifert, QRP Report)

6.10 Thermische – Schaltungen

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bungstemperatur kompensiert (die Bezeichnung NTC stammt von der Firma Valvo, der übergeordnete, allgemeine Begriff lautet Thermistor, abgeleitet von thermally sensitive resistor). Nur die durch Erwärmung der dummy load über die Umgebungstemperatur entstehende Spannung wird verstärkt, wobei sechs Messbereiche 300 µW bis 100 mW vorgesehen sind. Kalibriert wird mit Gleichspannung. Ein Null-Test ist möglich. Der Messkopf mit N-Stecker erfasst Leistungen im Bereich 0 bis 12 GHz. Mit Hohlleiter-Messköpfen kommt man noch höher. Im Selbstbau sind gute Ergebnisse mit Chipwiderständen auf einer Teflon-Streifenleitungsplatine möglich. Als Wärmefühler sind Mikro-NTCs geeignet. Der Selbstbau muss jedoch sorgfältig erfolgen, wobei Details, wie IR-Sperrfilter oder Schaumstoff-Absorber, eine Rolle spielen. Ein fertiges Messgerät mit Messwandler wurde von Dirk Fischer Elektronik (DFE) angeboten.

Abb. 89: Schaltung eines thermischen Leistungsmessers mit Messköpfen bis 60 GHz (Quelle: CQ DL 6/98)

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6 HF-Leistungsmessung

Neben dem Thermosensor trifft man das Thermoelement als Herz des zweiten HFLeistungsmessprinzips. Ein Thermoelement gibt bei Erwärmung eine Gleichspannung ab. Verwendet werden Thermoelemente in Dünnfilmtechnik. Den möglichen Prinzipaufbau eines solchen Messkopfs zeigt Abb. 90. Bei Erwärmung addieren sich die Spannungen der Thermoelemente. Die Umgebungstemperatur wird nicht kompensiert. Schaltet man die Elemente aber gegensinnig und lenkt die zu messende Leistung nur auf eines, klappt es auch mit der Temperaturkompensation.

Abb. 90: Prinzipaufbau eines Thermoelement-Messkopfs (Quelle: UKW-Berichte 1/97)

Da die Ausgangsspannungen der Dünnfilm-Thermoelemente extrem klein sind, befindet sich zumindest die erste Stufe des Anzeigeverstärkers mit im Messkopf. Auch hier sind leicht Leistungen bis in den Gigahertz-Bereich mit guter Genauigkeit erfassbar.

6.11 Die drei Messprinzipien im „Leistungsvergleich“ Die HF-Leistungsmessung mit „Diodendetektor“ ist am empfindlichsten. Kommerzielle Geräte erfassen Leistungen ab etwa 100 pW (–70 dBm). Ihre obere Messgrenze liegt hingegen weit im linearen Dioden-Arbeitsbereich. 10 mW (10 dBm) oder sogar 100 mW (20 dBm) sind als Obergrenze nicht ungewöhnlich. Erstaunlich ist auch die obere Frequenzgrenze, die je nach Messkopf bis zu 100 GHz betragen kann. Typisch sind 18 GHz. Solche Geräte erhält man im Gebrauchtgerätehandel für ungefähr 1.000 @.

6.12 Noch ein Wort zur Rauschmessung

107

Die beiden Temperaturmethoden unterscheiden sich in ihrem Vermögen nicht wesentlich. Hier kann man etwa 1 µW (–30 dBm) noch sicher messen, damit ist die Empfindlichkeit um etwa 40 dB schlechter als bei den Geräten mit Dioden. Die Obergrenze liegt bei 20 dBm. Hohe Bandbreiten bis weit in den Gigahertzbereich sind hier erst recht möglich. Bei gebrauchten Geräten im Versandhandel kann man mit ungefähr 100 @ für das Grundgerät und 500 @ für einen Messkopf rechnen. Ermittelt man die Leistung über die Spannung mit einem Spannungs-„Fehlmessungsfaktor“ X, so ist der Leistungs-„Fehlmessungsfaktor“ X2, da sich die Leistung zur Spannung quadratisch verhält. Eine um 5 % zu gering gemessene Spannung (X = 0,95) bedeutet beispielsweise einen Fehler von fast 10 % bei der Leistung. Dies wird manchmal nur bei Dioden-Wattmetern problematisiert, obwohl es bei allen HF-Leistungsmessern der Fall ist und sich bei Beachtung durch den Entwickler leicht entschärfen lässt.

6.12 Noch ein Wort zur Rauschmessung Kommerzielle Geräte mit „Diodendetektor“ können ab etwa 100 pW (–70 dBm) messen. Das bedeutet 71 µV an 50 Ohm. Die Richtspannung ist jedoch wesentlich kleiner. Die korrekteste Erfassung solch kleinerer Leistungen ist mit Geräten möglich, welche nicht direkt die Richtspannung auswerten, sondern diese zerhacken und als Wechselspannung in einem entsprechenden Verstärker verarbeiten. Damit wird die Temperaturdrift des Verstärkers ausgeschaltet. Wir wollen angesichts unserer 100 pW als Minimum fragen: Kann man mit einem solchen Leistungsmesser auch das übliche Verstärkerrauschen messen und also den Rauschfaktor bestimmen? Antwort: Das kommt ganz auf den Verstärker an. Jeder Widerstand (Wert egal) auf Zimmertemperatur gibt die Rauschleistung –174 dBm/Hz an einen gleichgroßen Widerstand, der die Temperatur 0 K aufweist (also selbst keine Rauschleistung produziert), ab. Je größer die betrachtete oder durch ein Filter zwischen den Widerständen festgelegte Rauschbandbreite, umso größer ist die gelieferte Leistung: -144 dBm/kHz -114 dBm/MHz -94 dBm/100 MHz -84 dBm/GHz -74 dB/10 GHz Wir sehen, dass die untere Grenze eines typischen kommerziellen Dioden-Leistungsmessers eigentlich vom Eigenrauschen des Eingangswiderstands bestimmt wird, denn 10 GHz Messbandbreite sind hier nicht unüblich.

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6 HF-Leistungsmessung

Die Rauschleistung, welche ein 50-Ohm-Verstärker – an Eingang und Ausgang mit 50 Ohm abgeschlossen, der Ausgangswiderstand ist unser Leistungsmesser – liefert, steigt mit folgenden Größen: – Verstärkung – Rauschmaß – Messbandbreite Die Berechnung ist denkbar einfach, wir brauchen nur die „dBs“ zu addieren. Allerdings sollten wir unsere Faustformel Rauschbandbreite = 1,25 x 3-dB-Bandbreite nicht vergessen. Bei 5 MHz 3-dB-Bandbreite des Verstärkers müssen wir demnach von näherungsweise 6,25 MHz Rauschbandbreite ausgehen (vorausgesetzt, unser Messgerät engt diese Bandbreite nicht ein). Erstes Beispiel: – Verstärkung 10 dB – Rauschmaß 4 dB – Rauschbandbreite 1 MHz Die zu messende Rauschleistung wird 10 dB + 4 dB – 114 dBm/MHz = –100 dBm betragen und ist vom Messgerät nicht zu erfassen. Zweites Beispiel: – Verstärkung 40 dB – Rauschmaß 6 dB – Bandbreite 100 MHz Die gemessene Rauschleistung sollte 40 dB + 6 dB – 94 dB/100 MHz = –48 dBm betragen und genau bestimmbar sein. Wir wollen den Rauschfaktor F (in dB ausgedrückt heißt er Rauschmaß) ermitteln (andere speziell in der Messtechnik anzutreffende identischen Bezeichnungen lauten ENR für excessive noise ratio, Rauscherhöhungsfaktor oder Überschussrauschen). Haben wir also eine eindeutige Anzeige, so rechnen wir: F = Anzeige – Verstärkung – Rauschbandbreite Beispiel: Wir erhalten in 80 MHz 3-dB-Bandbreite und somit 100 MHz Rauschbandbreite eine Anzeige von –48 dBm für einen 40-dB-Verstärker. Das bedeutet:

6.12 Noch ein Wort zur Rauschmessung

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F = –48 dBm – 40 dB – –94 dB/100 MHz F = –48 dBm – 40 dB + 94 dB/100 MHz F = 6 dB Dies ist rückgerechnet exakt das vorletzte Beispiel. Wichtig bei der ganzen „Rauschrechnerei“ ist, dass man doppelte Minuszeichen beachtet (– – = +) und anerkennt, dass beim Dezibel-Rechnen ganz im Gegensatz zur übrigen Mathematik verschiedene „Dezibelformen“, wie dBm und dB/Hz, problemlos zu verquicken sind. Das Umrechnen von 3-dB-Bandbreite auf Rauschbandbreite kann man übrigens elegant umgehen, indem man den Messwert um 1 dB (entsprechend Faktor 1,25) erhöht. Beispiel: Anzeige –100 dBm bei 10 MHz 3-dB-Bandbreite entspricht Anzeige –99 dBm/10 MHz (Rauschbandbreite) In vielen Fällen wird die Rauschleistung leider zu gering bzw. nicht genau genug erfassbar sein. Daher helfen Profis mit einem Rauschgenerator etwas nach, wobei sie zwei ähnliche Methoden anwenden: die Y-Faktor-Methode und die 3-dBMethode. Dabei muss man übrigens weder Verstärkung noch Bandbreite kennen.

Zusammenfassung Bei der HF-Leistungsmessung muss man andere Wege gehen als bei Gleichstrom oder niederfrequentem Wechselstrom. Dioden-Wattmeter messen die Spannung über dem Widerstand, der die Leistung aufnimmt. Durchgangs-Leistungsmesser koppeln einen möglichst geringen Strom aus und messen die durch ihn erzeugte Spannung an einem Widerstand. Thermische oder Thermistor-Leistungsmesser messen die Temperatur(erhöhung) eines Widerstands, der die Leistung ganz oder teilweise aufnimmt. Thermoelektrische Leistungsmesser funktionieren aufgrund der abgegebenen Spannung eines Thermoelements, das (teilweise) die Leistung aufnimmt.

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6 HF-Leistungsmessung

Im Gebrauchtgerätehandel, beispielsweise bei Rosenkranz, trifft man auf eine breite Angebotspalette. Am empfindlichsten sind die Dioden-Wattmeter. Zur Messung von Leistungen in einem sehr großen Bereich bieten sich Geräte mit den relativ neuen Log Amps/Detectors von Analog Devices an. Hier muss man allerdings mit einem relativ großen Fehler von beispielsweise 1 dB leben. Bei der einfachen Rauschleistungsmessung (ohne Rauschgenerator) sind immer Verstärkung und (Rausch-)Bandbreite zu berücksichtigen.

7 Hochfrequenzmessung

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7 Hochfrequenzmessung

Bei der Messung von Frequenzen im Bereich der HF-Technik gibt es – wie bei Spannungs-, Strom- und Leistungsmessung – ebenfalls eine gravierende Besonderheit im Vergleich zur Frequenzmessung in anderen Bereichen, wie Digital- oder Niederfrequenztechnik. Diese Besonderheit besteht darin, dass eine sonst unüblich hohe Genauigkeit gefordert wird.

7.1 Wie genau? Die relative Anzeigetoleranz, mit der insbesondere in der Funktechnik Frequenzen erfasst werden müssen, richtet sich in erster Linie nach dem Absolutwert der Messgröße. Betrachten wir, um dies zu verstehen, nur einmal den Kurzwellenbereich von 3 bis 30 MHz. Sowohl am unteren Ende (80-m-Band 3,5–3,8 MHz) als auch am oberen Ende (10-m-Band 28–29,7 MHz) arbeiten Amateurstationen in der Betriebsart SSB. Dabei führt ein Frequenzversatz von 100 Hz zwischen Sender und Empfänger schon zu Verständigungsschwierigkeiten. Relativ ausgedrückt bedeutet diese Abweichung bei 3 MHz 33 ppm (parts per Million, 1 ppm = 10-6) und bei 30 MHz 3,3 ppm. Wir sehen schon daran, dass hier Prozent- oder Promilleangaben nicht sinnvoll wären. Die Toleranz des Messgeräts muss natürlich deutlich kleiner sein als die zu erfassende Abweichung. Daher kommt man bei der Hochfrequenzmessung in aller Regel um einen Frequenzzähler, kurz Zähler genannt, nicht herum. Sowohl Oszilloskop als auch das bei Amateuren beliebte Dip-Meter müssen in punkto Messgenauigkeit bei Hochfrequenz eher als „Schätzeisen“ angesehen werden. Ein Frequenzzähler hat wie jedes digital anzeigende Messgerät einen prinzipbedingten Grundfehler von +/–1 digit der letzten Stelle. Springt die letzte Stelle zwischen zwei Werten hin und her, ist das durchaus normal, weil der Messwert eben leicht um die Grenze zwischen den Werten schwankt. Lässt man diese Unsicherheit außer Acht, so wird die Genauigkeit eines Zählers vollständig von der Zeitbasis bestimmt. Der Kehrwert der Zeitbasis-Frequenzabweichung ist gleich dem Messfehler, denn bei zu hoher Zeitbasis-Frequenz werden zu wenig Perioden gezählt und umgekehrt.

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7 Hochfrequenzmessung

7.2 Praktisches Zähler-Wissen Für die Anwendung eines Zählers ist in erster Linie das „Benehmen“ der Zeitbasis von Interesse. Die eigentliche Funktionsweise des Zählers kann dem nichtprofessionellen Anwender egal sein, es genügt, zu wissen, dass mit der Zeitbasis ein sog. Torimpuls gebildet wird, der die zu zählenden Perioden des Messsignals für eine bestimmte Torzeit zum zählenden Teil des Messgeräts durchlässt. Es wird also für eine definierte Zeit ein internes „Tor“ geöffnet (Abb. 91). Dabei stellt eine Peri-

Abb. 91: Prinzipaufbau eines Frequenzzählers (Quelle: UKW-Berichte 1/97)

odendauer den einzukalkulierenden Fehler dar, denn die erste und letzte Periode können gewissermaßen „gerade noch“ oder „gerade nicht mehr“ erfasst werden. Hieraus folgt, dass die Messgenauigkeit steigt, je länger man misst. An fast jedem Zähler kann man daher die Torzeit einstellen (optimieren). Die erläuterte Notwendigkeit sehr genauer Frequenzmessung führt zu hohen Torzeiten und somit „Wartezeiten“, die beim Service stören würden. Daher wurden alternative Messverfahren, wie Doppelzähler und Reziprokzähler, entwickelt. Besitzt der Zähler, wie die meisten Selbstbaugeräte, nur einen einfachen Quarzoszillator, so verursacht vor allem dessen Temperaturabhängigkeit einen nicht zu vernachlässigenden Fehler. Eine möglichst hohe Quarzfrequenz ist dabei wichtig, denn Quarze für kleine und mittlere Frequenzen sind wesentlich temperaturabhängiger als solche mit Frequenzen von einigen Megahertz (Grundwellentypen) bis 100 MHz (Oberwellentypen). Der Oszillatorfrequenz-Standard ist 10 MHz. Um der Temperaturabhängigkeit entgegenzuwirken, werden in den meisten industriell hergestellten Zählern besondere Maßnahmen ergriffen. Man liest dann bei den technischen Daten, dass die Zeitbasis mit einem TCXO erzeugt wird. TC steht nor-

7.2 Praktisches Zähler-Wissen

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malerweise für Temperaturkoeffizient (temperature coefficient). Erfahrungsgemäß können sich hinter der Abkürzung TCXO sowohl ein temperaturkompensierter als auch ein temperaturgeregelter Oszillator oder aber ein echter Quarzofen mit seiner konsequenten Wärmeisolation verbergen. Das C könnte somit auch die Worte compensated (kompensiert) oder controlled (geregelt) symbolisieren. Weiter verwendet die Firma Temex auch die Bezeichnung OCXO, wobei die Bedeutung des ersten Buchstabens unklar ist. Diese TCXOs im SMD-Gehäuse haben so geringe Driften, dass sie in ppb (parts per billion; billion meint im amerikanischen Million, 1 ppm = 1.000 ppb) angegeben werden. Eine geregelte Baugruppe beherbergt in ihrem mehr oder weniger gut wärmeisolierenden Gehäuse neben dem Quarzoszillator einen Wärme erzeugenden Halbleiter und einen Temperaturfühler, die mit dem Quarz Temperaturkontakt haben. Die Regelung schafft es, innerhalb des Einsatztemperaturbereichs des Geräts die QuarzBetriebstemperatur so zu stabilisieren, dass der Fehler in der Regel im Bereich 1–5 ppm bleibt. Die Kompensation ist weniger wirkungsvoll. Entscheidend für den Anwender sind die diesbezüglichen Herstellerangaben. Der zweitwichtigste Punkt ist der Messbereich. Hier haben die Fortschritte in der Halbleitertechnik dazu geführt, dass Zähler mit oberen Einsatzfrequenzen selbst im zweistelligen Gigahertzbereich (18 GHz sind weit verbreitet) auch für den Amateur erschwinglich geworden sind. Es gibt dabei meist zwei Eingänge, einen mit einer Eingangsimpedanz wie beim Oszilloskop für Frequenzen bis mindestens 100 MHz und einen zweiten mit 50-Ohm-Impedanz für höhere Frequenzen. „Preistreiber“ sind obere Einsatzfrequenz und Stellenanzahl (Qualität der Zeitbasis). Die Abb. 92 und 93 zeigen zwei 2006 von Conrad und Reichelt angebotene Zähler. Sie besitzen je eine temperaturkompensierte 10-MHz-Zeitbasis.

Abb. 92: 1,6-GHz-Zähler HM 8021-4 mit achtstelliger grüner LED-Anzeige, Preis etwa 350 @ (Quelle: Conrad)

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7 Hochfrequenzmessung

Abb. 93: 3,5-GHz-Universalzähler BK1856D mit neunstelliger LC-Anzeige und lt. Kurzdaten 1 ppm Stabilität, Preis etwa 550 @ (Quelle: Conrad)

Abb. 94: Der Spezial-Counter Cub besitzt neun Anzeigestellen und eine nominelle Toleranz von 1 ppm. Er kostet etwa 170 USD (Quelle: Optoelectronics)

7.3 Tipps zum Messen

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Interessant für Funkpraktiker sind die kleinen Spezialzähler der Firma Optoelectronics, welche mit aufgesetzter Antenne automatisch die Frequenz des stärksten Empfangssignals anzeigen. Der in Abb. 94 gezeigte Typ Cub ist nur 94 mm hoch und erfasst Signale im Bereich 1 MHz bis 2,8 GHz.

7.3 Tipps zum Messen Ein „hochohmiger“ Zählereingang ist vollständig mit einem Oszilloskopeingang vergleichbar. Allerdings dürfte hier weniger das starke Fallen der Impedanz mit steigender Frequenz stören als vielmehr die Parallelkapazität von beispielsweise 30 pF, welche die Messfrequenz je nach Messobjekt mehr oder weniger stark beeinflussen kann. Die Empfindlichkeit liegt im Bereich 10 bis 100 mV für Sinusspannungen und ist meist bei geringen Frequenzen größer als bei hohen. Man muss aufpassen, dass man nicht an der unteren Grenze operiert, so dass einzelne Perioden „verschluckt“ werden könnten, der Zähler zeigt dann eine zu kleine Frequenz an. Ebenso muss man die obere Grenze von meist wenigen Volt berücksichtigen, um den Eingangsverstärker nicht zu übersteuern. Viele Zähler besitzen einen Einstellknopf für die Triggerschwelle am Eingang. Man kann damit ein Niveau einstellen, welches das Messsignal überschreiten muss, um gezählt zu werden. Damit verbessert man die Störsicherheit. Die Beispiele in Abb. 95 zeigen, dass nicht immer ein hohes Triggerniveau zum richtigen Ergebnis führen muss, denn in Fall a) wird falsch angezeigt, wenn die Schwelle eine gewisse Höhe hat. Mit den fehlerhaften Einstellungen links werden bei a), b) und c) stets zu viele Schwingungen gezählt. Bei der falschen Einstellung im Fall d) wird nichts angezeigt, dies wäre auch durch Schalten des Eingangs auf AC vermeidbar. Es versteht sich von selbst, dass bei der Frequenzmessung modulierter Signale besondere Sorgfalt und genaue Überlegung erforderlich sind. In kritischen Fällen kann man ein Oszilloskop als Helfer heranziehen: Man beobachtet damit das Signal und stellt durch Kehrwertbildung der Periodendauer die ungefähre Frequenz fest. Den Zähler für die präzise Messung schaltet man nicht etwa parallel zum Scope-Eingang, sondern an den oft vorhandenen Y-Ausgang (Ausgang des Scope-Eingangsverstärkers) an. So kann man auch die Zähler-Eingangsspannung mit dem Vertikalsteller optimieren (verstärken oder dämpfen). Ob einfache oder aufwändige Zeitbasis – man sollte dem Zähler für möglichst genaue Absolutmessungen eine Einlaufzeit von mindestens 15 min gönnen und die optimale Umgebungstemperatur (Zimmertemperatur) anstreben. Der Autor hat an vier verschiedenen Zählern in der Preisklasse 150 bis 400 @ Driften nach 20 min

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7 Hochfrequenzmessung

Abb. 95: Fehlermöglichkeiten durch falsch eingestellte Triggerschwelle (Quelle: A. J. Dirksen, Elektronische Messinstrumente, Elektor 1988)

Einlaufzeit von minimal 0,5 und maximal 2,7 ppm sowie Driften weitere 20 min nach dem Einlaufen von weniger als 0,1 bis maximal 2,2 ppm gemessen. Das sind recht gute Werte. Zur Erinnerung: 1 ppm bedeutet 1 Hz bezogen auf 1 MHz oder 100 Hz bezogen auf 100 MHz.

7.4 Referenzfrequenz – woher?

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7.4 Referenzfrequenz – woher? Um den Zeitbasisfehler eines Zählers festzustellen (Einlaufverhalten, Langzeitdrift, Temperaturgang und permanente Abweichung), benötigt man eine Referenzfrequenz. Hintergrund-Info: Seit 1967 wird auf Basis des Cäsiumatom-Frequenznormals definiert, was eine Sekunde ist. Das dazu geschaffene Equipment bezeichnet man als Primärfrequenznormal. Jedes andere – zuvor und auch heute noch benutzte – Normal stellt ein Sekundärfrequenznormal dar. (Das heißt jedoch nicht zwangsläufig, dass sie weniger genau sein müssen. So überbietet ein Wasserstoffnormal die durch Alterung bedingte Genauigkeit des Primärnormals etwa um den Faktor 100.) Diese Normale kosten relativ viel und bieten Genauigkeiten bzw. Alterungsraten, die im durchschnittlichen Entwicklungslabor eigentlich nicht benötigt werden. Die Mindeststabilität von beispielsweise 10-10 eines Rubidiumnormals bedeutet 0,1 Hz Abweichung bei 1 GHz und wird wohl in keinem Durchschnittslabor gebraucht. Hier genügen preiswerte Quarzöfen mit Alterungsraten um 0,3 ppm pro Monat und Temperaturdriften in der Größenordnung 0,5 ppm im Bereich 0 bis 30 °C. Weitere Möglichkeiten sind ein analoges oder digitales DCF-PLL-Frequenznormal (Langzeitstabilität wird vom Sender DCF77 gewährleistet), ein GPS-Frequenznormal – beide sehr zukunftssicher, aber mit aufwändigem Selbstbau oder kostspieligem Kauf verbunden – oder ein ZDF-Horizontalfrequenznormal. Abb. 96 zeigt eine solche Schaltung zur Nutzung der mit einem Rubidiumnormal und der Referenz vom Sender DCF77 stabilisierten Horizontalfrequenz 15.625 Hz bei analoger ZDF-Ausstrahlung (terrestrisch oder per Satellit). Nebenbei gefragt: Warum braucht man hier eine Genauigkeit von mindestens 10-8 entsprechend 0,01 ppm sowohl bei Kurz- als auch bei Langzeitstabilität? Weil sich Filme aus verschiedenen Studios streifenfrei, also „nahtlos“ zusammenschneiden lassen müssen. Das Referenzsignal wird hinten am Fernsehgerät induktiv durch Annähern der Schaltung von der Spule L aufgenommen. Man benutzt eine längliche Festinduktivität; ein Abgleich kann wegen der absichtlich geringen Kreisgüte entfallen. Der Transistor verstärkt die Resonanzspannung etwa 80-fach und sichert ausreichende Flankensteilheit zum Betrieb des nachfolgenden D-Flipflops, das als Frequenzteiler arbeitet und für ein exaktes Impuls-Pause-Verhältnis von 1 zur Ansteuerung der nachfolgenden PLL-Schaltung sorgt. Sie arbeitet mit den ICs D1 bis D4. Bei D2 wird nur die Phasenvergleichsstufe genutzt, denn der interne Oszillator kann die gewünschten 10 MHz nicht erzeugen. Dies vermag D3. R5 und C 11 bilden das Schleifenfilter. Dessen Zeitkonstante ist rund fünfmal größer als die Periodendauer der Vergleichsfrequenzen. D4 teilt die 10 MHz zunächst durch 10, und D1 übernimmt die weitere Teilung durch 128. Das ergibt am Ende wieder 7.812 Hz, also genau das Doppelte der Zeilenfrequenz.

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7 Hochfrequenzmessung

Abb. 96: Die komplette Schaltung eines vielen Ansprüchen genügenden Frequenznormals auf Basis der Zeilenfrequenz eines Fernsehsenders (Quelle: Funkamateur 7/95)

Abb. 97: Ansicht des Musteraufbaus des Fernseh-Frequenznormals

7.5 Vorteiler

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Leider erhält man von D2 kein gut auswertbares Signal, das den eingerasteten Zustand ausweist. Deshalb wurde mit dem zweiten D-Flipflop aus D5 die Frequenz nochmals geteilt und mit diesem Ausgangssignal via VT2 eine LED angesteuert. Erst wenn diese mit voller Helligkeit ohne sporadische Einbrüche leuchtet, kann man davon ausgehen, dass das Eingangssignal mit ausreichender Amplitude anliegt. Die Schaltung wurde auf einer Lochrasterplatine aufgebaut und in einem flachen Plastikgehäuse untergebracht (Abb. 97). Die Stromaufnahme wurde mit 65 mA gemessen.

7.5 Vorteiler Für ältere und einfache Zählfrequenzmesser kann man einen Frequenzteiler anschaffen oder selbst bauen, um Frequenzen bis etwa 1 GHz messen zu können. Beim Selbstbau muss man auf sorgfältige Ausführung einer guten, HF-mäßig richtig entworfenen Platine achten. Ein klassischer Teiler-IC ist der empfindliche U 664B, der oft in Fernsehgeräten eingesetzt wurde. Er teilt durch 64, macht aus 1 GHz also 15.625 MHz. Beim MC 12080 hingegen kann man einen Teilerfaktor von 10, 20, 40 oder 80 wählen. Der modernere ECL-Vorteiler SA 701 wiederum teilt durch 64 oder 65 bzw. 128 oder 129. Setzt man je nach Teilertyp einige TTL-ICs in geeigneter Zusammenschaltung ein, wird der Taschenrechner nicht benötigt und durch 100 oder 1000 geteilt. Doch Vorsicht bei hohen Teilerfaktoren: Die ausgegebene Frequenz kann dann oft infolge begrenzter Torzeit (max. 10 s) nicht mehr genau (genug) angezeigt werden. Teilt man z. B. 50 MHz durch 1.000, so muss der Zähler die Frequenz 50 kHz möglichst genau anzeigen. Dazu benötigt das herkömmliche Messverfahren aber bei einer achtstelligen Anzeige 1.000 s, also 16,67 min Torzeit. Üblicherweise vorgesehen sind jedoch maximal 10 s, sodass man sich mit einer sechsstelligen Anzeige zufrieden geben muss. Man erhält dann 50.000,0 kHz +/-0,1 kHz als bestmögliches Ergebnis. Es kann prinzipiell nur mit 100 Hz Toleranz angezeigt werden. Teilt man jedoch 50 MHz durch 64, dann erhält man 781,25 kHz; diese Frequenz kann man bei 10 s Torzeit wenigstens auf sieben Stellen genau anzeigen. Die Grundtoleranz wäre also um den Faktor 10 auf 10 Hz gefallen. Liegt die Messfrequenz etwas über 64 MHz, die Ausgangsfrequenz des Teilers beim Teilen durch 64 also etwas über 1 MHz, kann man sogar mit acht Stellen, also 1 Hz prinzipieller Toleranz anzeigen. Beim Teilen durch 1.000 wären nach wie vor nur sechs Stellen möglich.

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7 Hochfrequenzmessung

Fazit: Beim Umschalten von 1.000 auf 64 verbessert sich die Grundtoleranz je nach Messfrequenz (über oder unter 64 MHz) um eine oder zwei Dezimalstellen. Die Abb. 98 und 99 zeigen die Schaltung eines umschaltbaren Teilers 64/1000 mit FET-Vorstufe (kein 50-Ohm-Eingang). Der Teiler-IC U 664B von Telefunken ist heute schwer beschaffbar, bevor man ihn nicht hat, sollte man nicht an den Nachbau gehen.

Abb. 98: Schaltungsteil mit Vorstufe und U 664B des praxisgerechten Teilertastkopfs

Abb. 99: TTL-Schaltungsteil mit bipolarer Stufe des Teilertastkopfs

7.5 Vorteiler

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In der Praxis muss man immer wieder feststellen, dass ein interner Vorteiler nicht so sinnvoll ist, wie es auf den ersten Blick erscheinen mag. Der unvermeidlich niederohmige Eingang erweist sich nämlich oft als Nachteil: Ein Messpunkt wird zu stark belastet, und das Kabel bringt unerwünschte Kapazität ins Spiel. Wird so ein Vorteiler hingegen als Tastkopf aufgebaut, lässt sich problemlos ein hochohmiger und kapazitätsarmer Eingang vorsehen. Der Messpunkt kann direkt angetastet werden. Als Impedanzwandler bietet sich ein Dualgate-MOSFET an. Es wurde der BF 960 gewählt, da seine Eingangskapazität (Gate 1) typisch nur 1 pF beträgt. Als Ausweichtypen bieten sich BF 964 und 966 an. Der Einsatzfrequenzbereich dieser drei Typen wird mit je 1,3 GHz angegeben. Das deckt sich gut mit dem Leistungsvermögen des U 664B. Diese Transistoren besitzen interne Schutzdioden zwischen den Gates und der Source. R1 begrenzt bei Überspannung den Strom. R2 und R3 bestimmen den ohmschen Anteil der Eingangsimpedanz, der mit 1 MOhm veranschlagt werden kann. Infolge der Drain-Schaltung sind Tastkopf- und Teilerempfindlichkeit spannungsmäßig betrachtet praktisch identisch. Die Empfindlichkeit des ICs wird im Bereich 80 bis 1.000 MHz mit typisch 10 mV (Effektivwert einer Sinusspannung) angegeben. Der Teiler-IC benötigt nur eine minimale Außenbeschaltung. C6 dient der Asymmetrierung des Eingangs, während Pin 7, der zweite Pol des Differenzausgangs, unbeschaltet bleibt. Zunächst erfolgt eine Pegelaufbereitung durch den populären HF-Transistor BF 199. Dann schließen sich drei kaskadierte Teiler-ICs an, die gemeinsam durch 15,625 teilen. Dies ist ein wirklich krummer Wert, der aber in Zusammenhang mit der Teilung durch 64 genutzt wird: 64 x 15,625 ergibt exakt 1.000. Jeder der identischen Low-power-TTL-ICs teilt übrigens durch 2,5: 2,5 x 2,5 x 2,5 = 15,625. Das durch 64 oder 1.000 geteilte Signal wird schließlich kapazitiv ausgekoppelt. Der gesamte Teiler benötigt stabile 5 V als Betriebsspannung und nimmt etwa 80 mA auf. Die Schaltung wird komplett auf einer einseitig kaschierten Platine aufgebaut (Abb. 100 und 101). Diese Platine kann mit einem Schnitt von einer Europakarte (100 x 160 mm) abgetrennt werden. Ihre Größe wurde durch den Raum bestimmt, den übliche Kunststoff-Tastkopfgehäuse bieten. Es werden zwei größere Löcher zwecks Befestigung gebohrt. Die Dome müssen hier leicht hindurchgehen. Der übliche Lochdurchmesser für die Bauelemente ist 0,8 mm. Der FET sollte zuletzt eingelötet werden. Seine Beinchen werden im rechten Winkel so abgeknickt, dass sie in die vier Bohrungen passen. Diese haben 1,3 mm Durchmesser. Hier sollte besonders auf die Anschlusslage geachtet werden.

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7 Hochfrequenzmessung

Abb. 100: Das Platinenlayout von der Cu-Seite gesehen

Abb. 101: Der Bestückungsplan der Tastkopfplatine

C1 wird direkt an die Prüfspitze gelötet. Auch die Bohrungen zum Anschluss von Kabeln und für die Z-Diode sollten 1,3 mm Durchmesser haben. Für die Stecker St 1 und 2 wird flexibler Draht benutzt, zum BNC-Stecker St 3 führt dünnes Koaxkabel. Den Masseteil des Eingangs bildet eine über eine kurze Strippe angeschlossene Krokoklemme (K). Beim Muster wurde ein Stück von einer entsprechenden Experimentierschnur verwendet. Die Unterseite des Gehäuses ist hier diejenige, welche die Schrauben aufnimmt. In die andere Seite wird eine Aussparung für den Schalter eingebracht. Zusammen mit parasitären Kapazitäten summiert sich die Eingangskapazität auf ungefähr 5 pF. Das ist ein Wert, der bei der Messung an Kreisen bereits im Kurzwellenbereich durchaus beachtet sein will! Nach dem Anschluss der Versorgungsspannung über ein Amperemeter erfolgt eine Stromkontrolle (65–95 mA). Die Spannung an der Source sollte bei 2 V liegen.

7.5 Vorteiler

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Dann wird der Tastkopf zum weiteren Test an einen Zähler angeschlossen. Dieser Zähler wird nun im Rhythmus seiner Toröffnungszeit recht verschiedene Werte anzeigen. Das ist normal, denn der U 664B verfügt über eine interne Rückkopplung und schwingt daher ohne Eingangssignal wild. Für die Praxis bedeutet das keinen Nachteil, wenn man es weiß. Achtung bei der Anwendung: Überschreitet die Eingangsspitzenspannung den Wert 6 V, beginnt eine interne Schutzdiode zu leiten. Der durch eine solche Diode fließende Strom darf nur maximal 10 mA betragen! Bei 150 MHz wurden beim Durchmessen verschiedener Exemplare des U 664B Empfindlichkeitswerte zwischen 5 und 15 mV (effektiv) ermittelt. Bleibt die Eingangsspannung im Bereich 15 bis 300 mV, so erfüllt der Teilertastkopf seine Funktion garantiert. Die Abb. 102 und 103 zeigen ihn.

Abb. 102: Der geöffnete Tastkopf

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7 Hochfrequenzmessung

Abb. 103: Ansicht des einsatzbereiten Teilertastkopfs

Zusammenfassung Oszilloskop und Dipmeter sind zur Messung von Hochfrequenz meist viel zu ungenau. Daher darf auf keinem HF-Arbeitsplatz ein Zählfrequenzmesser fehlen. Auch einfache Geräte liefern schon gute Ergebnisse, so zeigte ein BausatzZähler mit sehr simplem Thermostat beim Autor nach dem Aufbau vor zwölf Jahren 1,8 ppm und bei Manuskriptabgabe 3 ppm (18 bzw. 30 Hz gegenüber ZDF-Referenzfrequenz 10 MHz) zu viel an. Der gewissenhafte Anwender sollte das Einlauf- und Temperaturverhalten seines Zählers gut kennen und von Zeit zu Zeit neu ermitteln, um die Langzeitdrift durch Alterung zu berücksichtigen. Dazu ist eine Referenzfrequenz-Quelle erforderlich.

8 Kapazitäts- und Induktivitätsmessung

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8 Kapazitäts- und Induktivitätsmessung

Sogar einige preiswerte Multimeter besitzen heute eine Kapazitäts-Messmöglichkeit. Damit sind ausreichend genaue Kapazitätsmessungen kein Problem und SelbstbauMessgeräte überholt. Bei der Induktivitätsmessung sieht das etwas anders aus. Hier gibt es neben dem üblichen Einsatz eines LC-Meters mehrere unkonventionelle Möglichkeiten, zu denen auch die im folgenden Kapitel beschriebene mithilfe eines HF-Generators zählt.

8.1 Kapazitätsmessung Man achte beim Kauf eines Multimeters auf einen möglicht kleinen KapazitätsMessbereich. In der Reihe PeakTech wären hier die Modelle 3335 (Preis etwa 33 @) und 3820 (Preis etwa 35 @) zu nennen. Sie haben je 2 nF mit 4 % Toleranz als kleinsten Bereich. Kleinere Bereiche bieten wesentlich teurere Geräte auch nicht. Das neue PeakTech 3325 (Abb. 104) erleichtert auch die Kapazitätsmessung durch automatische Bereichswahl.

Abb. 104: Das automatische PeakTech 3325 kam 2006 auf den Markt und besitzt fünf Kapazitäts-Messbereiche ab 40 nF (Werksbild, Quelle: Lau GmbH)

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8 Kapazitäts- und Induktivitätsmessung

Man sollte den Kondensator immer direkt anschließen und darauf achten, dass die Anschlüsse blank und frei von Zinnresten sind. Insbesondere Kondensatoren mit kleiner Kapazität sollte man beim Messen nicht berühren. Eine Besonderheit stellen Kapazitätsdioden dar. Hier sind die Informationen zum Kapazitätsverlauf über der Spannung in der Regel recht dürftig. Meist findet man nur zwei Kapazitätswerte, nämlich für eine sehr geringe und eine sehr hohe Spannung. Die genaue Messung dieser Kapazitätswerte ist recht problematisch, da eine Serieninduktivität zu berücksichtigen ist. Die Messfrequenz sollte also recht gering sein, was jedoch die Messung der kleinsten Kapazität bei höchster Abstimmspannung behindert. Für meist ausreichend genaue Ergebnisse können wir ein übliches Digitalmultimeter (DMM) mit geringer Zusatzbeschaltung nach Abb. 105 nutzen. Dabei müssen wir

Abb. 105: Zusatzschaltung zur Messung von Kapazitätsdioden

den „kalten“ Anschluss bei den Klemmen CX ermitteln (Masse). Ist er nicht eindeutig als solcher gekennzeichnet, machen wir einen Test durch Berühren mit dem Finger. Die Anzeige darf sich dabei nicht verändern. Die beiden zusätzlichen Bauelemente sind unkritisch. Wir können nun bequem beliebig viele Werte in einer Tabelle erfassen. Schwieriger als die Ermittlung der Kapazität einer Varicap ist die Messung der Eigenkapazität einer Spule. Hier liegt ja gewissermaßen eine beachtliche Induktivität (eben die Induktivität der Spule) parallel, die stört. Der Praktiker schätzt die Eigenkapazität daher anhand folgender Regeln:

8.2 Induktivitätsmessung

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– Bei einlagigen zylindrischen Luftspulen mit einem Drahtabstand von maximal dem Drahtdurchmesser ist die Eigenkapazität in Picofarad etwa so groß wie der Spulendurchmesser in Zentimetern. – Bei ebensolchen Spulen mit einem deutlich größeren Drahtabstand als dem Drahtdurchmesser ist die Eigenkapazität in Picofarad etwa halb so groß wie der Spulendurchmesser in Zentimetern. Spulenlänge und Windungszahl spielen bei dieser Abschätzung also keine Rolle. Ein Trick zur genaueren Messung besonders kleiner Kapazitäten: Man benutzt dazu einen Kondensator, dessen Kapazität etwas geringer als der kleinste Messbereich ist (z. B. 1,8 nF oder 3,3 nF), misst und notiert dessen Kapazität und fügt dann den kleinen Kondensator parallel hinzu. Die Kapazitätszunahme entspricht dessen Kapazität. Spezielle LC-Messgeräte, wie sie auch als Bausatz erhältlich sind, messen direkt kleine Kapazitäten auf Hundertstel eines Picofarad genau.

8.2 Induktivitätsmessung Ein solches LC-Meter wird auch für die Induktivitätsmessung benötigt, denn Multimeter mit L-Messmöglichkeit sind kaum bekannt. Eine Ausnahme macht beispielsweise das bei Ramsey für rund 100 USD erhältliche DMM240 mit seinen sechs Induktivitäts-Messbereichen (Abb. 106). Gibt man in eine Internet-Suchmaschine

Abb. 106: Der kleinste Messbereich des DMM240 ist 200 µH (Werksbild, Quelle: Ramsey)

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8 Kapazitäts- und Induktivitätsmessung

den Begriff „LC Meter“ ein, erhält man zahlreiche informative Links. Viele der Geräte arbeiten mit dem PIC 16F84, wie auch das in Abb. 107 gezeigte Gerät. Typische Auflösungen sind 10 fF (0,01 pF!) und 1 nH.

Abb. 107: LC-Meter als Tischgerät (Quelle: www.sprut.de)

Für eine exakte Messung kleiner Kapazitäten und Induktivitäten kommt man um Anfertigung und Einsatz sorgfältig hergestellter „Adapter“ ähnlich Abb. 108 nicht herum. Die zum Lieferumfang gehörenden Messleitungen vermeide man jedenfalls tunlichst. Bei kleinen Kondensatoren mache man den Nullabgleich unmittelbar vor Auflöten des zweiten Anschlussdrahts, um auch die „Umgebungskapazität“ zu berücksichtigen. Bei Spulen hingegen erfolgt der Nullabgleich bei einem gut leitenden Kurzschluss der Adapter auf kürzestem Wege. Auch diese Geräte benötigen eine Einlaufzeit von mindestens 15 min für genaueste Anzeige.

8.3 Induktivitätsmess-Zusätze zu DMM und Zähler

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Abb. 108: Selbstbau-Adapter zur Messung kleiner Kapazitäten und Induktivitäten im LC-Meter von AADE (Quelle: AADE)

8.3 Induktivitätsmess-Zusätze zu DMM und Zähler Wer nicht über 100 @ für die Induktivitätsmessung ausgeben will, kann die in Abb. 109 gezeigte Zusatzschaltung zur Induktivitätsmessung mit einem Digitalmultimeter auf einem Stück Lochrasterplatine nachbauen. Natürlich ist auch der Einbau in ein kleines Plastikgehäuse sinnvoll. Die Schaltung besteht aus einem 400-kHz-Oszillator mit dem Operationsverstärker CA 3100, dessen Ausgangsspannung mit S voll oder um 10 geteilt abgegriffen werden kann. Der folgende MAX 436 ist ein BreitbandTransconductance-Verstärker, in deutschsprachigen Ländern besser als Instrumentationsverstärker bekannt. Er liefert einen der Eingangsspannung proportionalen Strom. Dieser erzeugt an der Spule mit ihrem Blindwiderstand XL = 6,28 x f x L eine proportionale Spannung. Diese wiederum wird von T definiert (20 dB) verstärkt und in der Verdopplerschaltung mit D5 und D6 gleichgerichtet. Das Digitalvoltmeter im 20-V-Messbereich (DC) zeigt im kleinen Bereich die Induktivität direkt an (z. B. 1 V = 1 µH), im großen Bereich ist die Anzeige mit 10 zu multiplizieren (z. B. 10 V = 100 µH). Alle Bauelemente sind sehr preiswert. Zur Versorgung wird ein symmetrisches Netzteil benötigt.

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8 Kapazitäts- und Induktivitätsmessung

Abb. 109: Zusatzschaltung zur Induktivitätsmessung mit DMM

Man kalibriert mit einer Festinduktivität 15 oder 18 µH bzw. 150 oder 180 µH durch Einstellen des Trimmers 25 kOhm. Auf Grund der Nichtlinearität des Gleichrichters entsteht bei 1 µH bereits ein Fehler von –30 %, erst ab 2 µH kann man recht genau messen. Nimmt man eine kleine Rechnung in Kauf, geht es mit einer noch wesentlich einfacheren Schaltung nach Peter Cole (Abb. 110). Hintergrund: Man setzt die Spule in einen Oszillator ein, misst dessen Frequenz und rechnet gemäß der Formel L = 25.300/(f2xC) L in µH f in MHz C in pF die Induktivität aus. C wählt man beispielsweise mit 82 pF, so dass sich unter Berücksichtigung parasitärer Kapazitäten insgesamt etwa 100 pF ergeben, was wiederum zur einfachen Formel L = 253/f2 L in µH f in MHz

8.4 Es geht auch mit der Soundcard!

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Abb. 110: Vorteilhafter Universaloszillator zur indirekten Induktivitätsbestimmung (Quelle: Ham Radio Today, August 1995)

führt. Die Frequenz misst man vorteilhaft an R2 gegen Masse oder sieht hier noch einen Source- oder Emitterfolger zur Enkopplung vor. Bei einer Frequenz von 3 MHz beträgt die Induktivität also 28,1 µH (253/9). Der vorteilhafte Universaloszillator lässt sich bei entsprechendem Aufbau bis in den VHF-Bereich verwenden.

8.4 Es geht auch mit der Soundcard! Der belgische Funkamateur Rik Strobbe hat ein Freeware-Programm entwickelt, das die RLC-Messung mithilfe von PC/Notebook und Soundcard (16 Bit, 44 kHz) mit Line-in-Anschluss gestattet. Es läuft ab Windows 98, also auch auf älteren Computern. Auf diese Weise sind Kondensatoren ab 5 pF und Spulen ab 5 µF erfassbar. Die Toleranz beträgt 1 pF/µH bzw. 5 %. Zum Kalibrieren benötigt man nur einige bekannte Bauelemente. Man geht im Internet auf www.qsl.net/on7yd, klickt den Punkt „Software“ an und dann „RCL Meter“, wo man eine E-Mail-Adresse eingibt, zu der das Programm dann als ZIP-Datei geliefert wird.

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8 Kapazitäts- und Induktivitätsmessung

Zusammenfassung Besonders in Lehre und Ausbildung sollte ein LC-Meter zur Messung von Kapazität und Induktivität zur Verfügung stehen. Es ist heute mikroprozessorgesteuert und bietet weite Messbereiche bei guter Genauigkeit. Gelegenheits-Entwickler, Amateure und Bastler benötigen dieses Messgerät nicht unbedingt, wenn sie ein Multimeter mit Kapazitäts-Messmöglichkeit besitzen und klug genug sind, Induktivitäten auf unkonventionelle Art zu ermitteln. Durchaus zukunftsträchtig ist die Lösung auf Basis einer Soundcard.

9 Messungen mithilfe eines HF-Generators

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9 Messungen mithilfe eines HF-Generators

Ein HF-Generator ist sowohl für Lehre als auch Entwicklungs- und Reparaturpraxis sehr wichtig, denn viele Messungen basieren auf einem definierten Signal. In diesem Kapitel gibt es Tipps zur Anschaffung eines solchen Generators und „Kochrezepte“ für typische Messungen damit.

9.1 Für passive Messobjekte Wieso ist ein Generator ein Messgerät, er kann ja gar nichts anzeigen? Generatoren zählen zu den Messgeräten, weil viele Messobjekte in dem Sinn passiv sind, dass sie ein Messsignal nicht selbst liefern. Ein solches passives Messobjekt ist beispielsweise ein Filter, Verstärker oder Empfänger, obwohl Verstärker und Empfänger aktive Bauelemente besitzen. Ein aktiver Mischer – ein Mischer, der eine Betriebsspannung benötigt – ist ebenfalls ein passives Messobjekt. Übrigens zählt man auch Labor-Stromversorgungen zu den Messgeräten. Der Grund ist, dass zu messende aktive Baugruppen, wie Verstärker, bei sorgfältigen Messungen oft mit minimaler, nominaler und maximaler Betriebsspannung zu betreiben sind.

9.2 Preiswerte HF-Generatoren Während man Oszilloskope und Frequenzzähler bei bekannten Anbietern, wie Conrad oder Reichelt, erwerben kann, muss man in punkto HF-Generator einen anderen Weg gehen. Messgeräte-Spezialhändler, wie Rosenkranz oder MBMT, bieten zwar gebrauchte, aber geprüfte Geräte an, doch ist neuerdings kaum mehr etwas unter 500 @ dabei. Äußerst interessante Angebote sind häufig bei ebay.com zu beobachten (Suchbegriff: RF Generator). Allerdings muss man hier damit rechnen, dass der Zoll noch seinen Tribut fordert (pauschal bei Auslieferung oder verbunden mit Abholung beim nächsten Hauptzollamt). Weiter zu beachten: Das Gerät muss sich auf europäische 220/230 V einstellen lassen.

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9 Messungen mithilfe eines HF-Generators

Was sind die wichtigsten Anforderungen an einen HF-Generator? Der Preis steigt in der Regel mit dem Frequenzbereich, darüber hinaus sind aber wichtig: – – – – –

Stabilität (insbesondere Frequenzstabilität) Präzision der Frequenzeinstellung Frequenzanzeige Einstellbereich und Stufung des Pegels Zusatzfeatures, wie Modulation oder Ausgang für Frequenzmesser.

Im Preisniveau bis 400 @ lassen sich drei Grundtypen festmachen: Einfache LC-Generatoren Zu Preisen ab 10 USD werden betagte Geräte beispielsweise der Firmen Marconi, Realistic oder Heathkit (Abb. 111) angeboten. Oft sieht man ihnen am „Design“ das

Abb. 111: Ansicht des einfachen LC-Generators Heathkit IG5280

Alter schon an. Dennoch taugen diese Geräte noch für viele Messungen, und ihr Preis-Leistungs-Verhältnis ist unschlagbar. Typisch sind drei Frequenzbereiche bis ungefähr 50 MHz. Die teils erstaunlich soliden Konstruktionen sichern ausreichende Stabilität, richtig entwickelte LC-Oszillatoren glänzen zudem grundsätzlich durch ein „sauberes“ Signal (geringe Verzerrungen, niedriges Seitenbandrauschen). Präzisions-LC-Generatoren Einen hochwertigen LC-Generator kann man mit etwas Glück für weniger als die Versandkosten ersteigern. Besonders interessant erscheinen die Typen für 0,1 bis

9.2 Preiswerte HF-Generatoren

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150 MHz in sechs Bereichen, welche auch die dritte Harmonische bereitstellen, so dass man bis 450 MHz messen kann. Hintergrund-Info: Jede von der Sinusform abweichende Schwingung, also auch eine leicht verzerrte „Sinusschwingung“, ist eine Überlagerung „reiner“ Sinusschwingungen, Harmonische genannt. Als erste Harmonische bezeichnet man die „reine“ Grundschwingung oder Grundwelle. Die Frequenzen aller anderen möglichen Harmonischen sind exakt um die Faktoren 2, 3, 4, 5 usw. größer. Die Harmonische mit zweifacher Frequenz bezeichnet man als zweite Harmonische oder erste Oberwelle, die Harmonische mit dreifacher Frequenz als zweite Oberwelle usw. Bei einer verzerrten Sinusschwingung oder auch bei einem „symmetrischen“ Rechtecksignal (Impuls-Pause-Verhältnis 1 bzw. Tastverhältnis 0,5) sind die geradezahligen Harmonischen theoretisch nicht vorhanden. Daher wird bei obigen Generatoren die dritte Harmonische genutzt. Zu nennen wären hier die Typen Eico Model 324, TSG-17 oder B&K Precision 2005B (Abb. 112). Nicht nur die Grundwelle, auch die Harmonische ist dank perfektionierter LC-Technik wohlgeformt und praktisch rauschfrei (Abb. 113). Für Präzisions-LC-Generatoren liegen Kaufpreise im Bereich von nur 50 bis 100 USD. Synthesizer-Generatoren HF-Signalgeneratoren auf Basis einer PLL (phase-locked loop, phasenstarre Schleife, Phasenregelkreis) oder vielleicht auch der DDS (direct-digital synthesis, direkte digitale Synthese) haben nicht nur ein modernes Aussehen, sondern glänzen in erster Linie durch komfortable Einstellung und Anzeige insbesondere von Frequenz und Pegel. Der Autor nutzt beispielsweise ein russisches Gerät für Frequenzen bis 100 MHz mit präziser Pegeleinstellung in 126 1-dB-Schritten. Zum Entstehungszeitpunkt dieses Buches waren auf ebay.com z. B. mehrere Geräte der Marke Fluke

Abb. 112: Ansicht des B&K Precision 2005B für 0,1 bis 450 MHz

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9 Messungen mithilfe eines HF-Generators

Abb. 113: Die Spektraldarstellung des 450-MHz-Signals (dritte Harmonische) ist makellos

Abb. 114: Synthesized RF Generator Fluke 6060A/AN

6060A/AN mit einem Frequenzbereich von 0,4 bis 1.050 MHz und einem Pegelbereich von –137 bis +13 dBm im Angebot. Abb. 114 zeigt ein Gerät. Preise liegen bei etwa 350 USD. Solche PLL-Genratoren sind schon seit den siebziger Jahren bekannt. Oft leuchtet die digitale Frequenzanzeige etwas schwach. Um Ablesefehler zu vermeiden, kann man eine Blende oder ein Stück durchscheinendes Material anbringen. In den letzten Jahren sind DDS-Baugruppen aufgekommen, wie ein Generatormodul der Firma ELV für 0–20 MHz als autonome Baugruppe oder der mit einem PC steuerbare AK Modul Bus für ebenfalls 0–20 MHz. Der Frequenzbereich ist meist recht bescheiden und der Ausgangspegel unveränderbar. Dass Besseres möglich ist, beweist ein DDS-Projekt für Frequenzen bis 160 MHz, das im Wesentlichen auf dem

9.3 Resonanzfrequenz bestimmen

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Schaltkreisen AD 9951 mit seinem vorteilhaften 14-Bit-A/D-Wandler und dem PIC 16F877 beruht. Durchaus interessant ist auch der von der australischen Firma Softmark stammende DDS-Generator-Baustein USB 9850, der Frequenzen bis 85 MHz erzeugt und über einen Pegel-Einstellbereich von 44 dB verfügt. Er wird einfach an die USB-Schnittstelle eines PCs angeschlossen, alle Einstellungen erfolgen mit Tastatur oder Maus anhand einer nachgebildeten Generator-Frontplatte auf dem Bildschirm. Der USB 9850 wurde für etwa 60 USD auf ebay.com angeboten.

9.3 Resonanzfrequenz bestimmen Die Bestimmung der Resonanzfrequenz eines Schwingkreises ist in der Funkpraxis oft sehr wichtig. Theoretisch erfolgt das durch Rechnen, wobei L und C bekannt sein müssen. Doch reicht die Theorie oft nicht in die Praxis hinein, weil man sich bei den Werten nicht sicher ist oder weil man den verfälschenden Einfluss der „Umwelt“ des Schwingkreises (parasitäre Kapazität der Spule und der Leitungen, Einfluss angeschlossener Baugruppen) nicht genau genug kennt. Zur Messung benötigt man ein möglichst starkes Signal mit variabler Frequenz, das man sehr niederohmig in den Kreis einkoppelt, indem man eine oder mehrere Hilfswindungen lose um die Spule legt. Mit dem Oszilloskop wird die Resonanzspannung dargestellt. Man variiert die Frequenz, bis das Maximum erreicht ist. Dies ist allerdings noch nicht die exakte Resonanzfrequenz, da das Scope eine kapazitive Komponente einbringt. Durch Vorschalten eines kleinen Kondensators und/oder Einsatz eines Vorteilers wird der verfälschende Einfluss des Scopes so weit gemindert, wie das möglich ist. Es ist nun verständlich, warum ein möglichst großes Generatorsignal hier von Vorteil ist. Ist das Maximum nicht „spitz“ genug ausgeprägt, so bestehen noch Reserven bei der Optimierung der Ankopplung, oder der Kreis selbst hat eine zu geringe Güte. Im letzten Fall ist eine weitere Verbesserung des Messergebnisses nicht möglich. Unbedingte Voraussetzung ist die Verwendung des empfindlichsten Scope-Bereichs von z. B. 10 mV/T. Mit einem Koppelkondensator von maximal 1 pF, den wir am besten direkt vom Schwingkreis-Hochpunkt auf den Scope-Eingang legen, ist in aller Regel eine ausreichend genaue Messung möglich. Eine andere Möglichkeit besteht in der Formung einer kleinen Schleife aus einer Laborstrippe, die an den Scope-Eingang angeschlossen und nur soweit in die Nähe des Schwingkreises gebracht wird, dass die Anzeige zur Feststellung des Maximums ausreicht.

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9 Messungen mithilfe eines HF-Generators

9.4 Schwingkreisgüte ermitteln Je höher die Güte eines Schwingkreises, umso schmäler ist die Resonanzkurve – und umso höher ist die Resonanzspannung. Wir nutzen zur Gütemessung das erste Kriterium „Bandbreite“. Kurz zum Thema „Güte“: 1. Man unterscheidet zwischen Leerlaufgüte und Betriebsgüte. Die Leerlaufgüte ist die Güte des unbelasteten Kreises und immer höher als die Betriebsgüte, d. h., die Güte des an (transformiertem) Generator-Innenwiderstand und/oder Lastwiederstand liegenden Kreises. 2. Die Schwingkreisgüte ist mehr oder weniger frequenzabhängig. Mit steigender Frequenz wird es schwieriger, eine hohe Güte zu erreichen. Betriebsgüten im Kurzwellenbereich liegen in der Regel im Bereich 10 bis 100. Leerlaufgüten können wesentlich höher sein. 3. Die Güte ist nichts weiter als das Verhältnis von Resonanzfrequenz zu –3-dBBandbreite. Es handelt sich dabei um eine willkürliche Festlegung. –3 dB bedeutet halbe Leistung. Halbe Leistung wiederum bedeutet Rückgang der Spannung auf 71 %. Wir müssen also wieder die Spannung am Kreis messen. Im Gegensatz zur Bestimmung der Resonanzfrequenz kommt es hierbei sehr auf eine möglichst lose Ankopplung des Generators mit seinen nur 50 Ohm Ausgangswiderstand und des Oszilloskops mit seinem mit der Frequenz stark fallenden Eingangswiderstand an. Bei Frequenzen über 5 MHz ist grundsätzlich anzuraten, nur induktiv ein- und auszukoppeln, falls die Spule das zulässt. Das birgt zwar die Gefahr eines induktiven Nebenschlusses (Einkoppelwicklung koppelt direkt auf Auskoppelwicklung), erlaubt aber loseste Kopplung, die mit steigender Leerlaufgüte immer wichtiger wird. Bei Luftspulen geht man möglichst so vor, dass die Einkoppelwicklung mit Abstand außen an einem Ende um die Spule gelegt wird, während man die Auskoppelwicklung so klein macht, dass man sie – angelötet an dünnes Koaxkabel, das direkt zum Scope führt – am anderen Ende leicht in die Spule schieben kann. Damit besteht ein recht großer Abstand zwischen den Koppelwicklungen, die zudem noch durch die Spule getrennt sind. Grundsätzlich gilt: Die Messanordnung, welche die geringste Bandbreite liefert, ist die beste. Auch hier ist wieder größte Generatorleistung bei höchster Scope-Empfindlichkeit wichtig, denn umso mehr dies der Fall ist, umso loser kann gekoppelt werden. Die Generatorfrequenz wird vom Maximum nach unten und oben verändert, bis je 29 % Rückgang der Spannung erfolgt sind (bringt man das Maximum auf drei Kästchen, registriert man den Rückgang auf etwas über zwei Kästchen). Die drei Frequenzen werden notiert, dann Bandbreite und Güte errechnet. Beispiel:

9.6 Test von Empfängern

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Maximum 27,2 MHz 29 % Rückgang bei 26,95 und 27,4 MHz Bandbreite = 27,95 MHz – 26,4 MHz = 0,45 MHz Güte = 27,2 MHz/0,45 MHz = 60,4 Dr. Clemens Paul und Heinrich Reiter haben sich intensiv mit der Gütemessung befasst. Dabei wurde beispielsweise in einem 15-MHz-Kreis, bestehend aus einer Vierwindungsspule aus 10-mm-Weichkupferrohr mit 15 cm Durchmesser und einem Kondensator 30 pF, gemessen und eine Güte von 1.400 ermittelt. Dabei dienten zwei kleine Spulen mit etwa 1 cm Durchmesser zum Koppeln. Andere Kopplungsarten erbrachten deutlich geringere und somit falsche Bandbreite- bzw. Gütewerte. Wenn die Messspule aus dem Messkreis, oder besser aus der „Messlinie“ entfernt wurde, reduzierte sich der HF-Pegel am Messempfänger nur um 7 dB. Der Nebenschluss war also hoch und somit keine Basis für genaue Messung. Ganz anders bei der doppelt magnetischen Kopplung. Die zwei kleinen Spulen, wesentlich näher an der Messspule angebracht, erbrachten eine „Bypassdämpfung“ weit über 20 dB.

9.5 Filter und Übertrager ausmessen Die Ermittlung der Übertragungscharakteristik von Vierpolen, wie Baluns, Spulenfiltern oder Quarzfiltern, erfolgt bequem durch Wobbeln. Besonders schön dabei ist, dass man bei Justagen sofort sieht, was geschieht. Aber auch die punktweise Aufnahme der Übertragungskennlinie mit einem Signalgenerator ist möglich. Man schließt den Vierpol mit 50 Ohm ab und schaltet das Oszilloskop parallel. Dann verändert man die Frequenz von geringen zu hohen Werten. Beim Maximum stellt man den Pegel auf drei oder sechs Kästchen – der Abfall auf reichlich zwei oder vier Kästchen markiert dann die 3-dB-Grenzfrequenzen. Tipp: Der Bezeichnung „Breitbandübertrager“ sollte man nicht unbedingt trauen und besser die Durchgangsdämpfung im gesamten Einsatzbereich ermitteln.

9.6 Test von Empfängern Leicht kann man Empfindlichkeit, Spiegelfrequenz-Unterdrückung und Signalstärke-Anzeige überprüfen. Empfindlichkeit: Man schaltet auf CW oder SSB und speist ein kleines Signal ein, das einen 1-kHz-Ton ergibt. Nun vermindert man den Pegel so weit, bis das Signal

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9 Messungen mithilfe eines HF-Generators

gerade nicht mehr aufnehmbar (zu hören) ist. Die Lautstärke sollte dabei nicht zu gering eingestellt sein. Man kann einen Ton etwa dann gerade nicht mehr hören, wenn der Rauschabstand 0 dB beträgt, wenn der Ton also genauso stark wie das Rauschen ist. Dieses Grundrauschen des Empfängers bestimmt seine Empfindlichkeit und entspricht dem eingespeisten Pegel. In Stellung CW ist es geringer als in Stellung SSB, denn die Bandbreite ist bei SSB größer als bei CW. Man kann nun noch 10 dB aufschlagen und erhält in etwa die übliche Empfindlichkeitsangabe für 10 dB Störabstand (SINAD). Signalstärke-Anzeige: Bei fast allen Empfängern ist diese Anzeige stark fehlerbehaftet. Man kann sich eine Korrekturtabelle anfertigen, indem man definierte Pegel einspeist. Unter 30 MHz bedeutet die höchste Stufe S9 50 µV an 50 Ohm. Die Stufen sind stets 6 dB entfernt (halbe bzw. doppelte Spannung), S8 bedeutet also 25 µV an 50 Ohm usw. Spiegelfrequenz-Unterdrückung: Man errechnet für eine bestimmte eingestellte Frequenz f die Spiegelfrequenz: fSpiegel 1 = f + 2 x ZF (Oszillatorfrequenz größer als f) fSpiegel 2 = f – 2 x ZF (Oszillatorfrequenz kleiner als f) Man stellt den Messsender auf fSpiegel 1 bzw. fSpiegel 2 und erhöht die Amplitude so weit, dass deren Signalstärke-Anzeige einen deutlichen Ausschlag ergibt. Dann stellt man am Messende f ein, ohne die Amplitude zu verändern. Die Differenz zwischen erstem und nun angezeigtem Wert ergibt die Spiegelselektion. Werden die üblichen S-Stufen zugrunde gelegt, ist diese Differenz mit 6 zu multiplizieren.

9.7 Induktivitätsermittlung Die Induktivitätsbestimmung mit dem HF-Generator setzt beim Blindwiderstand der Spule an: XL = 6,28 x f x L Schaltet man einen reellen 50-Ohm-Widerstand an einen HF-Generator, fällt die Spannung auf die Hälfte (–6 dB). Nimmt man einen Blindwiderstand 50 Ohm, beträgt der Rückgang aber nur 29 % bzw. 3 dB (Abb. 115). Dieser dem HF-Techniker geläufige Rückgang kann für das einfache Messverfahren ausgenutzt werden. – Man stellt am Generator für das genaueste Ergebnis die höchste Spannung von beispielsweise 2 V (Leerlauf) ein.

9.8 Impedanzmessung

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Abb. 115: Induktivitätsbestimmung mit dem HF-Generator nach der „50-Ohm-Methode“

– Man schaltet direkt an den Generatorausgang ein breitbandiges HF-Voltmeter, im einfachsten Fall eine Diode 1N4148 mit 10-nF-Glättungskondensator und Multimeter. (Diese simple Schaltung sollte hervorragend funktionieren.) – Man stellt am Generator die höchstmögliche Frequenz ein. – Man schließt direkt am Generatorausgang die Spule an und senkt die Frequenz, bis die Spannung um 29 % gefallen ist. (XL beträgt dann 50 Ohm.) – Man rechnet die Induktivität aus: L in µH = 50 Ohm/6,28 x f in MHz L in µH = 7,96 Ohm/f in MHz Beträgt die „–3-dB-Frequenz“ beispielsweise 29 MHz, so hat die Spule eine Induktivität von 0,274 µH (7,96 Ohm/29 MHz). Kontrollrechnung: 50 Ohm soll sein 6,28 x 29 MHz x 0,274 µH 50 Ohm = 50 Ohm

9.8 Impedanzmessung Impedanz ist eine elegante zweite Bezeichnung für „komplexer Widerstand“ (vgl. Abb. 12). Hinter dem, was als Impedanzmessung dargestellt wird, steckt oft nur eine Scheinwiderstandsmessung. Der Scheinwiderstand ist bekanntlich der Betrag der Impedanz, es entfällt hier also die Information, ob die Impedanz positiv (induktiv) oder negativ (kapazitiv) ist. Dies zu wissen, ist aber meist wichtig. Misst man zum Beispiel den Scheinwiderstand an einer Antenne, so weiß man bei einer Abweichung von der Norm nicht, ob die Antenne zu kurz oder zu lang ist.

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9 Messungen mithilfe eines HF-Generators

Impedanzen bzw. Scheinwiderstände ermittelt man in der Regel mit einer HFMessbrücke. Eine Messbrücke besteht bekanntlich aus vier Widerständen, wobei einer der zu ermittelnde Widerstand ist, also extern angeschlossen wird. Die drei internen Widerstände können reell (rein ohmsch) sein oder auch teilweise kapazitiv, wie bei der Schering-Brücke zur Bestimmung von kapazitiven Impedanzen oder der Maxwell-Brücke zur Bestimmung von Induktivitäten oder induktiven Impedanzen. Die HF-Messbrücke wird beispielsweise von einem HF-Generator gespeist. Durch eine kleine Frequenzänderung kann man leicht feststellen, ob die Messgröße ohmsch, kapazitiv oder induktiv ist. Im ersten Fall bleibt die Anzeige gleich, im zweiten Fall sinkt sie und im dritten Fall steigt sie bei Frequenzerhöhung. Eine andere Möglichkeit besteht im Zuschalten (Reihenschaltung) eines Kondensators geeigneter Größe zum Messobjekt. Der Betrag des Blindwiderstands des Zusatzkondensators muss deutlich kleiner als der gemessene Scheinwiderstand sein. Für Scheinwiderstände im Bereich 25 bis 200 Ohm wählt man beispielsweise bei 1 (3, 10, 30) MHz 33 (10, 3,3, 1) nF entsprechend jeweils etwa –5 Ohm Blindwiderstand. Ist der zu messende Scheinwiderstand kapazitiv, steigt die Anzeige bei Zuschalten des Kondensators, ist er induktiv, sinkt die Anzeige, da eine Kompensation des induktiven Anteils erfolgt. Eine qualifizierte und preiswerte Messung ermöglicht der italienische Bausatz „HFImpedanzmessbrücke“, zu dessen Beschreibung man nach Eingabe von „HF Messbrücke“ in google im Internet gelangt (Abb. 116). Mit dieser einfachen Baugruppe und einem HF-Generator sowie einem DMM lassen sich Impedanzen bis 150 MHz, wie z. B. der Eingangswiderstand einer 2-m-Amateurband-Antenne, mit für die Praxis ausreichender Genauigkeit bestimmen. Die Messbrücke wird mit einem kleinen Weißblechgehäuse geliefert.

Abb. 116: Ansicht der HF-Impedanzmessbrücke von beam

10 Was ist, was kann ein Dipper?

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10 Was ist, was kann ein Dipper?

Das Dipmeter, kurz Dipper, war einst in Bastler- und Amateurkreisen sehr populär. Die vielen Möglichkeiten des Experimentierens, Lernens und Verstehens, die es bietet, sind nach wie vor faszinierend. Bei all dem darf man aber nicht vergessen, dass das klassische Dipmeter kaum als Messgerät angesehen werden kann, weil seine Anzeigegenauigkeit einfach zu gering ist.

10.1 Dipper und Zähler Das Dipmeter war einst ein „Standardmessgerät“ der Funkamateure. Es wurde von ihnen vielseitig im Frequenzbereich 100 kHz bis 150 MHz eingesetzt. Je preiswerter andere, richtige Messgeräte, wie Zähler oder Millivoltmeter (zunächst in Form des Röhrenvoltmeters, dann transistorisiert) wurden, desto mehr kam der Dipper aus der Mode. Es gibt heute kaum noch Fertiggeräte zu kaufen. Insbesondere die Erschwinglichkeit und Genauigkeit von Zählfrequenzmessern scheint der Popularität des Dipmeters geschadet zu haben. In der Tat schlägt ein Zähler einen Dipper in der Genauigkeit um mehrere Größenordnungen – ein wichtiger Punkt auch in der Amateurtechnik. Von Anfang an wurde das Dipmeter ganz treffend als „Zollstock des Amateurs“ bezeichnet. Trotzdem ist es auch heute noch interessant, denn taugt es auch kaum als Messgerät, so kann man doch daran und damit eine Menge lernen.

10.2 Anatomisches und Historisches Dip kann man mit „Durchhang“ oder „eintauchen“ übersetzen. Dies bezieht sich auf die Reaktion des Zeigers eines Dipmeters. Diese Reaktion tritt um eine bestimmte Frequenz herum ein. Das Messinstrument liefert hier also keinen Messwert, sondern dient nur als Indikator für einen bestimmten Zustand. Dieser Zustand ist die prinzipielle Gleichheit zweier Frequenzen, nämlich der Frequenz des Oszillators im Dipper und der Resonanzfrequenz des untersuchten Kreises.

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10 Was ist, was kann ein Dipper?

Den Messwert entnimmt man der Skala des Dipmeters. Dabei kommen recht hübsche Toleranzen zustande. Eine Verbesserung lässt sich erzielen, wenn man die Frequenz des Dipper-Oszillators mit einem externen Zähler messen kann. Das Grundübel liegt aber in der magnetischen Kopplung von Dipper-Schwingkreis und untersuchtem Kreis. Diese Kopplung muss nämlich für einen merklichen Dip so stark sein, dass der unerwünschte Einfluss des Dippers die Messfrequenz gegenüber der Resonanzfrequenz ohne Dipper-Einfluss in aller Regel um einige Prozent (!) senkt. Bei der Gütebestimmung kann man dem Dipper nicht trauen. Insbesondere bei hoher Leerlaufgüte des zu untersuchenden Kreises wird er durch seinen Einfluss ein stark abweichendes Ergebnis liefern. Ein Dipmeter ist also ein einfaches Geräte zur groben Bestimmung von Frequenzen im HF- und/oder UKW-Bereich. Dazu besitzt es einen abstimmbaren Resonanzkreis, bestehend in aller Regel aus einer Luftspule und einem Drehkondensator. Dieser Schwingkreis ist Teil eines Oszillators, über dessen Ausgangsspannung oder Betriebsstrom das Messwerk einer Anzeigeschaltung informiert. Die Oszillatorfrequenz kann z. B. auf einer Skale um den Drehkondensator-Betätigungsknopf abgelesen werden. Da das Feld der Spule den unmittelbaren Raum erfüllt, kann der Kreis leicht lose an andere, nicht schwingende Kreise oder Kabel gekoppelt werden. Je nach Oszillatorfrequenz entziehen diese dem Oszillator Energie, so dass Ausgangsspannung und Betriebsstrom zurückgehen. Den entsprechenden Rückgang des Zeigerausschlags bezeichnet man als Dip. Er tritt auf, wenn der zu messende Kreis resonant ist oder das Kabel auf Grund seiner elektrischen Länge einen Kurzschluss für die Messfrequenz darstellt. Damit haben wir die Hauptanwendung des Dipmeters, nämlich seine aktive Arbeitsweise, kennen gelernt. Dipmeter nennt man auch Absorptions- oder Resonanzfrequenzmesser (absorbieren bedeutet absaugen). Dieses Messprinzip wurde schnell nach Erfindung des Oszillators durch Meißner entdeckt und angewandt. Die erste Dipper waren also Röhren-Dipmeter und wurden Grid-Dip-Meter oder Grid-Dipper genannt, denn das Wort Grid bedeutet (Röhren)Gitter. Dipmeter mit Transistoren nannte man zur Abgrenzung in der Anfangszeit Transdipper. Im passiven Betrieb wird einfach der Oszillator abgeschaltet. Wird nun Energie aufgenommen, gibt es keinen Dip, sondern einen Peak – der Zeiger des Messgeräts macht eine kleine Bewegung von der Nullstellung zu höheren Werten hin. Ein wichtiges Kriterium jedes Dippers ist sein Messbereich. Baut man den Oszillator mit einer stark veränderbaren Kapazität (Drehkondensator) und schalt- oder steckbaren Spulen auf, so kann ein sehr großer Frequenzbereich überstrichen werden. Aus rein praktischen Gründen sind Steckspulen üblich.

10.3 Diplt – eine Innovation

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10.3 DipIt – eine Innovation Der von Peter Solf entwickelte Bausatz eines modernen „Super-Dipmeters“ stieß bei Funkamateuren trotz des Preises von rund 130 @ auf großes Interesse. Die Baumappe steht unter www.qrpproject.de/DipIt.html zum Download bereit. Das Dipmeter DipIt umgeht das Problem der Kopplung durch einen Schaltungstrick: Der Oszillator wird mit einem Frequenzhub von etwa 0,2 % und mit 400 Hz gewobbelt. Hat der Messkreis Resonanz auf der mittleren Dipperfrequenz, dann wird dessen Signal amplitudenmoduliert. Eine nachfolgende Demodulatorstufe liefert ein umso stärkeres Signal, je exakter die Übereinstimmung der Frequenzen ist. Dieses Signal wird wie in einem Empfänger verstärkt und optisch angezeigt (LED). Die Anzeigeempfindlichkeit ist „signifikant höher“ als bei bisherigen Geräten. DipIt ist für den Bereich 1-42 MHz vorgesehen, den er mit fünf Steckspulen erreicht, und erweiterbar für VHF/UHF. Abb. 117 zeigt das fertig aufgebaute Dipmeter-Modul. Die Frequenzauflösung beträgt unter 10 MHz 100 Hz und darüber 1 kHz.

Abb. 117: Der moderne Dipper DipIt besitzt eine Digitalanzeige und arbeitet nach dem innovativen Wobbelprinzip

10.4 Anwendungsmöglichkeiten Oszillatoren, Schwingkreise, Antennen – und wie ist es mit einem unbekannten Filter? Ob Quarz-, Keramik- oder LC-Filter: Ohne Durchlass- bzw. Sperrbereich zu kennen, kann man damit nichts anfangen. Also muss man auch hier wieder messen!

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10 Was ist, was kann ein Dipper?

Dies waren aber nur die wichtigsten Beispiele für Messmöglichkeiten im aktiven Betrieb eines Dipmeters. Im passiven Betrieb kann es darüber hinaus noch die Schwingfrequenz eines Oszillators, also auch die Empfangsfrequenz eines Direktmisch- oder Rückkopplungsempfängers ermitteln. Um die Arbeitsweise eines Dipmeters besser verstehen zu können, sollen zunächst einige Möglichkeiten zur Bestimmung der Resonanzfrequenz näher erläutert werden. Führt man einem Schwingkreis Energie zu, so wird im Resonanzfall die Spannung über ihm maximal (Parallelkreis) oder minimal (Reihenkreis). Man könnte also über eine Spannungsmessung zum Ziel kommen. Scheinbar einfach, aber nicht unproblematisch. Denn die Energie muss erstens hochohmig zugeführt werden. Und jede kapazitive oder induktive Koppelkomponente verschiebt zweitens die Resonanzfrequenz. Das Dipmeter besitzt einen Verstärker und benötigt somit nur einen minimalen Energieanteil vom Messobjekt. Der Koppelgrad lässt sich einfachst und weitläufig über den Abstand zum Messobjekt variieren. Eine so lose Kopplung wie nur möglich ist also problemlos zu erreichen – auch wenn diese eben oft nicht lose genug ist. Im passiven Betrieb ist vieles umgedreht: Der Prüfling pumpt nun Leistung in den Dipmeter-Schwingkreis. Der Oszillator des Dipmeters ist ausgeschaltet, meist ist die Batterie komplett abgeschaltet. Nähert man nun den Schwingkreis des Messobjekts dem des Messgeräts, so wird dieser Energie aufnehmen. Stimmen die Resonanzfrequenzen überein, so ist der Energieentzug maximal – die Spannung über dem Schwingkreis des Messgeräts steigt auf ein Maximum. Dies äußert sich dann als Peak, also als Spitze. Wenn in der Literatur vom Betrieb als Absorptionsfrequenzmesser gesprochen wird, dann ist diese passive Arbeitsweise gemeint. Aber auch im aktiven Betrieb wird natürlich Energie absorbiert (in umgekehrter Richtung) und eine Frequenz gemessen. Manche Dipmeter sind so konstruiert, dass im passiven Betrieb der Strom verkehrt herum durch das Instrument fließt. Dann gibt es tatsächlich auch hier einen Dip. Voraussetzungen für optimalen Dip bzw. Peak sind: – Die Spulenachsen sollten möglichst identisch verlaufen, die Spulen also gewissermaßen in einer Reihe liegen. – Der Spulenkörper darf keine Abschirmung besitzen. – Der Dipper muss genügend HF-Leistung erzeugen (aktiver Betrieb) bzw. empfindlich genug sein (passiver Betrieb). In beiden Fällen (aktiver/passiver Betrieb) kann die Kopplung verstimmen, auf möglichst lose Kopplung ist also stets zu achten. Wenn wir uns vor Augen halten, dass ein aktiv betriebener Dipper im Prinzip einen Sender darstellt, dann lässt sich ein möglicher Einsatz als Prüfgenerator erkennen.

10.5 Auf die Kopplung kommt es an!

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Empfänger können damit abgeglichen oder z. B. auf ihre Spiegelfrequenzsicherheit hin überprüft werden.

10.5 Auf die Kopplung kommt es an! Betrachten wir das Dippen ganz praktisch: Mit dem Dipmeter wird ein Energieentzug verursacht. Im aktiven Betrieb schwingt sein Oszillator, der stromlose Prüfling entzieht Energie. Bei Resonanz tritt ein Dip auf. Im passiven Betrieb entzieht der Schwingkreis des Dipmeters dem Prüfling Energie. Daher muss das Messobjekt der Schwingkreis eines funktionierenden Oszillators sein. Resonanz äußert sich in einem Peak. Vorsicht bei Verstärkern in Betrieb, denn hier ermittelt das Dipmeter nur die Signalfrequenz, die sich von der Resonanzfrequenz des Kreises unterscheiden kann! Für Fälle, wo der Kreis des Prüflings von der Koppelspule des Dipmeters nicht erreichbar ist, verbindet man zwei separate Koppelspulen durch eine Leitung miteinander. Man spricht dabei von Linkkopplung und Linkleitung. Die Linkkopplung funktioniert über zwei Koppelspulen, die jeweils auf das kalte Ende der zu verbindenden Schwingkreise gewickelt werden. Die Verbindung zwischen den Koppelspulen besteht entweder aus Koaxkabel oder einer verdrillten Zweidrahtleitung, Länge 5–10 cm. Diese Kopplung ist strahlungs- und verlustarm und trennt galvanisch. Jede Koppelspule hat maximal zwei Windungen. Einige Quellen offerieren auch eine kapazitive Kopplung, indem die Spule des Dipmeters z. B. an eine Eindrahtleitung gehalten wird. Keinesfalls darf man am Kondensator versuchen zu koppeln! Stehen die Spulenachsen senkrecht aufeinander, ist die Kopplung minimal und oft nicht ausreichend. Hieraus folgt aber ein wichtiger praktischer Tipp: Statt den Koppelgrad (mitunter umständlich) über die Entfernung zu variieren, kann er auch (bequem) über den Winkel der Spulenachsen optimiert werden. Nach Anschalten des Geräts stellt man den Zeigerausschlag auf etwa 80 % des Skalenendwerts. Oft muss man die Dipmeterspule bis auf wenige Millimeter an die Messspule heranbringen. Die Tiefe des Dips hängt von Koppelgrad und Betriebsgüte des gemessenen Kreises ab. Es sollte so gekoppelt werden, dass der Dip gerade noch wahrnehmbar ist. Dann ist die Messung am genauesten. Bei zu starker Kopplung besteht überdies Gefahr, dass der Dipper-Oszillator vom Messobjekt „mitgezogen“ wird. Das erkennt man daran, dass die Anzeige „springt“.

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10 Was ist, was kann ein Dipper?

10.6 Einsatzbeispiele ganz konkret Auch abgeschirmte Spulen und Ringkernspulen kann man „ausdippen“. Allerdings ist dazu entweder eine Koppelwicklung oder eine kapazitive Kopplung nötig. Man legt eine Koppelwickung an das kalte Ende (Masseverbindung). Kapazitive Kopplung realisiert man über einen Kondensator von 1,5–6,8 pF zwischen den Hochpunkten von Dipmeter- und Messkreis. Zum Optimieren von horizontalen und vertikalen Antennen ist ein Dipmeter sehr gut geeignet. Seine Genauigkeit reicht hierbei in aller Regel aus. Die Kopplung an das Kabel kann durch eine Koppelwicklung sehr einfach erfolgen. Jedoch ist es oft auch möglich, das Dipmeter direkt am Speisepunkt anzuschließen. Auch dann verwendet man eine Koppelwicklung. Da Kabel, welche elektrisch eine Viertel Wellenlänge oder gerade Vielfache davon lang sind, einen Schwingkreis simulieren, lassen sich auch solche elektrischen Längen exakt herstellen bzw. überprüfen. Die Bestimmung von Spulen oder Kondensatoren wird durch Aufbau eines Parallelkreises mit einer gut bekannten Kapazität oder Induktivität möglich. Die Formeln lauten L = 25.330/(f2 x C) bzw. C = 25.330/(f2 x L), wobei die Einheiten pF, µH und MHz zu verwenden sind. Im passiven Betrieb und im VHF-Bereich kann ein KW-Oszillator auf parasitäre Selbsterregung gecheckt werden. Wenn ein Modulationsausgang vorhanden ist, kann man den Oszillator darüber hinaus auf Störmodulation überprüfen. Auch einen Super kann man auf seine Spielgelfrequenz-Unterdrückung checken. Das Oszillatorsignal wird dazu über die Antenne oder den Antenneneingang recht stark eingekoppelt. Während es auf der Empfangsfrequenz einen sehr starken Ton (mindestens S9) erzeugt, soll auf der Spiegelfrequenz kaum etwas zu hören sein. Beim Abstimmen einer Funkstation kann der Dipper als Feldstärke-Indikator (Relativ-Outputmeter) dienen. Man geht in den passiven Betrieb und sucht mit dem Drehkondensator den maximalen Ausschlag. Ist dabei die Leistung gering und kein Anzeigeverstärker aktiv, sollte man die Spule mit einer kleinen Dipolantenne versehen.

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Stichwortverzeichnis

A Absorptionsfrequenz 144 Abtasttheorem 17 Aliasing 17 Anstiegszeit 21 ART 16 B Barretter 103 Betriebsgüte 138 Blindleistung 88 Blindwiderstand 28 blooming 22 Bolometer 103 Buschbeck-Messer 101 C CAT 7 Crest-Faktor (Formfaktor, Scheitelfaktor) 13 D Dauerstrich-Modulation 100 3-dB-Methode 109 Dezibel 70 Dioden-Wattmeter 102 Div 15 DMM 126 Doppelzähler 112 DPO 17 DSO 17 Durchgangs-Leistungsmesser 102 Durchgangskopf 64

E echter Effektivwertanzeige 13 Eichen 13 ENR 108 F Flussspannung 50 G Grid-Dip-Meter 144 Grid-Dipper 144 H Harmonische 135 HF- Messbrücke 142 HF-Mikrovoltmeter 69 HF-Millivoltmeter 69 I IEC 7 Impedanz 28 K kalorimetrisches Verfahren 103 Kettengleichrichter 70 Kompensationsbereich 30 komplexen Widerstand 28 Kreuzzeiger-Instrument 101 L Leerlaufgüte 138 Linearisierung 62 Linkkopplung 147 Linkleitung 147

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Stichwortverzeichnis

M MAD 12 Messempfänger 69 N Neper 70 O Oberwelle 135 P Pegel 70 Pegelmesser 70 PEP 101 ppb 113 ppm 111 Primärfrequenznormal 117 R Rauschbandbreite 22 Rauscherhöhungsfaktor 108 Rauschgenerator 109 Rauschmaß 108 Resonanzfrequenzmesser 144 Reziprokzähler 112 Richtkoppler 65 Richtungskoppler 65 RMS 12 Röhrenvoltmeter 11 S Samp-ling-Mischer 77 Sampling-Gate 77 Sampling-Vektor-Voltmeter 77 Sampling-Voltmeter 75 Scheinleistung 89 Scheinwiderstand 28

Schleusenspannung 50 Schwellspannung 50 Scope 11 Sekundärfrequenznormal 117 Spitzenleistungsmesser 102 Stehwellen-Messgerät 65 Stoßstelle 34 T TCXO 112 thermischen 103 Thermistor-Leistungsmesser 103 thermoelektrische Leistungsmesser 103 Thermoelement 102 Thermokoppler 102 Thermosensor 102 Thermoumformer 81 Torimpuls 112 Torzeit 112 Transdipper 144 True RMS 13 Ü Übergangsfrequenz 29 Überlagerungs-Vektor-Voltmeter 77 Überschussrauschen 108 USB Scope 18 V Vektor-Voltmeter 77 W Wechselstromwiderstand 28 Wirkleistung 88 Y

Y-Faktor-Methode 109

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152

4399-5 U1+U4

27.04.2007

13:09 Uhr

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Aus dem Inhalt: · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·

Sicherheit bei HF-Messungen Spannungsmessung – Grundlagen HF-Spannungsmessung mit dem Scope Praktische Tastkopfschaltungen HF-Spannungsmessung durch Gleichrichtung Durchgangskopf, Richtkoppler und Stehwellenmesser Elektronische HF-Voltmeter Logarithmische Anzeige (Pegelmessung) Hochfrequenz-Strommessung HF-Leistungsmessung Messen an der Dummy Load Mikrowatt und Milliwatt messen Leistungspegel in Dezibel messen Sendeleistungen messen Einfache Verfahren zur Rauschmessung Hochfrequenzmessung Praktisches Zähler-Wissen Kapazitäts- und Induktivitätsmessung Messungen mithilfe eines HF-Generators Was ist, was kann ein Dipper?

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